CN107492719A - 工作于x波段双圆极化差波束形成网络及其设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了工作于X波段双圆极化差波束形成网络及其设计方法，包括1个3dB分支线耦合器、6个威尔金森功分器和2个180°移相器。本发明所设计的差波束形成网络在8GHz～12.4GHz的频带内，端口驻波比小于1.85，输出端口的幅度差小于1.2dB，端口的隔离度均大于15dB，相位不平衡度在±6°以内。该网络具有良好的幅相特性，满足8元天线阵产生双圆极化差波束的要求。
Description
技术领域
本发明属于单脉冲天线系统技术领域，涉及一种工作于X波段双圆极化差波束形成网络及其设计方法。
背景技术
在现代侦察系统中，被动侦察对来波的频率以及极化方式都是未知的，因此需要采用超宽带的双圆极化天线进行侦收。天线一般采用抛物面的形式，结合超宽带馈源及双圆极化波束形成网络构成整个天馈线系统。信号侦收后为了跟踪，需要采用单脉冲和差波束体制。单脉冲天线系统是单脉冲雷达系统的关键部件，而波束形成网络决定了单脉冲天线阵能否实现和差功能。
发明内容
本发明的目的在于针对上述网络设计存在的布线相互交错及拓扑结构复杂的问题，提供一种工作于X波段双圆极化差波束形成网络及其设计方法，所设计的差波束形成网络在8GHz～12.4GHz的频带内，端口驻波比小于1.85，输出端口的幅度差小于1.2dB，端口的隔离度均大于15dB，相位不平衡度在±6°以内。该网络具有良好的幅相特性，满足8元天线阵产生双圆极化差波束的要求。
其具体技术方案为：
一种工作于X波段双圆极化差波束形成网络，包括1个3dB分支线耦合器、6个威尔金森功分器和2个180°移相器。当信号从左旋差端口馈入时，经“3dB分支线耦合器”分为两路分别到达“威尔金森功分器1”和“威尔金森功分器2”，由3dB分支线耦合器的原理可知，这两路信号幅度相等，相位相差90°，到达“威尔金森功分器2”的相位滞后90°；经“威尔金森功分器1”的信号分为等幅同相的两部分，分别经过“180°移相线1”到达“1端口”，经过“比较线1”到达“3端口”，则“3端口”的相位滞后“1端口”180°，幅度相等。同样，经“威尔金森功分器2”的信号分为等幅同相的两部分，分别经“180°移相线2”到达“2端口”，经过“比较线2”到达“4端口”，则“4端口”的相位滞后“2端口”180°，幅度相等。又“2端口”滞后“1端口”90°。因此，若以“1端口”为基准，1～8个端口的相位依次为：0°，-90°，-180°，-270°，0°，-90°，-180°，-270°。
进一步，所述3dB分支线耦合器采用三分支结构，威尔金森功分器采用一级结构。
进一步，所述180°移相器采用相对介电常数为2.65厚度为0.5mm的聚四氟乙烯介质板，所述180°移相器两端50Ω微带线的长度为2.4mm，单元间微带线长度为0.3mm。
一种工作于X波段双圆极化差波束形成网络的设计方法，具体步骤如下：
步骤1、给出了实现差波束幅相关系的差波束形成网络的拓扑结构，并详细分析了差波束形成网络的工作原理；
步骤2、利用单一左右手传输线宽带移相器的设计方法分别设计了宽带180°移相器；
步骤3、结合三分支3dB分支线耦合器及威尔金森功分器，设计了宽带双圆极化八元差波束形成网络。
进一步，步骤1中，所述差波束形成网络包括1个3dB分支线耦合器、6个威尔金森功分器和2个180°移相器；
所述差波束形成网络的工作原理为：
当信号从左旋差端口馈入时，经“3dB分支线耦合器”分为两路分别到达“威尔金森功分器1”和“威尔金森功分器2”，由3dB分支线耦合器的原理可知，这两路信号幅度相等，相位相差90°，到达“威尔金森功分器2”的相位滞后90°；经“威尔金森功分器1”的信号分为等幅同相的两部分，分别经过“180°移相线1”到达“1端口”，经过“比较线1”到达“3端口”，则“3端口”的相位滞后“1端口”180°，幅度相等。同样，经“威尔金森功分器2”的信号分为等幅同相的两部分，分别经“180°移相线2”到达“2端口”，经过“比较线2”到达“4端口”，则“4端口”的相位滞后“2端口”180°，幅度相等。又“2端口”滞后“1端口”90°。因此，若以“1端口”为基准，1～8个端口的相位依次为：0°，-90°，-180°，-270°，0°，-90°，-180°，-270°。这样就实现了左旋差波束馈电相位。
右旋差端口馈电时的原理与左旋差端口相同。
若设右旋差端口的信号为DR，左旋差端口信号为DL，设端口1～端口8的信号分别为1～8，则差端口的表达式为
DR＝1∠0°+2∠90°+3∠180°+4∠270°+5∠0°+6∠90°+7∠180°+8∠270° (1)
DL＝1∠0°+2∠-90°+3∠-180°+4∠-270°+5∠0°+6∠-90°+7∠-180°+8∠-270°(2)
进一步，步骤2中，所述180°移相器幅度在7GHz～13GHz的频率范围内，反射系数小于-10dB；在7GHz～13GHz的频率范围内，最大插入损耗为0.35dB；在7GHz～13GHz的频率范围内，相位差为180°±5°。
进一步，步骤3中，所述功分器的S参数在7GHz～13GHz的范围内。
进一步，步骤3中，所设计的宽带双圆极化八元差波束形成网络工作在8GHz～12.4GHz，3dB分支线耦合器采用三分支结构，威尔金森功分器采用一级结构。
进一步，步骤3中，所述耦合器的S参数，在7GHz～13GHz的频段内，端口1的反射系数小于-18dB，端口1和端口4的隔离度大于18dB，两输出端口的幅度差小于0.4dB，耦合器输出端口相位差在7.8GHz～12.5GHz的频段内，相位差为90°±2°。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
本发明的工作于X波段双圆极化差波束形成网络具有布线简便、拓扑结构简单的特点，本发明所设计的馈电网络具有左/右旋双圆极化的差性能，即实现左旋圆极化差波束以及右旋圆极化差波束。
附图说明
图1是差波束形成网络的结构示意图；
图2是三分支3dB分支线耦合器端口示意图；
图3是耦合器设计结果，其中，图3(a)S参数，图3(b)相位差；
图4是功分器设计，其中，图4(a)端口示意图，图4(b)S参数结果；
图5是180°移相器结构示意图；
图6是180°移相器的计算结果，其中，图6(a)幅度，图6(b)相位；
图7是差波束形成网络各端口的驻波比测试结果，其中，图7(a)为左旋差口、右旋差口、1-3端口，图7(b)为4-8端口；
图8是左旋差端口激励时差波束形成网络传输系数的测试结果，其中，图8(a)为SL1-SL4，图8(b)为SL5-SL8；
图9是右旋差端口激励时差波束形成网络传输系数的测试结果，其中，图9(a)为SR1-SR4，图9(b)为SR5-SR8；
图10是1端口与其他端口间隔离度的测试结果，其中，图10(a)为SRL、S12-S14，图10(b)为S15-S18；
图11是5端口与其他端口间隔离度的测试结果，其中，图11(a)为SRL、S51-S53，图11(b)为S54-S58；
图12是左旋差端口激励时传输相位的测试结果，其中，图12(a)为1-4端口，图12(b)为5-8端口；
图13是右旋差端口激励时传输相位的测试结果，其中，图13(a)为1-4端口，图13(b)为5-8端口。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案作进一步详细地说明。
1差网络结构
图1为差波束形成网络结构图。网络由1个3dB分支线耦合器、6个威尔金森功分器和2个180°移相线组成。
下面详细说明该差波束形成网络的工作原理。
当信号从左旋差端口馈入时，经“3dB分支线耦合器”分为两路分别到达“威尔金森功分器1”和“威尔金森功分器2”，由3dB分支线耦合器的原理可知，这两路信号幅度相等，相位相差90°，到达“威尔金森功分器2”的相位滞后90°；经“威尔金森功分器1”的信号分为等幅同相的两部分，分别经过“180°移相线1”到达“1端口”，经过“比较线1”到达“3端口”，则“3端口”的相位滞后“1端口”180°，幅度相等。同样，经“威尔金森功分器2”的信号分为等幅同相的两部分，分别经“180°移相线2”到达“2端口”，经过“比较线2”到达“4端口”，则“4端口”的相位滞后“2端口”180°，幅度相等。又“2端口”滞后“1端口”90°。因此，若以“1端口”为基准，1～8个端口的相位依次为：0°，-90°，-180°，-270°，0°，-90°，-180°，-270°。这样就实现了左旋差波束馈电相位。
右旋差端口馈电时的原理与左旋差端口相同。
若设右旋差端口的信号为DR，左旋差端口信号为DL，设端口1～端口8的信号分别为1～8，则差端口的表达式为：
DR＝1∠0°+2∠90°+3∠180°+4∠270°+5∠0°+6∠90°+7∠180°+8∠270° (1)
DL＝1∠0°+2∠-90°+3∠-180°+4∠-270°+5∠0°+6∠-90°+7∠-180°+8∠-270°(2)
2差网络关键器件设计
差波束形成网络工作频带为8GHz～12.4GHz。在图1所示的差波束形成网络结构示意图中，关键器件主要有3dB分支线耦合器、威尔金森功分器和宽带180°移相器。移相器不仅要满足宽带要求，并且还要考虑尺寸、结构布局和设计调节的复杂程度，是整个设计的难点。本发明采用传统的三分支3dB分支线耦合器及二等分威尔金森功分器，并采用单一左右手传输线的非线性相位特性来设计宽带180°移相器。
由于所设计的和差波束形成网络工作在8GHz～12.4GHz，为满足带宽要求，3dB分支线耦合器采用三分支结构，威尔金森功分器采用一级结构。图2为三分支3dB分支线耦合器，图3为耦合器的设计结果。
由图3(a)所示的耦合器的S参数计算结果可看出，在7GHz～13GHz的频段内，端口1的反射系数小于-18dB，端口1和端口4的隔离度大于18dB，两输出端口的幅度差小于0.4dB。由图3(b)所示的耦合器输出端口相位差的计算结果可看出，在7.8GHz～12.5GHz的频段内，相位差为90°±2°。该耦合器满足8GHz～12.4GHz的差波束形成网络的要求。
图4为功分器结构和计算结果。在图4(b)所示的S参数计算结果可看出，在7GHz～13GHz的范围内，功分器具有良好的匹配、传输和隔离性能，满足8GHz～12.4GHz的带宽要求。
180°移相器结构如图5所示，采用相对介电常数为2.65厚度为0.5mm的聚四氟乙烯介质板。移相器两端50Ω微带线的长度为2.4mm，单元间微带线长度为0.3mm。
180°移相器幅度和相位的计算结果如图6所示。从图6(a)所示移相器幅度的计算结果可以看出，在7GHz～13GHz的频率范围内，反射系数小于-10dB；在7GHz～13GHz的频率范围内，最大插入损耗为0.35dB。从图6(b)可以看出，在7GHz～13GHz的频率范围内，相位差为180°±5°。综合移相器的幅度和相位差的计算结果，在7GHz～13GHz的频率范围内，反射系数小于-10dB，插入损耗小于0.35dB，相位差为180°±5°，满足8GHz～12.4GHz的差波束形成网络的宽带180°移相要求。
3差网络实验结果
在对差网络的结构分析及对网络中的关键器件设计的基础上，设计并加工测试了差波束形成网络。由于端口较多，结果分两个图给出。
差波束形成网络中，其端口设置对应天线阵列的排布。网络的总尺寸为105mm×50mm。
图7为差波束形成网络各端口的驻波比测试结果。可以看出，在7.5GHz～12.5GHz的频带内，端口的驻波比均小于1.85，表明差波束形成网络具有良好的阻抗匹配带宽。
图8为左旋差端口激励时差波束形成网络传输系数的测试结果；图9为右旋差端口激励时差波束形成网络传输系数的测试结果。由图8可以看出，左旋差端口激励时输出端口间的幅度差在8GHz～12.4GHz的频带内小于1.1dB；由图9可以看出，右旋差端口激励时输出端口的幅度差在8GHz～12.4GHz的频带内小于1.2dB。
仅对1端口和5端口与其他端口间的隔离度进行了测试。图10和图11分别给出了差波束形成网络的1端口隔离度测试结果与5端口隔离度测试结果。由图10和图11可以看出，在7.5GHz～12.5GHz的频段内，端口的隔离度均大于15dB。
图12和图13分别为左旋差端口激励时与右旋差端口激励时差波束形成网络传输相位的测试结果。由图12可以看出，左旋差端口激励时，在8GHz～12.4GHz的频带内，输出端口的相位不平衡度在±5.5°以内；由图13可以看出，右旋差端口激励时，在8GHz～12.4GHz的频带内，输出端口的相位不平衡度在±6°以内。
从测试结果可以看出，差波束形成网络在8GHz～12.4GHz的频带内，端口驻波比小于1.85，输出端口的幅度差小于1.2dB，端口的隔离度均大于15dB，相位不平衡度在±6°以内。该网络具有良好的幅相特性，满足8元天线阵产生双圆极化差波束的要求。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，本发明的保护范围不限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可显而易见地得到的技术方案的简单变化或等效替换均落入本发明的保护范围内。
Claims (10)
1.一种工作于X波段双圆极化差波束形成网络，其特征在于，包括1个3dB分支线耦合器、6个威尔金森功分器和2个180°移相器，，当信号从左旋差端口馈入时，经“3dB分支线耦合器”分为两路分别到达“威尔金森功分器1”和“威尔金森功分器2”，由3dB分支线耦合器的原理可知，这两路信号幅度相等，相位相差90°，到达“威尔金森功分器2”的相位滞后90°；经“威尔金森功分器1”的信号分为等幅同相的两部分，分别经过“180°移相线1”到达“1端口”，经过“比较线1”到达“3端口”，则“3端口”的相位滞后“1端口”180°，幅度相等；同样，经“威尔金森功分器2”的信号分为等幅同相的两部分，分别经“180°移相线2”到达“2端口”，经过“比较线2”到达“4端口”，则“4端口”的相位滞后“2端口”180°，幅度相等；又“2端口”滞后“1端口”90°，若以“1端口”为基准，1～8个端口的相位依次为：0°，-90°，-180°，-270°，0°，-90°，-180°，-270°。
2.根据权利要求1所述的工作于X波段双圆极化差波束形成网络，其特征在于，所述3dB分支线耦合器采用三分支结构，威尔金森功分器采用一级结构。
3.根据权利要求1所述的工作于X波段双圆极化差波束形成网络，其特征在于，所述180°移相器采用相对介电常数为2.65厚度为0.5mm的聚四氟乙烯介质板，所述180°移相器两端50Ω微带线的长度为2.4mm，单元间微带线长度为0.3mm。
4.一种工作于X波段双圆极化差波束形成网络的设计方法，其特征在于，具体步骤如下：
步骤1、给出了实现差波束幅相关系的差波束形成网络的拓扑结构，并详细分析了差波束形成网络的工作原理；
步骤2、利用单一左右手传输线宽带移相器的设计方法设计了宽带180°移相器；
步骤3、结合三分支3dB分支线耦合器及威尔金森功分器，设计了宽带双圆极化八元差波束形成网络。
5.根据权利要求4所述的工作于X波段双圆极化差波束形成网络的设计方法，其特征在于，步骤1中，所述差波束形成网络包括1个3dB分支线耦合器、6个威尔金森功分器和2个180°移相器。
6.根据权利要求4所述的工作于X波段双圆极化差波束形成网络的设计方法，其特征在于，所述差波束形成网络的工作原理为：
当信号从左旋差端口馈入时，经“3dB分支线耦合器”分为两路分别到达“威尔金森功分器1”和“威尔金森功分器2”，由3dB分支线耦合器的原理得到，这两路信号幅度相等，相位相差90°，到达“威尔金森功分器2”的相位滞后90°；经“威尔金森功分器1”的信号分为等幅同相的两部分，分别经过“180°移相线1”到达“1端口”，经过“比较线1”到达“3端口”，则“3端口”的相位滞后“1端口”180°，幅度相等；同样，经“威尔金森功分器2”的信号分为等幅同相的两部分，分别经“180°移相线2”到达“2端口”，经过“比较线2”到达“4端口”，则“4端口”的相位滞后“2端口”180°，幅度相等；又“2端口”滞后“1端口”90°；因此，若以“1端口”为基准，1～8个端口的相位依次为：0°，-90°，-180°，-270°，0°，-90°，-180°，-270°；这样就实现了左旋差波束馈电相位；
右旋差端口馈电时的原理与左旋差端口相同；
若设右旋差端口的信号为DR，左旋差端口信号为DL，设端口1～端口8的信号分别为1～8，则差端口的表达式为：
DR＝1∠0°+2∠90°+3∠180°+4∠270°+5∠0°+6∠90°+7∠180°+8∠270° (1)
DL＝1∠0°+2∠-90°+3∠-180°+4∠-270°+5∠0°+6∠-90°+7∠-180°+8∠-270° (2)。
7.根据权利要求4所述的工作于X波段双圆极化差波束形成网络的设计方法，其特征在于，步骤2中，所述180°移相器幅度在7GHz～13GHz的频率范围内，反射系数小于-10dB；在7GHz～13GHz的频率范围内，最大插入损耗为0.35dB；在7GHz～13GHz的频率范围内，相位差为180°±5°。
8.根据权利要求4所述的工作于X波段双圆极化差波束形成网络的设计方法，其特征在于，步骤3中，所述功分器的S参数在7GHz～13GHz的范围内。
9.根据权利要求4所述的工作于X波段双圆极化差波束形成网络的设计方法，其特征在于，步骤3中，所设计的宽带双圆极化八元差波束形成网络工作在8GHz～12.4GHz。
10.根据权利要求4所述的工作于X波段双圆极化差波束形成网络的设计方法，其特征在于，步骤3中，所述耦合器的S参数，在7GHz～13GHz的频段内，端口1的反射系数小于-18dB，端口1和端口4的隔离度大于18dB，两输出端口的幅度差小于0.4dB，耦合器输出端口相位差在7.8GHz～12.5GHz的频段内，相位差为90°±2°。
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| CN108598717A (zh) * | 2017-12-30 | 2018-09-28 | 中国船舶重工集团公司第七二三研究所 | 一种宽带印制和差功分网络馈电的阵列天线 |
| CN108666743A (zh) * | 2018-04-16 | 2018-10-16 | 浙江大学 | 采用交叉极化抑制方法设计的正交极化平面阵列天线 |
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