CN109768707B - 一种耦合电感直流-直流电源转换器 - Google Patents

Abstract

本公开涉及一种耦合电感直流‑直流电源转换器。一种DC‑DC功率转换器设备具有公共的磁芯结构，其通过将每个集成到公共磁芯中来服务于变压器设备和输出电感器的功能。变压器设备具有集成在磁芯的第一支路结构中的初级和次级绕组，并且输出电感器设备具有集成到磁芯的第二支路结构中的输出电感器绕组，当在初级绕组结构上施加周期性切换的输入电压时，输出电感器绕组用于将输出电流输送到负载。变压器次级绕组结构和输出电感器绕组结构的绕组极性提供相反方向的电动势(EMF)极性，以在通过变压器，通过输出电感器将电力输入到输出负载时，显著减小到输出负载的输出电流纹波。公共磁芯的第三支路结构允许调节在输出电流纹波最小化下的输出电流。

Description

一种耦合电感直流-直流电源转换器

关于联邦政府资助的研究或开发的声明

本发明是在美国能源部授予的合同号B621073的政府支持下完成的。政府对本发明享有一定的权利。

技术领域

本发明一般涉及直流-直流(DC-DC)功率转换器，以及具有减小的输出电流纹波并且避免谐振能量存储的改进的DC-DC功率转换器。

背景技术

现代高性能计算机处理器和专用集成电路(ASIC)需要在低电压下的高电流。如今典型处理器可能需要0.7V至1.1V的核心电压，峰值电流超过200A。放置在处理器附近的DC-DC稳压器可以最大限度地减小高电流必须通过的从稳压器电源到处理器负载的电路板的距离。可以并联使用几个DC-DC转换器，以便提供更高的总负载电流。每个转换器的典型电流为40A至60A。系统通常并联使用一至八个转换器。

向DC-DC转换器输送电力的普遍存在的设备是在系统抽屉或机架内分配12V中间总线。分配12V所涉及的高电流可能对具有高功率的系统或在整个机架中将中间总线分布在较长距离上的系统提出挑战。承载12V中间总线的导体会耗散大小为电流的平方乘以导体的电阻功率。随着功率上升或电流增加，损耗随负载电流的平方增加。为了降低电阻，需要更大的铜横截面，从而导致更重的电缆，更多的连接器引脚以及印刷电路板(PCB)中更多的铜层。

分配中间总线功率的众所周知的解决方案提高电压以减小电流。业界已经通过机构监管建立了低于60V的电压被认为是安全的，并且不要求制定特殊规定来保护人们不能接触这些电路。在业界，48V中间总线是电信硬件系统以及具有中间总线机架级分布的一些其他系统广泛采用的解决方案。在某些系统中，转换器将48V直流中间总线转换为12V直流，以便仍可使用传统的12V至处理器电压DC-DC转换器。因此，系统从48V到处理器电压的整体DC-DC功率转换器包括多个串联的功率转换级。每个功率转换级占用物理空间并消耗功率。

一些业界采用的另一种选择是在单个转换步骤阶段中直接从48V直流中间电压转换到低于1V的处理器电压。由于中间总线电流减少了4倍，这种设计既消除了48V至12V单独转换级的功率损耗、体积和材料成本，又降低了中间总线分布损耗。

此外，对于转换器的开关周期的一部分，通用12V至低于1V DC-DC转换器不具有变压器并且使用开关或二极管直接从12V中间总线连接到输出电感器。然而，对于48V范围内的较高电压中间总线，将输出开关设备直接连接到中间总线变得困难。48V到电感开关的“导通时间”很短，占空比小，开关时序难以控制。因此，现在许多厂商正在设计48V至包含变压器的低于1V DC-DC转换器，并且具有连接在变压器次级端和输出电感器之间的开关次级端场效应晶体管(FET)。迄今为止，基于变压器的业界DC-DC转换器设计具有单独的变压器和电感器。这些变压器和电感器的磁性铁氧体磁芯占用了大量的物理体积，使基于变压器的DC-DC转换器的空间和成本效率降低。

发明内容

本公开的实施例涉及一种具有变压器的DC-DC功率转换器，其中定义变压器的初级端和次级端上的开关的相对定时，以便同时接通初级主开关和次级主开关，从而避免谐振能量存储。避免谐振能量存储提供了空间节省，因为磁场密度不超过磁性材料的饱和磁场密度下，变压器磁芯中的给定体积的磁性材料可以在每单位时间内通过变压器传递更多能量。

在一个实施例中，所述DC-DC功率转换器通过将转换器的变压器和电感器磁性铁氧体磁芯组合成单个结构并且通过正确地限定变压器次级和电感器绕组的极性来改善该DC-DC转换器的空间效率和电性能，因此只需要很小的电感值，从而可以使磁芯体积变小。以这种在共同体积的磁性材料中共享两个磁功能的方式提供了空间节省。

在一个方面，一种用于DC到DC功率转换器设备的磁路包括：

一种用于DC到DC功率转换器设备的磁路，包括：公共磁芯结构，提供一种具有集成到磁芯的第一支路结构中的初级绕组和次级绕组结构的变压器设备，以及具有输出电感器设备的输出电感器设备。以及具有集成在所述磁芯的第二支路结构中的输出电感器绕组结构的输出电感器设备，电感器绕组结构用于在初级绕组结构上施加周期性开关输入电压时将输出电流输送到负载。次级主开关设备可操作地连接到所述次级绕组结构并定时以防止通过次级绕组结构的电流反向，其中所述次级绕组结构具有第一绕组极性并且所述输出电感器绕组结构具有第二绕组极性，所述第一和第二绕组极性提供相反方向的电动势(EMF)极性，以在通过变压器，通过输出电感器将电力输入到输出负载时，显著减小到输出负载的输出电流纹波。其中所述公共磁芯还包括第三支路结构，其允许通过第一支路结构产生的磁通量部分地穿过第二支路结构并部分穿过第三支路结构，从而在第一变压器磁芯支路结构和第二支路结构之间提供部分耦合的磁通路径，其中部分磁耦合的大小确定在输出电流纹波最小下的输出电压。

通过最佳地限定磁耦合水平、变压器匝数比和操作占空比，然后可以在设计的最佳输出电压下使通过电感器的输出电流纹波非常小。

附图说明

图1示出了DC-DC功率转换器的一个实施例，该DC-DC功率转换器包括三柱磁芯，其在变压器和电感器柱之间提供部分耦合的磁通路径，并且包括有源钳位正激变换器元件和连接到这些绕组的电路；

图2示出了如图1的电路实施例中所示的具有三个支路的磁芯的磁阻模型；

图3A描绘了具有图1所示实施例的耦合磁通输出电感器的集成磁有源钳位正向变换器的电路示意图；

图3B描绘了在一个实施例中具有单独的非耦合通量(离散)输出电感器的有源钳位正向DC-DC转换器300'的另一实施例的等效电路示意图；

图4是图1中所示的三柱磁芯的俯视图，示出了与图1中所示相同的变压器和电感器绕组以及相同的有源正向变换器部件和电路；

图5A示出了应用于图3A所示实施例中的主初级和主次级同步整流器开关的输入的占空比“D”的示例脉冲数字栅极控制信号；

图5B示出了用于同时控制图3所示实施例中的有源钳位复位开关和次级复位同步整流器的栅极的定时激活的互补占空比“1-D”的示例脉冲数字栅极控制信号；

图6是描绘图1-3A的DC-DC功率转换器电路的示例操作的时序图，示出了在示例实现中针对主变压器上的开关初级复位电压绘制的耦合电感器输出电流；

图7A示出叠加在集成磁性铁氧体磁芯的物理结构上的电路的实施例的三维视图，其提供图1中示出的DC-DC功率转换器电路的磁路结构的变压器和电感器支路(柱)之间的部分磁耦合；以及

图7B示出了用于连接到图7A中所示的电路的负载的安装的电路低电阻输出线的物理实现。

具体实施方式

本公开涉及具有增加的空间效率和改善的电性能的DC-DC功率转换器。

如图1所示，磁芯，例如铁氧体磁芯结构110，具有三个磁芯支路：变压器支路，电感器支路和无绕组支路。通过将转换器的变压器支路和电感器磁性铁氧体磁芯支路组合成单个结构，并通过正确定义变压器次级和电感器绕组极性，可以降低所需电感值。通过定义变压器的初级端和次级端上的开关的相对定时，以便同时接通初级主开关和次级主开关，避免了变压器铁芯中的谐振能量存储。由于这两个原因，统一磁芯的体积可以很小，如现在详细描述的附图所示。应注意，在此描述并在附图中示出的相同和相似的元件由相同的附图标记表示。

在共同体积的磁性材料中共享两个磁功能提供了第一空间节省。当磁耦合变压器和电感器绕组配置有变压器次级绕组相对于电感器绕组的正确极性时，变压器和电感器的电动势(EMF)的相对极性在变压器通过电流时相互抵消，这减少了转换器输出电感中的纹波电流。这允许使用小得多的电感值来实现相同的输出电流纹波。降低设计的电感值可以进一步降低转换器的尺寸和体积。

体积的净减少允许具有高输入电压的这种基于变压器的DC-DC转换器在空间效率方面与传统降压转换器竞争，传统降压转换器不具有变压器但仅能够在较低输入电压下操作。此外，定义变压器初级端和次级端上的开关的相对时序，使得初级和次级开关同时接通，导致变压器铁氧体中没有显着的能量存储，从较小的铁氧体体积中节省第三个空间。

所描述的DC-DC功率转换器提供了性能益处。由于变压器和电感器之间的磁通量的耦合，在转换器输入与输出电压的一个特定比率下的操作导致在输出电流中理想地具有零纹波。纹波可以是非零但在工作点周围的输出电压范围内非常低。对于给定量的负载电容，较低的转换器输出纹波电流导致处理器负载看到较低的电压噪声。由较小的电感器值产生的另一个好处是对负载电流瞬变或输出负载的变化的改进的(即，减小的)转换器时间响应。

当磁性磁阻针对DC-DC转换器输入电压与输出电压的特定比率进行优化时，磁结构的体积和输出电感器纹波电流被最小化。

图1示出了实施为磁路和电路的DC-DC功率变换器100的一个实施例，该磁路和电路包括三柱磁芯，其在变压器和电感器柱之间提供部分耦合的磁通量。图1的功率转换器100示出了磁芯具有变压器初级、变压器次级和电感器电绕组；并且还包括有源钳位正激变换器组件和连接到绕组的电路。特别地，具体实施方式图1示出了具有三个支路的磁路的表示，包括耦合的输出电感器、以及包括具有高端复位的有源钳位正向转换器的外部组件。所示电路包括提供第一电源线101并连接到第二地线103的初级电压源102。连接到电源线101的是有源钳位复位电容器106的一端，另一端与用作有源钳位复位开关的第一MOSFET器件104的第一端子(例如，漏极或源极)串联连接。第一MOSFET器件104的第二端子(例如，源极或漏极)连接到用作主要主开关的第二MOSFET器件114的第一端子。MOSFET 114的第二端子连接到地线103。

相应的第一和第二MOSFET 104、114的每个栅极包括电连接，以接收来自可变占空比脉冲电压源(未示出)的脉冲信号。通过定时激活，MOSFET 104、114提供初级绕组电流I_PRIMARY。

功率转换器包括由具有高磁导率的材料形成的磁芯110，例如铁磁材料，例如铁，镍和钴和/或它们的合金。磁芯110具有三个部分或支路110A、110B、110C，每个支路具有在相应的支路中产生特定的磁阻的相应的分离间隙111A、111B、111C。支路110A是没有导电绕组的磁芯支路，支路110B是变压器支路，支路110C是电感器支路，每个支路具有限定的磁阻。无绕组支路110A和电感器支路110C的磁阻比确定通过变压器支路110B的磁通量有多少流过支路110A或110C。因此，磁阻比决定了变压器和电感之间的磁耦合量。通过调节这些磁阻，可以在变压器柱110B和电感器柱110C之间提供直接耦合、部分耦合或非耦合的磁通路径。

在一个实施例中，磁芯110的第二支路部110B用作具有表面的变压器芯，在所述表面上如图所示在缠绕方向上缠绕初级变压器绕组120。在一个实施例中，初级绕组120的绕组数被指定为“Np”。在一个非限制性示例中，Np可以等于12个绕组。初级绕组120包括连接到MOSFET器件104、114的公共连接端子的一端115，以及连接到电源线101的第二端117。如图1所示，初级绕组对第二支路110B的第一部分缠绕。初级绕组电流I_PRIMARY通过初级绕组120流动，当在变压器初级端子115通过在第一部分期间接通和激活的初级主MOSFET 114连接到地103的定时周期的第一部分期间施加电压时，初级绕组电流I_PRIMARY增加。当变压器初级端子115在定时周期的第二部分通过接通和激活的初级复位MOSFET 104连接到复位电容器106的定时周期的第二部分期间，初级绕组电流I_PRIMARY减小。

在一个实施例中，第二支支路110B的另一部分包括在其上缠绕有次级变压器绕组150的表面。在一个实施例中，绕组150的绕组的数量被指定为“Ns”。如图1所示，次级绕组150是单根导线，其具有围绕次级支路110B的第二部分的表面缠绕一圈(即，N＝1)的第一部分。可以理解，或者，N可以大于1。次级绕组150的导电线端150A用作次级绕组150的电流源，并且电连接到第三MOSFET 116的端子(源极或漏极)，用作二次端主开关。第三MOSFET 116包括连接到地线103的第二端子，并且适于承载次级绕组电流I_SECONDARY。

次级绕组150的导电线端150B既用作变压器次级绕组150的电流吸收器又用作电感器绕组150'的电流源。导电线端150B电连接到用作次级端环行器开关的第四MOSFET 108的端子(源极或漏极)。第四MOSFET 108包括连接到地线103的第二端子。在一个非限制性实施例中，如图1所示，次级端部件116、108、112和负载以非隔离的方式连接到与初级端部件102和114相同的地103，在一个替代的隔离实施例中，这些次级端部件可以连接到次级接地，该次级接地与初级接地103不同。在隔离的实施例中，尽管对注入开关FET 104、114、116和108的栅极的定时逻辑可能需要电平移位或隔离电路，DC-DC转换器将以等效方式起作用。

各个MOSFET 116、108的每个栅极端子各自电连接以从可变占空比脉冲电压源(未示出)接收脉冲信号。通过定时激活，当FET 116导通时，MOSFET 116、108或者通过变压器次级150A将电感器绕组150'连接到地103，或者当FET 108导通时，直接连接到地103。当能量通过变压器传递时，即当MOSFET 116和114同时导通时，电感器绕组结构通过变压器将输出电流从电压源102传递给负载。在开关周期的第二部分期间的开关周期的复位循环器阶段期间，当开关114、116关闭时，开关104和108同时接通，并且信号开关116(或等效二极管)防止电流在次级反转。即，通过开关116，通过次级绕组结构(即，I_次级电流不会向后流动)。在开关周期的第二复位循环器阶段期间，仅电感器将电流输送到输出负载；电压源102和变压器不涉及，电流通过循环器开关108、电感器和负载循环。

在图1的功率转换器100中，磁芯的第三支路110C或电感器支路形成磁耦合输出电感器，其上缠绕有电感器绕组。在一个实施例中，电感器绕组仅绕支路110C缠绕一圈(N＝1)，但应理解，可选地，N可大于1。

如图1中进一步所示，磁芯110的电感器支路110C的单个电感器绕组150'包括延伸的导电线部分150B、150C。

绕组150'的单线导电支路150C包括电连接到输出电容器112的第一端子的部分，输出电容器112用于对输出电流纹波进行滤波并减小负载上产生的直流电压纹波。输出电容器112的第二端子接地。

图2示出了磁芯110的磁阻模型200，其具有如图1所示的三个支路110A、110B和110C。图2中所示的磁阻模型200模拟对由三个绕组中的每一个产生的磁通势(MMF)，即，通过支路磁芯部分110B的初级绕组MMF 210，通过支路磁芯部分110B的次级绕组MMF 212，以及通过支路磁芯部分110C的电感器绕组MMF 208。来自每个绕组的MMF与由绕组绕过的支路中由绕组引起的磁通量直接成正比。图2中所示的磁阻模型200还模拟无绕组磁芯支路110A中的磁阻(提供磁阻值)202、变压器磁芯支路110B的磁阻204和输出电感器磁芯支路110C的磁阻206。磁阻是流过每个磁芯支路的磁通的“阻抗”，并且主要由相应的铁氧体磁芯支路110A、110B、110C中的相应磁芯气隙111A、111B、111C和每个间隙平面中铁氧体的横截面积决定。因此，图2示出了无绕组芯支路110A和电感器芯支路110C的相对间隙如何确定这些支路的相对磁阻，从而确定来自变压器支路110B的磁通将如何在支路110A和110C之间分开。对于变压器支路110B中的给定通量，磁阻比206与202确定该变压器支路通量的哪个部分将在电感器支路中流动。众所周知，铁氧体磁芯支路中的磁通量变化将在该绕支路周围的电绕组中产生电动势(EMF)。该关系(来自法拉第定律)是dΦ/dt＝EMF/N，其中Φ是磁通量，EMF表现为绕组两端的电压。通过变压器支路的磁通量变化与通过电感器支路的磁通量变化之比将与变压器次级绕组上感应的电压与电感器绕组两端出现的电压之比成比例。以这种方式，设置磁芯支路间隙将把变压器次级绕组上感应的相对电压设置为电感器绕组上感应的电压。

在一个实施例中，如果电感器支路110C的磁阻磁感应器206与外支支路110A的外部磁阻_202的关系与工作周期有特定的关系，则输出电流I_out可具有零值的dIout/dt，即无纹波电流。每个支路中的特定磁阻和通量流动百分比和流动方向的设计是以实现变压器和电感器之间的磁耦合的期望量百分比。变压器和电感器之间的磁耦合的期望量百分比，即，基于通过每个支路的设计的磁通方向和磁通量值，实现了电感、形状因子和噪声的减小。

更具体地，电感器支路110C和“无绕组”支路110A的磁阻的比率确定在电感器支路110C和“无绕组”支路110A中流动的变压器支路通量的比率。该比率确定变化的磁通量在变压器次级和电感器绕组上感应的相对电压，从而确定施加在电感器两端的净电压。施加在电感器上的净电压决定了电感电流的变化量，从而决定了输出电感器中的纹波电流。在图2中所示的磁芯的磁阻模型中指示的箭头还示出了磁通量相对于绕组两端电压的变化方向。例如，在占空比的主(第一)部分的主开关114激活期间，在初级绕组上施加电压Vin导致通过变压器初级的电流增加并导致磁通量的变化，如图2中所示的实线箭头表示。在周期的剩余复位或循环器部分期间，次级端循环器开关108被激活并且负复位电容器电压施加在初级绕组上，净初级绕组电压的相反极性导致通过变压器初级的电流减小并且到导致如图2所示，在每个支路处的虚线箭头所示的方向上磁通量的增加(EMF极性变化)。

在一个实施例中，鉴于图3A的等效电路图，在初级主FET 314和次级主FET 316导通时开关周期的主要部分期间，由于通量变化，变压器支路110B产生第一极性的相应电动势(EMF)，在部分磁性耦合电感器110C支路中产生第二相反极性的相应EMF，其一起被设计成当通过初级变压器通过输出电感器输送功率并进入负载时使输出电流纹波最小化到输出负载。定义变压器的初级端和次级端上的开关314、316的相对定时，以便同时接通初级主开关和次级主开关，并避免变压器铁芯中的谐振能量存储。

对给定输入电压下的特定输出电压的给定变压器匝数比和工作占空比，可以将公共磁芯的变压器，电感器和无绕组支路的磁阻设计为在指定的输出电压下最小的输出电流纹波。

鉴于图2中所示的磁路，当根据开关104、108、114、116的定时激活操作时，在铁氧体磁芯的第三支路110C中感应出变化的磁通量，其以类似于电池的方式起作用，从而提供输出电感器319上电动势(EMF)。当次级绕组350上的EMF处于设计电压，并且电感器319上的EMF提供相反的电压时，则当这两个串联电压的总和等于输出电压Vout时，输出电感器319上没有净电压，通过电感器的电流不会改变，也没有输出电流纹波。如果调整占空比使得平均Vout与净感应EMF的总和不同，那么电流纹波将是非零的。然而，在所示的配置中，与没有磁耦合的情况相比，变压器次级EMF和电感器EMF的相反极性359A和359B仍将减小纹波电流。

也就是说，当周期的某些部分其间，每个磁芯腿的磁阻(磁通路径)和引起每个路径中的磁通量变化的初级和次级开关的占空比被最佳选择时，则图3A中的磁性元件上的净感应电压将在周期期间的每个时刻与负载处的电压Vout匹配。在这些条件下，没有电压驱动耦合电感器，从而产生零输出电流纹波。

作为示例，支路110A中的磁阻202与支路110C中的磁阻206的比率可以是3：1。这意味着如果在变压器次级绕组350上产生四(4)伏(例如，给定48V的初级电源电压102和变压器中初级：次级匝数比12：1)，这将与通过支路110B的改变的通量成比例。给定磁阻202与206的比率，变化的通量的3/(3+1)或3/4将通过磁阻206或变压器支路110C。这将与电感器319上的4V*(3/4)＝3伏EMF成比例，其方向与在次级输出绕组350上感应的EMF的极性相反。磁通耦合和绕组因此产生在电感器支路上相反的EMF(例如，-3V),其与外部强制电压匹配，因此在周期的两侧(即，周期的主要部分和复位部分)，输出纹波减小。当变压器在周期的复位/循环器部分期间关闭时，在次级流中的电流流过开关108而不是通过变压器，电压极性在变压器上反转，例如，在电感器两端产生+1伏(EMF)，因此在I_out电流不会加速，因此纹波为零。

图3A特别描绘了具有图1所示实施例的耦合磁通输出电感器的集成磁有源钳位正向变换器300的电气原理图。直流(DC)电压源Vin(例如，48V)提供连接有源钳位复位电容器306的一端并进一步连接到初级变压器绕组结构320的一端的电压供应线。如图所示，初级变压器绕组320的绕组极性表示为309，以在磁芯的变压器支路内产生磁通量。由于剩余磁芯支路中的磁阻，该磁通量在磁芯的这些剩余的两个支路之间分开。初级变压器绕组320的另一端与初级变压器驱动开关314的一个端子311连接，驱动开关314在被激活时为初级变压器绕组320提供驱动。电容器306的另一端连接到有源钳位复位开关304的一个端子，而有源钳位复位开关304的另一个端子也连接到端子311。

磁耦合的次级变压器绕组350缠绕在与次级变压器绕组320相同的磁芯的变压器支路上，并且包括连接到主次级同步整流器开关316的一端，而次级变压器绕组的另一端350连接到次级复位同步整流器开关314的一端。次级变压器绕组350的另一端还连接到具有缠绕在磁芯的不同变压器支路上的电感器绕组的集成输出电感器319，其提供输出电容器和连接的负载(未示出)的输出电压321。

如图3A所示，次级变压器绕组350具有指示为359A的绕组极性，以在变压器绕组350上产生内部感应电压或EMF，变压器绕组350对于初级绕组320上的极性309的正电压，在点359A处相对于绕组350的反端为正。另一方面，集成(耦合)输出电感器319具有以359B表示的绕组极性，其在点359B处相对于电感器绕组319的反端产生正电压。这些相反的绕组极性359A、359B连同由图2的磁阻比确定的相对EMF幅度，在特定的最佳输出电压321下将输出电流纹波减小到几乎为零。

如上所述，铁氧体磁芯支路部磁阻的设计比率将导致在一个特定最佳输出电压下几乎为零的输出电流纹波。对于给定的输入电压和设计的变压器匝数比，可以调节施加在初级绕组结构上的周期性切换的输入电压信号的操作占空比，以便获得宽范围的输出电压。如果调整占空比以提供由设计的磁阻确定的最佳输出电压，那么通过电感器的电流纹波将接近为零。对于在该最佳点附近的占空比和输出电压范围，输出电流纹波将保持为低，低于在没有变压器和电感器之间的磁耦合的情况下相同的输出电感值的纹波，如图3B所示。在一个实施例中，可编程数字脉冲信号发生器(未示出)产生控制激活信号，用于以占空比“D”输入到主初级驱动开关314的栅极端子，用于控制主初级开关314的栅极的定时激活。即，占空比是指在初级输入绕组上施加输入电压Vin的导通时间。该相同的数字控制激活信号“D”还同时控制次级端主开关316的栅极的定时激活(即，导通)。

图5A示出了占空比“D”的示例脉冲数字栅极控制信号501，其可以同时施加到主初级开关314和次级同步整流器或次级主开关316的输入。

类似地，可编程数字脉冲信号发生器(未示出)产生控制激活信号，以互补(180°异相)占空比“1-D”输入到有源钳位复位开关304的栅极端子，用于控制有源钳位复位开关304的栅极的定时激活。该相同的数字控制激活信号还同时控制次级端循环器开关308的栅极的定时激活(即，接通)。

图5B示出了互补占空比“1-D”的示例脉冲数字栅极控制信号502，用于同时控制有源钳位复位开关304的栅极的定时激活，并且还控制次级端循环器开关308的栅极的定时激活。

在一个非限制性实施方案中，脉冲栅极激活信号D和1-D的开关频率为约350kHz，但是开关频率可在100kHz-400KHz之间的范围内。为了进一步紧凑所生成的DC-DC转换器设计，该工作开关频率范围在10MHz至100MHz之间或更高。占空比D可以在10％-50％之间的范围内，然而，占空比范围可以在1％-99％之间增加，这取决于MOSFET晶体管开关304、308、314、316的开关能力。所产生的磁耦合是可以实现反转，即，当调节占空比时电流纹波的极性反转，即电流纹波在设计的最佳输出电压下接近零。在一个实施例中，栅极激活信号D和1-D的所选择的ON/OFF时间是可以在连接的负载下实现1.0+/-0.1V的输出。给定示例初级绕组/次级绕组比率Ns：Np为1:12，具有48Vin输入，次级绕组输出处的电压可以是大约4伏特(例如，48伏输入的1/12)。因此，在一个实施例中，给定25％的占空比，即脉冲信号D的导通时间可以是信号D的周期长度的1/4，这将耦合电感器的输出电压降低到大约1.0伏特，该电压也是在输出电容器112端可用于驱动附加负载的电压。

在稳定状态下，对于占空比D的初级/主辅助开关314、316的栅极激活的定时的重复模式，以及占空比为1-D的复位/循环器开关304、308的栅极激活的重复模式，电压将在复位电容器306上建立，复位电容器306将使初级电流在周期结束时返回到周期开始时的初级电流的起始值。作为变压器磁化电流的初级电流部分将在每个周期开始时返回到零。不会产生净磁通量(即，未存储的剩余磁通量)。当能量在初级主FET 314和次级主FET 316导通的部分周期期间通过变压器时，由通过初级绕组309的电流的这个“负载”分量引起的磁通量将由与由通过次级绕组350的电流的这个“负载”分量完全取消。从输入传递到负载的能量的量不依赖于铁氧体磁芯中的谐振能量存储，从而允许更紧凑的铁氧体设计。

图3B描绘了有源钳位正向DC-DC转换器300'的另一实施例的示意图，其与图3的转换器300不同。在图3A中，输出电感器是单独的(离散的)和非磁耦合的输出电感器317。开关304、308、314、316的栅极激活信号的定时和两个转换器电路300(图3A))和300'(图3B)的操作以实现给定的平均输出电压是相同的。然而，对于任何有限负载阻抗和任何非零平均负载电流Iout，输出电流纹波将不为零。在输出电感器317上没有内部感应的EMF的情况下，当主FET 314和316导通时以及当变压器次级350两端的感应电压大于平均输出电压Vout时，Iout将在周期的主要部分期间增加。在这种情况下，将在输出电感器317上施加正的外部电压，并且输出电流Iout将增加。类似地，在周期的循环器部分期间，输出电感器317上将没有内部感应的EMF，输出电感器将具有施加在其上的负外部电压，并且输出电流Iout将减小。

返回图1，在稳态操作中，输出电容器112将处于以平衡主变压器绕组120上的伏秒的电压。功率转换器电路100的输出电压是Vout＝Vin*Ns/Np*duty，其中Ns是围绕磁芯110的第二支路配置的次级绕组的数量，Np是围绕该同一支路的初级绕组的数量，并且duty是占空比。

为了在初级绕组上实现平均零伏电压，复位电容器106的电压将为：Vin*duty＝Vcap*(1-duty)

Vcap＝(Vin*duty)/(1-duty)

其中占空比“D”指的是施加在初级输入绕组上的输入电压导通时间。次级开关116、108对输出电压绕组进行整流。在Vin*Ns/Np施加在次级上的“ON”时间期间，例如，在施加到初级开关114的占空比D的接通时间期间，开关116同时接通并且开关108断开。在该周期的这一部分中，变压器绕组电流流向连接的负载，如图1所示。在图5A1的D栅极控制信号501的关闭期间，其对应于图5B所示的1-D栅极控制信号的“接通”时间，电容器106两端的电压施加在初级绕组上，开关104接通，开关116断开，开关108接通。

输出电压是施加在电感器绕组两端的电压的时间平均值。

在来自DC-DC转换器的输出电感器的电流纹波不为零的操作点处，图1的输出电容器112过滤电感器电流，以通过LC滤波器的低通特性实现提供给负载的更稳定的DC电流。

变压器磁芯次级支路和电感器支路之间的磁耦合用于在电感器上引入内部EMF，该EMF与由变压器次级绕组350在外部施加到输出电感器319的电压极性相反。因此，该磁耦合降低了引起通过电感器的电流变化的净电压差，从而减小了输出电流纹波。

在一个实施例中，可以调节图1和图3A的功率转换器电路，以便设定输出电流纹波最小的输出电压。在这样的实施例中，在每个支路中磁阻的配置，(例如，设计磁芯支支路区域并调节图1所示的每个磁芯支支路110A-110C中的间隙尺寸，以控制通过每个支路的通量的百分比)将调整输出电压，在该输出电压下输出电流纹波理想为零。然后，通过调节FET栅极接通和断开的占空比，输出电压点可以围绕该最佳点向上或向下移动。当输出电压设定点变得大于或小于最佳的最小纹波输出电压时，纹波将增加。但是，输出电流纹波将保持小于变压器和电感之间没有磁耦合的情况。

图6是描绘图1-3A的DC-DC功率转换器电路的示例操作的时序图600，示出了绘制的相对于初级主FET 114或314上的开关初级复位电压605的耦合电感器输出电流602。这是在导线115处的电压，施加到初级变压器绕组端子的电压，电流I_primary从此流出。如图6所示，在开关占空比D的连续导通时间部分610A、610B、610C等期间，其中初级变压器开关接通，电感器电流602流出变压器次级，通过电感器并进入连接的负载，并且电感器电流几乎是平的或缓慢下降。

在开关占空比1-D的连续定时部分612A、612B等期间，其中有源复位电容器在初级绕组上提供电压并且主变压器初级和次级开关断开，电感器电流从地流过电感器和负载。不减小电感器电流，纹波电流602的极性反转，即以略微上升615示出。因此，给定次级绕组处的输入电压，并且由于环路周围的磁通感应电压，有一个生成的相反的电压，即由于电感器感应电压。在定时和磁阻的理想条件下，电感器电流602的输出电流纹波将为零。然而，在所示的示例中，纹波电流呈现小的非零幅度，其极性与零磁耦合时发生的极性相反。输出电流纹波远小于零磁耦合情况。也就是说，在一个实施例中，因为在设计的输出电压下，输出电流纹波接近零时占空比被调节，输出电流纹波的极性反转。

图4是俯视图，示出了如何将功率转换器电路400的集成的三柱磁芯、四个FET和复位电容器布置在印刷电路板上。如图4的视图中所示，集成磁正激变换器包括：初级电压源102、有源钳位复位开关104、有源钳位复位电容106、主次级同步整流开关108、磁芯110、输出电容112用于过滤输出电流纹波成直流电压、主初级开关114和次级复位同步整流器116。初级变压器绕组120和次级绕组150被示出并且可以用由印刷电路板层形成的平面铜结构实现。板。在该实施例中，次级变压器绕组结构150和电感器绕组结构150'以平面取向在平面印刷电路板的铜层上形成。此外，虽然未示出，但是一个或多个分立的导电元件可以在电路板中与电流路径并联或串联放置，以减少电传导损耗。

图7A和7B示出了对应于集成磁性铁氧体磁芯710的DC-DC功率转换器电路700的物理布局和结构的实施例的相应三维视图，集成磁性铁氧体磁芯710提供变压器柱分别和电感器支路(柱)110B，110C之间的部分磁耦合，如图所示。如上所述，上文所述的适当的变压器次级绕组与电感器绕组极性起到减小输出电流纹波的作用，提供了由于磁耦合而可能的电感器值的显着降低，以及正确的绕组极性。在图7A中，由于图7A中叠加显示的变压器次级绕组150和电感器绕组150'的公共连接150B，这相当于印刷电路板715上的空间节省，公共连接150B围绕铁氧体磁芯结构710(如本文中关于图1所描述的具有间隙111的两件式结构)，用于连接到次级环行器MOSFET开关108。如图7A所示，在印刷电路板(PCB)的一部分上，导电线150和150'通过公共线连接150B电连接到用作次级端环行器开关的第四MOSFET器件108的端子。该组合连接体现为通过在印刷电路板中的公共磁结构的变压器柱和电感器柱之间的印刷电路板迹线的公共部分。由于不需要大电感器来实现低电流纹波，变压器和铁氧体体积可能会缩小，并且考虑到在印刷电路板(PCB)715上实现为平面磁结构，电感器绕组150'可以连接到输出负载点(线)150C，其物理地实现为连接在电路板外部的单个低电阻、低电感线，如图7B所示。。在图7B中，该低电阻输出线结构150C包括线接触部分152，该线接触部分152从在PCB的外围端面750处暴露的导电绕组触点延伸，并且从变压器铁氧体磁芯710的顶端开始，并且包括弯曲部分153和进一步的在磁芯710的一部分上延伸的低电阻部分154。导线150C还包括朝向磁芯向内弯曲的弯曲部分155，并且还包括在两个形成的MOSFET器件116、108上延伸最终连接到负载的低电阻输出触点部分15，。在一个实施例中，非导电材料层可以分开导线部分156的后表面以避免接触器件116、108的表面。在一个实施例中，部分156可以提供热接触以接触器件116、108的表面并从器件116、108吸走热量。在一个实施例中，该导体150C形成为具有“宽”顶表面金属管脚的公共导线迹线，金属管脚提供低输出电阻连接器，将输出电流输送到在紧凑的低电阻结构中的负载，该紧凑的低电阻结构使磁功率转换器电路的体积进一步缩小。线接触部分152-156可以根据共同未决的共同拥有的美国专利申请No.15/808786[Atty Docket P201705794US01(35522)]中描述的过程连接到PEF，该专利申请通过引用结合于此。

图1-4的DC-DC功率转换器包括具有互感和绕组极性的集成变压器和耦合电感器，使得耦合变压器和电感器磁场减小转换器输出电感器中的纹波电流。就电流纹波而言，这有效地放大了电感值(但不涉及阶跃响应)，因此输出滤波只需要很小的电感值。降低设计的电感值可以进一步减小转换器的尺寸和体积-减小其外形尺寸。体积的净减少使这种具有高输入电压的基于变压器的DC-DC转换器与不具备变压器但只能在较低的输入电压下工作的传统降压转换器相比在空间效率方面具有竞争力。

此外，在变压器开关定时极性被定义为使得初级和次级主开关同时接通的情况下，变压器铁氧体中没有显着的能量存储，允许从较小的铁氧体体积节省第三空间。

应当理解，在未示出的另外的实施例中，磁芯110可以具有附加的铁氧体磁芯支路，其具有附加的电路连接和绕组结构，用作附加的初级变压器，次级变压器和耦合的输出电感器。

虽然已经关于本发明的优选实施例具体示出和描述了本发明，但是本领域技术人员将理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，

可以在形式和细节上进行前述和其他改变。因此，本发明不限于所描述和说明的确切形式和细节，而是落入所附权利要求的范围内。

Claims (13)

1.一种用于直流-直流(DC-DC)电力转换器设备的磁路，包括：

公共磁芯结构，提供一种具有集成到所述磁芯的第一支路结构中的初级绕组和次级绕组结构的变压器设备，以及具有唯一的集成在所述磁芯的第二支路结构中的输出电感器绕组结构的输出电感器设备，电感器绕组结构用于在初级绕组结构上施加周期性开关输入电压时将输出电流输送到负载；

次级主开关设备可操作地连接到所述次级绕组结构并定时以防止通过次级绕组结构的电流反向，其中所述次级绕组结构具有第一绕组极性并且所述输出电感器绕组结构具有第二绕组极性，所述第一和第二绕组极性提供相反方向的电动势(EMF)极性，以在通过变压器，通过输出电感器将电力输入到输出负载时，减小到输出负载的输出电流纹波；

其中所述公共磁芯还包括没有导电绕组的第三支路结构，其允许通过第一支路结构产生的磁通量部分地穿过第二支路结构并部分穿过第三支路结构，从而在第一变压器磁芯支路结构和第二支路结构之间提供部分耦合的磁通路径，其中部分磁耦合的大小确定在输出电流纹波最小化下的输出电压，所述第二支路结构和所述第三支路结构的磁阻比率使得在指定的输出电压下最小化所述输出电流纹波。

2.如权利要求1所述的磁路，其中所述输出电感器磁芯支路结构的铁氧体体积由于所述输出电感器值减小而减小，从而导致变压器磁芯结构体积减小。

3.如权利要求1所述的磁路，其中所述减小的输出电感器值允许输出阶跃响应时间减小以改变输出负载。

4.如权利要求1所述的磁路，其中所述变压器初级绕组、所述变压器次级绕组和所述输出电感器绕组结构形成为平面印刷电路板的导电层。

5.如权利要求4所述的磁路，其中所述变压器次级绕组结构和所述输出电感器绕组结构被组合以与次级循环器开关设备连接，所述组合连接被实施为在共用磁芯结构的变压器支路和电感器支路之间通过的印刷电路板迹线的公共部分。

6.如权利要求4所述的磁路，还包括从所述输出电感器绕组结构到所述电路板外部的负载点的物理低电阻导体连接。

7.如权利要求1所述的磁路，其中在开关定时周期的部分期间，通过第一初级主开关设备在初级绕组结构上施加输入电压，并且其中第二次级主开关设备与变压器次级绕组结构串联连接，其中初级主和次级主开关设备的定时是被设计成同时接通初级主和次级主开关设备的占空比，并且其中所述输出电感器还与所述变压器次级绕组结构串联连接，使得当初级主和次级主开关都接通时，在定时周期的所述部分期间，通过变压器将电力输送到所述输出电感器并输入到输出负载，从而消除铁氧体磁芯的变压器支路中的任何谐振能量存储。

8.根据权利要求7所述的磁路，其中所述消除所述铁氧体磁芯的变压器第一支路中的任何谐振能量存储使得共用磁芯体积能够减小。

9.如权利要求7所述的磁路，其中由于所述输出电感器值减小，所述输出电感器磁芯支路结构的铁氧体体积减小，导致变压器磁芯结构体积减小。

10.如权利要求7所述的磁路，其中所述减小的输出电感值允许输出阶跃响应时间减小，以改变输出负载。

11.如权利要求7所述的磁路，其中所述变压器初级绕组、所述变压器次级绕组和所述输出电感器绕组结构形成为平面印刷电路板的导电层。

12.如权利要求11所述的磁路，其中所述变压器次级绕组结构和所述输出电感器绕组结构被组合以与次级循环器开关设备连接，所述组合连接被实施为在共用磁芯结构的变压器支路和电感器支路之间通过的印刷电路板迹线的公共部分。

13.如权利要求11所述的磁路，还包括从所述输出电感器绕组结构到所述电路板外部的负载点的物理低电阻导体连接。

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