CN109690982B - 用于直接数字调制器的校准设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于直接数字调制器(direct digital modulator，DDM)(1120)的校准设备(1110)，其中所述DDM(1120)包括多个元件(1121)以根据预先确定的星座基于对输入信号(1122)的调制生成输出信号(1124)，所述校准设备(1110)包括：校准控制器(1111)，用于向所述元件(1121)中的至少一个(1121a)提供激励(1113)；以及测量设备(1112)，用于测量响应于提供给所述至少一个元件(1121a)的所述激励(1113)的DDM(1120)输出信号(1124)，其中所述校准控制器(1111)用于基于应用到所述DDM(1120)的输入的振荡信号和应用到所述DDM(1120)的误差补偿路径的反相振荡信号来提供所述激励(1113)。

Description

用于直接数字调制器的校准设备

技术领域

本发明涉及一种用于直接数字调制器(direct digital modulator，DDM)的校准设备、一种DDM和一种用于校准DDM的方法。

背景技术

无线发射器中使用的直接数字到RF调制器(Direct-Digital to RF Modulator，DDRM)的有效精度会由于每个单位对输出的有效贡献与这一单位的标称贡献不相符这一事实而降低，从而还导致噪声电平增加。这在所需传输信号频谱之外尤其成问题，因为这可能导致违反频谱发射要求或系统规范。频分双工(frequency division duplex，FDD)系统的接收频带具体而言是有问题的频谱区域，因为接收器对收发器可用操作范围的缩小不敏感。

为了满足蜂窝系统等的规范，需要减少由预期与有效单位权重之间的失配所引起的误差。对此可以使用多种技术，例如校准或前馈补偿。为了使这些技术发挥作用，要求设法量化DDRM由于单位之间的失配而产生的误差。

测量/校准正常DAC中的误差的最常用方法是通过检查单位的静态贡献来直接测量单位之间的偏差。这也可以使用，但是不包含由DDRM固有的调制所引起的动态效应。由于脉宽失配等因素影响了将静态误差调制到RF的方式，所以需要在RF处进行测量。

第一测量方法是使用连接到输出的测量设备针对一组编码测量DDRM的输出。由于DDRM的输出功率随着编码而增加，所以测量设备的有限动态范围会使高输出编码处(如果使用自适应增益)或低输出编码处(如果未使用自适应增益)的测量不太准确。这会使这种测量的输出对于描述每个元件的随机偏差来说不那么有用，因为测量误差会变得大于元件之间的预期误差。很难设计一种在所有输出信号条件下都能够提供所需精度的直接测量系统。

发明内容

本发明的目的是改进一种DDRM系统，尤其是提供一种机制来测量和计算DDRM系统中的不同单位之间的失配以及计算从这些单位误差产生的累积误差。

该目的由独立权利要求的特征来实现。其它实施方式从从属权利要求、描述内容和附图中显而易见。

具体而言，本目的通过以下方式实现：当系统正在运行时，在收发器启动时或者在后台，使用在工厂校准期间执行的校准程序来确定每个单位元件值与其标称值的偏差。然后在运行时确定在任何给定时间启动了哪些特定单位元件以及它们与累积标称值的总偏差是多少。校准程序使用一种间接测量技术，间接测量技术通过补偿误差来避免在DDRM的输出处生成大信号，直到输出处的信号最小化。因此，对测量接收器的动态范围要求可以放宽。为了避免测量精度由于本地振荡器(local oscillator，LO)泄漏和1/f噪声等而降低，测量技术将误差调制到边带。使用接收器来测量输出信号。为此，使用一个低中频接收器，因为其支持将接收器引起的误差(例如，非线性)与传输信号中出现的问题分开。

基本概念是一种创建校准表的测量技术，校准表包括针对DDRM的每种可能状态的误差向量。这通过以下方式完成：首先使用直接测量或间接测量技术将单位元件，或者在下文简称“元件”，彼此进行比较和/或与通用参考进行比较。再通过将所有启动的单位元件的贡献相加，针对每种DDRM状态从这些比较结果计算出累积误差向量。

间接测量技术使用补偿路径，补偿路径的信号被调谐以消除被比较的单位元件所生成的信号。通过适当地选择到单位元件的输入信号，补偿路径生成的信号包含(除了别的以外)片间的误差并且可以用来计算这一误差。

为了详细描述本发明，将使用以下术语、缩略语和符号：

RF： 射频

DDM： 直接数字调制器

DDRM： 直接数字RF调制器

ADC： 模数转换器

DAC： 数模转换器

I： 同相分量

Q： 正交分量

LO： 本地振荡器

ErrorDAC： 具有DAC的误差前馈路径

INL： 积分非线性度

DNL： 微分非线性度

直接数字RF调制器是一种将数字基带信号直接调制到RF载波频率上的无线发射器电路。这通过以下方式完成：在所需RF频率(还称为本地振荡器)处将基带信号与包含强频率分量的信号相乘。直接数字调制器是一种将数字基带信号等数字信号直接调制到RF载波频率等载波频率上的发射器电路。

图1示出了正交上变频器链100。在大部分现代发射器中，起始点是数字表示中的基带数据(I、Q)。通过基带数模转换器(Digital-to-Analog converter，DAC)101将该数字基带数据转换为模拟等效信号。其后是重建滤波器103，重建滤波器103随后用来去除由于源信号的数字性质而引起的失真，例如别名和量化噪声。此外，滤波器从D/A转换器自身去除所有非理想效果，例如，失配噪声、热噪声和滤波器带宽之外的带外失真分量。然后将滤波后的信号应用到正交混频器105，正交混频器105执行与本地振荡器(Local Oscillator，LO)的乘法。然后通过包括一个或多个放大器的放大级107、109将所产生的RF信号放大，最终将功率传递到天线111。

图2示出了上变频和放大级200的概念性表示。模拟基带信号通过图201(同相)和图202(正交)示出。实线表示差分信号对中的正相信号，而虚线是反相信号。通过频率为FLO的给定LO实施这一基带信号的上变频操作的一种方法是将LO周期分为4个相等部分，每个部分的长度为T4LO＝0.25/FLO。可以表明，一个LO周期中的正相同相201、正相正交202、负相同相203和负相正交204信号之间的交替将会实现复基带信号到LO频率的上变频。然后可以将这一混频器的RF输出205馈入放大器中，该放大器例如在AB类操作中偏置206。

图3所示为示出基于DDRM的发射器300的方框图。DDRM与传统正交上变频链不同，这是由于以下事实：数字信号首先混频307到LO，然后重组为RF信号。首先对数字基带信号(I,Q)进行数字上采样301和数字滤波303以确保合适的量化噪声性能和足够的别名距离。然后将其直接应用到DDRM 305，DDRM 305合并了DAC、混频器和第一放大级的功能。DDRM305从根本上说是由混频器和发电块组成的若干加权片的组合。基于基带数据的量级，这些片中的一些以这样一种方式启用：呈现给天线311的信号与所需信号对应。

如图4所示，输出波形400可以与传统TX的波形非常相似。模拟基带信号通过图401(正相同相)、402(负相同相)、403(正相正交)和404(负相正交)示出。

发射器随着时间的输出也可以通过基带等效星座图500表示为轨迹504，其中每个点表示发射器在时间上的一个状态，如图5所指示。点501表示量化的理想DDRM星座点；点502表示基带星座点，点503表示采样轨迹点。已调信号的生成可以通过跟随随着时间的某一轨迹来表示，如线504所指示。一个理想的发射器以无限精度和无穷小的小时间步长来穿过这一轨迹。在时间离散、幅度连续的发射器中，状态变化以有规律的时间间隔发生，如交叉圆503所示，这些交叉圆表示这一发射器中的采样轨迹点。这一发射器还能够具有任何需要的状态，但是其仅能够在特定时间点从一个状态变为另一个状态。前文描述的模拟电压采样TX就是这样一种发射器。其针对同相(in-phase，I)和正交(quadrature，Q)信号两者都具有一组连续的幅度状态，但是一个(I,Q)对到下一对之间的转变仅在每个LO周期发生。DDRM不仅是时间离散的，而且是幅度离散的，因此该组可用状态是离散的，如圆503的坐标格所指示。在DDRM中，采样轨迹点取整到最近的可用星座点502，从而产生误差向量505。该误差向量505是DDRM中的量化误差。

除量化误差之外，制造不完美也会使DDRM的有效状态将与预期状态稍有不同，如图6所示。对于制造的每个设备，DDRM针对给定状态配置生成的星座点602将与理想DDRM星座点601不同。这产生一个额外的误差向量，也就是失配误差。

根据第一方面，本发明涉及一种用于直接数字调制器(direct digitalmodulator，DDM)的校准设备，其中所述DDM包括多个元件以根据预先确定的星座基于对输入信号的调制生成输出信号，所述校准设备包括：校准控制器，用于向所述元件中的至少一个提供激励；以及测量设备，用于测量响应于提供给所述至少一个元件的所述激励的DDM输出信号，其中所述校准控制器用于基于应用到所述DDM的输入的振荡信号和应用到所述DDM的误差补偿路径的反相振荡信号来提供所述激励。

如上文定义的校准设备提供了一种测量技术来针对DDRM的每种可能状态获得误差向量。这通过以下操作完成：向元件提供激励，并测量响应于激励的DDRM输出信号。通过将所有启动的单位元件的贡献相加，可以针对每种DDRM状态从这些数据计算出累积误差向量。

因此，所述校准设备提供了一种在(几乎)所有输出信号条件下都能够提供所需精度的直接测量系统。

根据所述第一方面，在所述设备的第一可能实施形式中，所述校准控制器用于执行累积误差向量，所述累积误差向量是通过每个所述元件与其标称值相比的偏差信息计算出的。

这提供了以下优点：累积误差向量能够通过向每个元件提供激励来简单地推导出。

根据所述第一方面的所述第一实施形式，在所述设备的第二可能实施形式中，所述校准控制器用于以包括至少一个累积误差向量的校准表的方式提供所述偏差信息。

这提供了以下优点：校准表能够在工厂校准期间存储并供DDRM现场校准重用。

根据如上所述第一方面或根据所述第一方面的任一前述实施形式中，在所述设备的第三可能实施形式中，所述校准控制器用于基于所述测量的输出信号根据校准算法调整提供给所述至少一个元件的所述激励。

这提供了以下优点：可以实现一种迭代校准方法，其中精度能够随着每次迭代而提高。

根据如上所述第一方面或根据所述第一方面的任一前述实施形式中，在所述设备的第四可能实施形式中，所述校准控制器用于调整所述误差补偿路径的增益因子，以便在所述DDM的输出处获得无杂波输出信号。

这提供了以下优点：在提供无杂波输出信号时，能够实现DDM的高精度。

根据如上所述第一方面或根据所述第一方面的任一前述实施形式中，在所述设备的第五可能实施形式中，所述校准控制器用于基于在两个值之间，尤其是两个连续值之间切换应用到所述DDM的幅度码字(amplitude code word，ACW)来提供所述激励。

这提供了以下优点：可以测量DDM的误差补偿路径的精度并且可以调整误差补偿路径的增益，以便提高误差补偿后DDM的精度。

根据如上所述第一方面或根据所述第一方面的任一前述实施形式中，在所述设备的第六可能实施形式中，所述校准控制器用于基于应用到所述元件中的第一元件的振荡信号，尤其是时钟信号，以及应用到所述元件中的第二元件的反相振荡信号来提供所述激励。

这提供了以下优点：可以实施准确的基准测量，其中一个元件是参考元件，另一个元件是测量元件。这一基准测量提供了高精度。

根据所述第一方面的所述第六实施形式，在所述设备的第七可能实施形式中，所述测量设备用于测量所述第二元件的输出信号相对于所述第一元件的输出信号的失配。

这提供了以下优点：这种基准测量不需要外部参考，但是提供了高精度结果。

根据如上所述第一方面或根据所述第一方面的任一前述实施形式，在所述设备的第八可能实施形式中，所述测量设备包括：下混频器，其可连接到所述DDM的所述输出；以及

模数转换器，其耦合到所述下混频器并用于提供所述DDM的所述输出信号的测量值。

这提供了以下优点：DDM的输出可以在数字域中表示，其中测量值可以有效地存储在存储器中。

根据所述第一方面的所述第八实施形式，在所述设备的第九可能实施形式中，所述测量设备包括：低噪声放大器(low noise amplifier，LNA)，其可连接到所述DDM的所述输出或连接到所述下混频器的输出。

这提供了以下优点：LNA以低噪声，即高精度，提供输出。

根据所述第一方面的所述第九或第八实施形式，在所述设备的第十可能实施形式中，所述测量设备包括：滤波器，其耦合于所述下混频器与所述模数转换器之间。

这提供了以下优点：滤波器能够将噪声转移到对测量无干扰的带宽。

根据所述第一方面的所述第八至第十实施形式中的任一者，在所述设备的第十一可能实施形式中，所述测量设备的本地振荡器独立于所述DDM的本地振荡器。

这提供了以下优点：测量设备从DDM解耦。测量设备与DDM之间的非期望谐波的传输中断，从而提高了设备精度。

根据所述第一方面的所述第八至第十一实施形式中的任一者，在所述设备的第十二可能实施形式中，所述校准控制器用于将所述测量设备提供的所述测量值写入存储器中，用以实施离线校准。

这提供了以下优点：在实施离线校准时，能够保存DDM的处理资源。

根据所述第一方面的所述第八至第十二实施形式中的任一者，在所述设备的第十三可能实施形式中，所述校准控制器用于基于所述测量设备提供的所述测量值来控制所述DDM的误差补偿路径，用以实施在线校准。

这提供了以下优点：例如在现场操作期间，可以执行DDM运行时期间的快速校准。

根据第二方面，本发明涉及一种直接数字调制器(direct digital modulator，DDM)，包括：多个元件，用于根据预先确定的星座基于对输入信号的调制生成所述DDM的输出信号；以及根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一实施形式的校准设备。

所述校准设备提供了一种测量技术来针对DDRM的每种可能状态获得误差向量。因此，所述校准设备提供了一种在(几乎)所有输出信号条件下都能够提供所需精度的直接测量系统。具有这一校准设备的DDM能够实现所产生的星座点的高精度。

根据第三方面，本发明涉及一种用于校准直接数字调制器(direct digitalmodulator，DDM)的方法，其中所述DDM包括多个元件以根据预先确定的星座基于对输入信号的调制生成输出信号，所述方法包括：向所述元件中的至少一个提供激励，其中所述激励基于振荡信号和反相振荡信号；以及测量响应于提供给所述至少一个元件的所述激励的DDM输出信号。

这一校准方法提供了一种在(几乎)所有输出信号条件下都能够提供所需精度的直接测量。

根据所述第三方面，在所述方法的第一可能实施形式中，所述方法还包括：执行累积误差向量，所述累积误差向量是通过每个所述元件与其标称值相比的偏差信息计算出的。

这提供了以下优点：累积误差向量能够通过向每个元件提供激励来简单地推导出。

附图说明

本发明的具体实施方式将结合以下附图进行描述，其中：

图1所示为示出模拟正交上变频器100的方框图；

图2所示为示出单端输出处的示例性模拟上变频波形随着时间推移的图200；

图3所示为示出基于DDRM的发射器300的方框图；

图4所示为示出单端输出处的数字发射器的示例性输出波形的图400；

图5所示为示出示例性轨迹的基带等效星座图500；

图6所示为示出示例性失配误差的星座图600；

图7所示为根据一实施形式的示出测量误差补偿后DDRM 700的微分非线性度(differential non-linearity，DNL)的间接测量的示意图；

图8a所示为表示如图7所示的误差补偿后DDRM的DDRM边带和误差DAC边带的示例性频谱；

图8b所示为示出在DDRM输出处产生的信号以进行图8a的配置的示例性频谱；

图9所示为根据一实施形式的示出表示由反相LO信号901、902控制的DDRM 900的失配单位电流源的方框图；

图10所示为根据一实施形式的示出包括数字基带中所需的单位元件和校准块的校准系统1000的方框图；

图11所示为根据第一实施形式的示出包括校准设备1110和DDM 1120的校准系统1100的方框图；

图12所示为根据第二实施形式的示出包括DDRM 1210和校准设备的校准系统1200的方框图，该校准设备具有测量设备1220、校准控制器1230和可选存储器1240；

图13所示为根据第三实施形式的示出包括DDRM 1310和校准设备的校准系统1300的方框图，该校准设备具有测量设备1320和校准控制器1330；

图14所示为根据一实施形式的示出DDRM 1400的方框图；

图15所示为示出示例性重建DDRM星座的星座图1500；

图16所示为根据一实施形式的示出用于校准DDM的方法1600的示意图。

具体实施方式

以下结合附图进行详细描述，所述附图是描述的一部分，并通过图解说明的方式示出可以实施本发明的具体方面。可以理解的是，在不脱离本发明范围的情况下，可以利用其他方面，并可以做出结构上或逻辑上的改变。因此，以下详细的描述并不当作限定，本发明的范围由所附权利要求书界定。

应理解，与所描述的方法有关的注解还适用于执行该方法的对应设备或系统，反之亦然。例如，如果描述了特定方法步骤，则对应设备可以包括用于执行所描述的方法步骤的单元，即使此类单元没有在图中明确描述或图示。此外，应理解，本文所描述的各种示例性方面的特征可以相互组合，除非另外明确说明。

在下文中描述使用量化误差的设备和方法。量化是将模拟数据等输入值的大集合映射到数字值集合等可计算的较小集合的过程。量化过程的示例是取整和截位操作。量化误差是输入值与其量化值之间的差，例如，取整误差或截位误差。量化器是执行量化的设备。量化器的示例是模数转换器或DDRAM。

图7所示为根据一实施形式的示出测量误差补偿后DDRM 700的微分非线性度(differential non-linearity，DNL)的间接测量的示意图。

测量的目的是描绘两件事：第一，每个元件与其标称值相比的偏差。标称值可以等于其设计值或者可以是选为参考的任何其它元件。第二，DDRM的整体非线性传递函数。

误差补偿后DDRM 700包括直接数字射频调制器(direct digital radiofrequency modulator，DDRM)701，其与误差补偿数模转换器(error compensatingdigital-to-analog converter，ErrorDAC)703并行耦合。增加705到LSB振荡信号702的幅度控制字0(amplitude control word 0，ACW0)704作为输入信号提供给DDRM 701。乘以707一个负步长大小a的振荡信号702作为输入信号提供给ErrorDAC 703。输出加法器709增加DDRM 701和ErrorDAC 703的输出信号706、708以提供DNL 710。

图7示出了可以如何测量步长并同时为补偿路径(“ErrorDAC”)703输出提供参考。

为了测量ACW0与ACW0+1之间的输出步长，在值ACW0与ACW0+1之间切换输入到DDRM701中的ACW。将量级a的反相振荡应用到ErrorDAC 703。DDRM 701会输出步长大小为Δ的矩形振荡706，ErrorDAC 703会输出步长大小为a的反相振荡708。所产生的误差补偿后DDRM700的输出信号将是量级为Δ-a的振荡710。该方法应称为用于测量DNL的切换方法。

当使用附接到DDRM 701和ErrorDAC 703的合并输出，即误差补偿后DDRM 700的输出，的测量设备来测量输出振荡710，a的值使用例如数值优化技术来改变。一旦测量包络等于零，a的程序值就等于ErrorDAC单位值和被切换元件的未知权重。注意，a可以是复值，在这种情况下，还可以测量相位和/或延迟效果。

还注意，图7描绘的信号是等效基带信号。因此，实际在载波频率处的信号将通过DC信号以图7中使用的符号来表示。应用到DDRM 701和ErrorDAC 703两者的振荡702实际上是载波的双边带调制。这种调制比静态载波更容易检测和测量；典型的直接下变频接收器损害，例如LO泄漏、DC偏移和1/f噪声，会妨碍静态载波的下变频。此外，目标是将RF-DAC输出处可见的调制最小化。由于其理想上是0，所以到校准接收器路径的任何潜在非线性的输入理想上也是0。因此，对于这类测量，可想而知校准接收器的线性规范不会非常严格。

该方法的一般化是在任意ACW码与一个更高码之间切换：在ACWk与ACWk+1之间切换(一般化的切换方法)。可以使用相同的ErrorDAC控制。如果DDRM没有对电流源的单独控制，在这种情况下无法使用其它方法，则可以使用本方法。

主要优势在于，可以通过这种方式执行积分非线性(non-linearity，INL)测量，因为总代码级别可以直接测量。但是，这也意味着在输出处出现大输出LO音。小振荡幅度应在该音之后检测。这引起测量设备的去敏规范，去敏规范能够变得非常严格，导致为高精度应用中的所有可能ACW码使用该方法不切实际。

图8a所示为根据切换方法的表示如图7所示的误差补偿后DDRM的DDRM边带和误差DAC边带的示例性频谱。图8b所示为示出在DDRM输出处产生的信号以进行图8a的配置的示例性频谱。图8a和8b示出了DDRM 701和误差DAC 703输入以及DDRM 701输出处的针对Δ＝a的频域信号。在这种情况下，DDRM 701和误差DAC 703完全消除，在DDRM 701输出处仅可以测量到噪声(参见图8a)。如果它们不消除(Δ≠a)，则在DDRM 701输出处可以测量到从载波开始的许多杂波(参见图8b)。因此，步长Δ可以间接测量，从而以DDRM输出处无杂波的方式发现a。

图9所示为根据一实施形式的示出表示由反相LO信号901、902控制的DDRM 900的失配单位电流源910的方框图。

N个失配电流源(还称为电流元件)910a、910b、910c、910d、910e和910f的阵列910驱动谐振负载912。第一电流源910a作为参考。测量第n个DNL电流i_dnl,n相对于参考电流源910a的失配。为了进行该操作，将使用反相时钟信号901、902来调制参考电流源910a和要测量的电流源。结果，仅失配电流i_dnl,n将流至谐振负载912并引起电压v_dnl,n，失配电流可以从该电压推断。注意，在另一种实施方式中，调制电流i_dnl,n的符号以便使其偏离载波。

可以使用连接到输出913的测量设备通过测量在负载912上生成的电压来测量误差电流i_dnl,n，如下文结合图10至图13所述。另外通过测量选定参考元件，误差可以与通用参考相关。

在另一种实施方式中，生成与前文描述的切换方法相似的反相补偿信号，而不是直接测量误差电流。在这种情况下，目的是在应用如上文结合图7至图9描述的调制信号时，发现使在输出处测量出的电压等于0的增益因子a。

然后增益因子将是ErrorDAC元件中表达的误差的量级测量。随后这可以通过使用切换测试测量任意参考来转换为该参考。

图10所示为根据一实施形式的示出包括数字基带中所需的单位元件和校准块的校准系统1000的方框图。

图10示出了用于校准的数字系统1000以及一组电流元件1010、调制AND门1008、重定时触发器1007和在传输模式操作中使用的数字基带1001。重定时触发器1007与数字基带1001的剩余部分之间存在一层复用器1006。这些复用器1006使用源选择寄存器1005在每个单位元件配置。源选择寄存器1005确定该组电流元件1010的一个单位元件是否从传输模式TX数字基带1001或者从属于校准模式数字基带1002的两个三元存储器1003、1004之一接收其数据。三元存储器1003、1004中的每一个保存一个数字序列，这些数字可以是-1，0或1。在校准模式下，这些序列被传输到复用器1006，再从复用器1006按照源选择寄存器1005中的设置转发到该组电流元件1010中的单个电流元件。这样，存储器I 1003中存储的序列可以驱动该组电流元件1010中的一些单个电流元件，而存储器II 1004中存储的序列可以驱动该组电流元件1010中的另一组单个元件。该组电流元件1010中的剩余元件仍然从传输模式数字基带1001接收其输入，输入可以编程为任意输出值(例如，0，1或特定信号)。

图10所示的结构支持将上文结合图7至图9描述的任意测试信号应用到该组电流元件1010中的单个元件或单个电流元件组。

图11所示为根据第一实施形式的示出包括校准设备1110和DDM 1120的校准系统1100的方框图。DDM 1120包括多个元件1121，也称为单位元件或电流元件，以根据预先确定的星座基于对输入信号1122的调制生成输出信号1124。校准设备1110包括校准控制器1111和测量设备1112。校准控制器1111向元件1121中的至少一个1121a提供激励1113。测量设备1112测量响应于提供给至少一个元件1121a的激励1113的DDM 1120输出信号1124。校准控制器1111基于应用到DDM 1120的输入的振荡信号和应用到DDM1120的误差补偿路径的反相振荡信号来提供激励1113。

校准控制器1111可执行累积误差向量，累积误差向量是通过每个元件1121与其标称值相比的偏差信息计算出的。校准控制器1111可以包括至少一个累积误差向量的校准表的方式提供所述偏差信息。校准控制器1111可基于测量的输出信号1124根据校准算法调整提供给至少一个元件1121a的激励1113。校准控制器1111可调整误差补偿路径的增益因子，以便在DDM 1120的输出处获得无杂波输出信号1124。校准控制器1111可基于在两个值之间，尤其是两个连续值之间切换应用到DDM 1120的幅度码字(amplitude code word，ACW)来提供激励1113，例如，如上文结合图7所述。校准控制器1111可基于应用到元件1121中的第一元件1121a的振荡信号，尤其是时钟信号，以及应用到元件1121中的第二元件1121b的反相振荡信号来提供激励1113。

测量设备1112可测量第二元件1121b的输出信号相对于第一元件1121a的输出信号的失配，例如，如上文结合图9所述。

测量设备1112可包括：下混频器，其可连接到DDM 1120的输出，例如，如下文结合图12所述的下混频器1222；以及模数转换器，其耦合到下混频器1222并用于提供DDM1120的输出信号的测量值，例如，如下文结合图12所述的AD转换器1225。测量设备1112还可包括低噪声放大器(low noise amplifier，LNA)，其可连接到DDM 1120的输出或连接到下混频器的输出，例如，如下文结合图12所述。测量设备1112还可包括滤波器，其耦合于下混频器与模数转换器之间，例如，如下文结合图12所述。

测量设备1112的本地振荡器可独立于DDM 1120的本地振荡器。

校准控制器1111可用于将测量设备1112提供的测量值写入存储器中，用以实施离线校准，例如，如下文结合图12所述。

校准控制器1111可用于基于测量设备1112提供的测量值来控制DDM的误差补偿路径，例如，如下文结合图12所述的DDM 1210的误差补偿路径1212、1214，用以实施在线校准。

图11还示出了直接数字调制器(direct digital modulator，DDM)1120，其包括：多个元件1121，用于根据预先确定的星座基于对输入信号1122的调制生成DDM 1120的输出信号1124；以及如上文所述的校准设备1110。

图12所示为根据第二实施形式的示出包括DDRM 1210和校准设备的校准系统1200的方框图，该校准设备具有测量设备1220、校准控制器1230和可选存储器1240。校准系统1200是上文结合图11所述的校准系统1100的一种示例性实施方式。校准设备包括测量设备1220、校准控制器1230和测量接收器(measurement receiver，MRX)1240。测量设备1220耦合到DDRM 1210的输出，校准控制器1230耦合于测量设备1220的输出与DDRM 1210的输入之间，从而形成校准环。MRX 1240耦合到测量设备1220的输出。MRX1240输出可以写入存储器，或者校准环可以采用数字方式实现。DDRM 1210可实现为误差补偿后DDRM，如上文结合图7所述。DDRM 1210可包括同相路径和正交路径，同相路径包括同相DDRM 1211和同相ErrorDAC 1212，正交路径包括正交DDRM 1213和正交ErrorDAC 1214。

在如图12所示的校准系统1200的一种实施形式中，测量设备1220可包括低噪声放大器(Low-Noise Amplifier，LNA)1221、下混频器1222、增益&滤波级1224和模数转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)1225。LNA 1221是可选的，增益&滤波级1224是可选的。即，在替代性实施形式中，测量设备1220可包括下混频器1222和模数转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)1225。

校准控制器1230可实施为一级，包括用于从测量设备1220的通过MRX 1240测量的同相和正交输出生成联合复数1233的单元、数字下混频器1232和积分器1231。

一个重要的方面是，用于测量路径，即测量设备1220测量的路径，的本地振荡器(local oscillator，LO)可以独立于发射器LO；换言之，可以使用低中频(intermediatefrequency，IF)下混频。这样做将支持频率规划避免在基带处在彼此顶部折叠测试信号的不同RF谐波。因此不同RF谐波处的误差贡献可以采用数字方式分隔，如果需要的话，可以使用仅感兴趣的频带中的贡献来控制校准。这是一种以可行校准环结束的重要技术。

MRX 1240输出可以写入存储器(未在图12中示出)，从而支持(例如，在Matlab中)‘离线’实施校准。或者，控制环，即通过校准控制器1230的路径，可以直接片上关闭，从而控制片上ErrorDac控制器。

当通过存储器实施校准时，操作如下：DDRM 1210生成某一信号。激活MRX 1240，下混频信号通过ADC 1225进行数字化并写入存储器。然后，读出存储器内容并通过下混频1232进一步进行处理，将信号滤波到DC并进行整合1231以产生误差估计1234。由此计算出预计将误差最小化的一组新errdac输入，并且进行一次新运行。这可以迭代进行，直到误差测量1234足够小。

通过硬件校准环，操作如下：在校准开始时，启动所有块，包括DDRM 1210输入。DDRM 1211、1213输出信号，ErrorDAC 1212、1214尝试将该信号消除为零。关于该消除的误差由校准接收器，即测量设备1220进行测量，由ADC 1225进行数字化，混频1232到DC，整合1231并反馈给ErrorDAC 1212、1214输入。一段时间之后，环路趋稳，ErrorDAC1212、1214的稳定输入可以读出并进行后处理以提取DNL。

DDRM激励可以通过这样一种方式选择：可以聚集关于各单个DNL的信息。在校准环的操作期间可以应用以下DDRM输入：(1)两个相邻控制字ACW0与ACW0+1之间的切换；(2)在以下状态之间的切换：所有LSB单元都启动、所有MSB都关闭且所有LSB单元都关闭、一个特定MSB单元启动；(3)在两个不同相位有源的同等权重的两个单元，有源相位被切换以使所生成的信号偏离载波。

图13所示为根据第三实施形式的示出包括DDRM 1310和校准设备的校准系统1300的方框图，该校准设备具有测量设备1320和校准控制器1330。校准系统1300是上文结合图11描述的校准系统1100的一种示例性实施方式。

校准设备包括测量设备1320、校准控制器1330和测量接收器(measurementreceiver，MRX)(未在图13中示出)。测量设备1320耦合到DDRM 1310的输出，校准控制器1330耦合于测量设备1320的输出与DDRM 1310的输入之间，从而形成校准环。DDRM1310可实现为误差补偿后DDRM，如上文结合图7所述。DDRM 1310可包括同相路径和正交路径，同相路径包括同相DDRM 1311，正交路径包括正交DDRM 1312。DDRM 1310还可包括ErrorDAC 1313，用于同相和正交路径两者的误差补偿。

作为图12所示的完整接收器1222、1223、1224的替代方案，可使用整流器1321。测量设备1320可包括整流器1321、可调谐放大器1322和提供测量信号的ADC 1323。

校准控制器1330可包括：混频器1331，其将ADC 1323的测量信号与复载波信号1332进行混频；以及校准算法1338，用于评估该复信号。根据评估，可输出测量值1335并可向DDRM 1310的输入提供激励1334。校准控制器1310，具体而言是校准算法1338，可确定用于运行校准环的一些迭代。

校准系统1300与上文图12所示的校准系统1200的不同之处在于，DDRM 1310使用整流器1321进行校准。校准接收器1222、1223、1224被替换为(更简单的)整流器1321。仅使用一个ADC 1323来处理其输出。在整流器1321处，DDRM 1310的输出频谱通过自身混频到DC。激励1334确保DDRM 1310的输出包含强载波以及与其的杂波偏移，从该幅度可以推断出DNL。而消除了杂波的ErrorDAC 1313输入将是测量值。

在校准设备的一种实施方式中，校准算法1333如下工作：

步骤1：errorDAC 1313关闭，DDRM 1310产生杂波和载波，使用整流器1321、ADC1323、混频器1332测量幅度

步骤2：errorDAC 1313启动，DDRM 1310仅产生载波(DC输入)，进行测量

步骤3：errorDAC 1313启动，DDRM 1310产生杂波和载波，进行测量

步骤4：使用三角测量等数值搜索算法从前3次测量中找出理想的误差DAC 1313输入

步骤5：误差DAC 1313已消除了杂波？若否，返回步骤1

步骤6：测量完成

这一方案提供了节省芯片面积的优势。

图14所示为根据一实施形式的示出DDRM 1400的方框图。DDRM 1400包括数字前端1410、输出连接到负载912的LSB 1430和MSB部分1420。LSB 1430部分包括多个电流元件1431，例如，若干NLSB电流元件。MSB 1420部分包括多个电流元件1421，例如，若干NMSB电流元件。校准的目的是按照单个参考表达所有LSB和MSB元件。参考自身的伏特数或安培数可能并没有被确切了解。但是其误差转变为DDRM输出处的可补偿的纯粹幅度误差。将不会存在过多的带外发射，因为存在参考的幅度误差。

在DDRM 1400的一种实施方式中，LSB部分1430包括5个二进制加权电流元件1431。如果存在一个将这些电流元件中的每个电流元件的控制信号分别连接到地面、正或负LO信号的选项，则可以将各单个LSB部分单元与所有较低有效单元的总和进行比较。这些比较的标称结果将始终是1LSB。因此，不可能生成标称为零的信号。在LO频率处会始终有一个载波信号影响校准接收器的动态范围规范。

为了能够生成标称为0的信号而没有任何分量在LO频率处，可以增加虚拟LSB。该虚拟LSB可以使用如上文结合图7所述的切换方法来表征。因此，至少对于该虚拟单元的表征，须在存在相对强的阻断器的情况下执行校准接收器。

在一种实施方式中，二进制编码LSB对LSB的测量可如下进行：使LSB单元的实际输出为w_n·i_ref+i_mm，n，其中w_n是LSB单元的权重，2^n-1，i_mm,n是失配电流，i_ref是一个LSB的标称输出电流。使i₀＝i_ref+i_mm,0为一个额外虚拟单元的电流。

在二进制编码的情况下，测量值

可以通过直接单元比较产生：

注意，以上方程组包含针对N_LSB+1个未知数的N_LSB个方程式。额外的未知数是虚拟单元的失配。虚拟单元的失配可以使用如上文结合图7所述的切换方法来发现。

在一种实施方式中，MSB对MSB、一元编码LSB对LSB的测量可如下进行：使一元编码的实际输出为I_ref+I_mm，n，对于一元编码LSB或MSB，I_mm,n是失配电流，I_ref是一个一元的标称输出电流。在二进制编码的情况下，测量值I_mm，n可以如下产生：

注意，以上方程组包含针对N-1未知数的N-1个方程式。

在一种实施方式中，所有LSB对1个MSB的测量可如下进行：使一元失配I_mm,MSB,n为MSB单元1421的失配。假设一个虚拟单元属于LSB 1431，并且所有LSB 1431的标称总和是一个MSB。因此，有可能使用直接单位元件比较来将所有LSB失配的总和与I_mm,MSB,n进行比较。

在下文中描述了用于从不同频率处的测量获得数据的插值。上述表征技术测量不同DDRM元件的第一谐波输出之间的失配。因此该失配依赖于频率。

时域电流中的输出电流的第一谐波是

其中

φ₀＝2·π·t_p·f_LO

当

保持在0.25时，时域输出随着LO频率线性地改变其相位，并随着LO频率正弦式地改变其幅度。

该效果用来减少在不同LO频率处计算校准表所需的测量总量。测量在两个LO频率处完成，通常是感兴趣的频带的最大和最小频率。然后，通过应用上述关系式来计算给定LO频率处的表。

以下项目适用：

图15所示为示出示例性重建DDRM星座的星座图1500。参考符号1501表示理想的DDRM星座，参考符号1502表示有效的DDRM星座，参考符号1503表示残余误差。

为了针对前馈补偿机制计算合适的输入数据，须知道在任何星座点处产生的有效误差。在下文中描述了一种方法，该方法使用如上文结合图14所述的测量并且提取可以用来预测DDRM产生的误差的残余误差。

在第一步骤中，使用前述测量技术来测量DNL表。如果没有测量数据可用于感兴趣的LO频率，则还可以通过从其它LO频率处的两次测量进行插值来获得测量数据，如上文所述。

对于每个复输入码，可以确定启动的DDRM元件。针对所有启动元件对DNL表中的误差值求和，继而计算由元件的该特定组合产生的总误差。这在图15中示出。

注意，在任意给定时间点启动的元件的组合可以不仅仅是取决于复输入码。例如当使用动态元件匹配时，其中用来产生特定代码的单位元件随着时间而随机化，情况就是如此。在这种情况下，须考虑随机化，并且必须随着时间的推移重新计算总误差。

该流程针对任意给定时间点的任意给定DDRM输入码产生残余误差1503。该残余可以用来计算前馈补偿路径的输入。

图16所示为根据一实施形式的示出用于校准DDM的方法的示意图。方法1600用于校准直接数字调制器(direct digital modulator，DDM)，其中DDM包括多个元件以根据预先确定的星座基于对输入信号的调制生成输出信号，例如，如上文结合图3至图15所述。

方法1600包括向元件中的至少一个提供激励1601，其中激励基于振荡信号和反相振荡信号，例如，如上文结合图7所述。

方法1600还包括测量响应于提供给该至少一个元件的激励的DDM输出信号1602。

方法1600还可包括执行累积误差向量，累积误差向量是通过每个元件与其标称值相比的偏差信息计算出的，例如，如上文结合图7至图15所述。

本发明还支持计算机程序产品，包括计算机可执行代码或者计算机可执行指令，所述代码或指令在执行时使至少一个计算机执行本文所述的执行和计算步骤，特别是上文结合图16所述的方法1600或上文结合图7所述的方法700的步骤。这种计算机程序产品可包括可读非瞬时性存储介质，该可读非瞬时性存储介质上存储有供计算机使用的程序代码。该程序代码可执行上文结合图7和图16所述的方法700和1600。

尽管本发明的特定特征或方面可能已经仅结合几种实现方式中的一种进行公开，但此类特征或方面可以和其他实现方式中的一个或多个特征或方面相结合，只要对于任何给定或特定的应用是有需要或有利。而且，在一定程度上，术语“包括”、“有”、“具有”或这些词的其他变形在详细的说明书或权利要求书中使用，这类术语和所述术语“包含”是类似的，都是表示包括的含义。同样，术语“示例性地”，“例如”仅表示为示例，而不是最好或最佳的。可以使用术语“耦合”和“连接”及其派生词。应当理解，这些术语可以用于指示两个元件彼此协作或交互，而不管它们是直接物理接触还是电接触，或者它们彼此不直接接触。

尽管本文中已说明和描述特定方面，但所属领域的技术人员应了解，多种替代和/或等效实施方式可在不脱离本发明的范围的情况下所示和描述的特定方面。该申请旨在覆盖本文论述的特定方面的任何修改或变更。

尽管以上权利要求书中的元件是利用对应的标签按照特定顺序列举的，除非对权利要求的阐述另有暗示用于实施部分或所有这些元件的特定顺序，否则这些元件不必限于以所述特定顺序来实施。

通过以上启示，对于本领域技术人员来说，许多替代、修改和变化是显而易见的。当然，所属领域的技术人员容易认识到除本文所述的应用之外，还存在本发明的众多其它应用。虽然已参考一个或多个特定实施例描述了本发明，但所属领域的技术人员将认识到在不偏离本发明的范围的前提下，仍可对本发明作出许多改变。因此，应理解，只要是在所附权利要求书及其等效物的范围内，可以用不同于本文具体描述的方式来实践本发明。

Claims (14)

1.一种用于直接数字调制器(direct digital modulator，DDM)(1120)的校准设备(1110)，其特征在于，所述DDM(1120)包括多个元件(1121)以根据预先确定的星座基于对输入信号(1122)的调制生成输出信号(1124)，所述校准设备(1110)包括：

校准控制器(1111)，用于向所述元件(1121)中的至少一个(1121a)提供激励(1113)，其中，所述校准控制器(1111)基于两个连续值之间切换应用到所述DDM(1120)的幅度码字(amplitude code word，ACW)来提供所述激励(1113)，以测量DDM的误差补偿路径的精度并且调整误差补偿路径的增益；以及

测量设备(1112)，用于测量响应于提供给所述至少一个元件(1121a)的所述激励(1113)的DDM(1120)输出信号(1124)，

其中，所述校准控制器(1111)用于基于应用到所述DDM(1120)的输入的振荡信号和应用到所述DDM(1120)的误差补偿路径的反相振荡信号来提供所述激励(1113)，基于所述振荡信号和所述反相振荡信号提供所述激励包括：所述校准控制器(1111)基于应用到所述元件(1121)中的第一元件(1121a)的时钟信号及应用到所述元件(1121)中的第二元件(1121b)的反相振荡信号来提供所述激励(1113)；

所述测量设备(1112)测量所述第二元件(1121b)的输出信号相对于所述第一元件(1121a)的输出信号的失配，包括：以所述第一元件(1121a)中的其中一电流元件作为参考，并测量所述第一元件(1121a)中微分非线性度电流相对于所述作为参考的电流元件的失配电流，其中，通过反相振荡信号来调制所述作为参考的电流元件和待测量的电流元件，使得仅失配电流流至谐振负载并产生电压，依据所述电压确定所述失配电流。

2.根据权利要求1所述的校准设备(1110)，其特征在于：

所述校准控制器(1111)用于执行累积误差向量，所述累积误差向量是通过每个所述元件(1121)与其标称值相比的偏差信息计算出的。

3.根据权利要求2所述的校准设备(1110)，其特征在于：

所述校准控制器(1111)用于以包括至少一个累积误差向量的校准表的方式提供所述偏差信息。

4.根据前述权利要求之一所述的校准设备(1110)，其特征在于：

所述校准控制器(1111)用于基于所述测量的输出信号(1124)根据校准算法调整提供给所述至少一个元件(1121a)的所述激励(1113)。

5.根据权利要求1所述的校准设备(1110)，其特征在于：

所述校准控制器(1111)用于调整所述误差补偿路径的增益因子，以便在所述DDM(1120)的输出处获得无杂波输出信号(1124)。

6.根据权利要求1所述的校准设备(1110)，其特征在于，所述测量设备(1220)包括：

下混频器(1222)，其可连接到所述DDM(1210)的所述输出；以及

模数转换器(1225)，其耦合到所述下混频器(1222)并用于提供所述DDM(1210)的所述输出信号的测量值。

7.根据权利要求6所述的校准设备(1110)，其特征在于，所述测量设备(1220)包括：

低噪声放大器(low noise amplifier，LNA)(1221)，其可连接到所述DDM(1210)的所述输出或连接到所述下混频器(1222)的输出。

8.根据权利要求6或7所述的校准设备(1110)，其特征在于，所述测量设备(1220)包括：

滤波器(1224)，其耦合于所述下混频器(1222)与所述模数转换器(1225)之间。

9.根据权利要求6所述的校准设备(1110)，其特征在于：

所述测量设备(1220)的本地振荡器独立于所述DDM(1210)的本地振荡器。

10.根据权利要求6所述的校准设备(1110)，其特征在于：

所述校准控制器(1230)用于将所述测量设备(1220)提供的所述测量值写入存储器(1240)中，用以实施离线校准。

11.根据权利要求6所述的校准设备(1110)，其特征在于：

所述校准控制器(1230)用于基于所述测量设备(1220)提供的所述测量值来控制所述DDM(1210)的误差补偿路径(1212、1214)，用以实施在线校准。

12.一种直接数字调制器(direct digital modulator，DDM)(1120)，其特征在于，包括：

多个元件(1121)，用于根据预先确定的星座基于对输入信号(1122)的调制生成所述DDM(1120)的输出信号(1124)；以及

根据权利要求1至11之一所述的校准设备(1110)。

13.一种用于校准直接数字调制器(direct digital modulator，DDM)的方法(1600)，其特征在于，所述DDM包括多个元件以根据预先确定的星座基于对输入信号的调制生成输出信号，所述方法包括：

基于两个连续值之间切换应用到所述DDM(1120)的幅度码字(amplitude code word，ACW)来向所述元件中的至少一个提供激励(1601)，其中所述激励基于振荡信号和反相振荡信号，以测量DDM的误差补偿路径的精度并且调整误差补偿路径的增益，所述激励基于振荡信号和反相振荡信号包括：基于应用到所述元件中的第一元件的时钟信号及应用到所述元件中的第二元件的反相振荡信号来提供所述激励；以及

测量响应于提供给所述至少一个元件的所述激励的DDM输出信号(1602)，包括：测量所述第二元件的输出信号相对于所述第一元件的输出信号的失配，以所述第一元件中的其中一电流元件作为参考，并测量所述第一元件中微分非线性度电流相对于所述作为参考的电流元件的失配电流，其中，通过反相振荡信号来调制所述作为参考的电流元件和待测量的电流元件，使得仅失配电流流至谐振负载并产生电压，依据所述电压确定所述失配电流。

14.根据权利要求13所述的方法(1600)，其特征在于，还包括：

执行累积误差向量，所述累积误差向量是通过每个所述元件与其标称值相比的偏差信息计算出的。

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