CN109687790B - 三相异步电动机的矢量控制实现方法 - Google Patents
三相异步电动机的矢量控制实现方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN109687790B CN109687790B CN201910070061.8A CN201910070061A CN109687790B CN 109687790 B CN109687790 B CN 109687790B CN 201910070061 A CN201910070061 A CN 201910070061A CN 109687790 B CN109687790 B CN 109687790B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- axis
- rotor flux
- current
- flux linkage
- space vector
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 19
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 109
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 15
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims abstract description 5
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 claims abstract description 4
- 230000003068 static effect Effects 0.000 claims description 16
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 claims description 14
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 12
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 11
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 11
- 108090001145 Nuclear Receptor Coactivator 3 Proteins 0.000 claims description 6
- 102100022883 Nuclear receptor coactivator 3 Human genes 0.000 claims description 6
- 230000007774 longterm Effects 0.000 claims description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 abstract description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 abstract description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 abstract description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 239000007983 Tris buffer Substances 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- LENZDBCJOHFCAS-UHFFFAOYSA-N tris Chemical compound OCC(N)(CO)CO LENZDBCJOHFCAS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 238000000844 transformation Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
一种三相异步电动机矢量控制的实现方法，其步骤如下：利用三相异步电动机的数学模型，在旋转坐标系下以
为状态变量的三相鼠笼式异步电动机状态方程；构建三相异步电动机矢量控制系统、转子磁链及定子角速度计算模块、转子磁链的电压模型、转子磁链离散化计算模型、给定转子磁链的模型、带有双轴协同限幅的PID控制分为外环PID与内环PID，有益效果是：有效避免由于转差导致传统模型的转子磁链偏大的问题，进一步减小铁心损耗，提高了电机的运行效率，有效地避免了微分运算的高频噪声放大作用，保证了系统在起动或重载运行具有最大的输出能力，同时又保证了系统不会长时间的过载运行，避免电机超载过热运行，避免电机超压运行。
Description
技术领域
本发明涉及三相异步电动机的矢量控制实现方法，具体涉及一种基于转子磁链定向的三相异步电动机矢量控制的实现方法。
背景技术
在20世纪的大部分时间里，直流电机的励磁回路与电枢回路各自独立而具有优越的调速性能，高性能可调速传动一般采用直流电动机；而交流电机的定子回路与转子回路之间强耦合且具有多变量、非线性的特点，调速难度大，长期以来仅被限制在恒速传动领域，这种按调速的分工在当时已经为人们所公认的格局。直到20世纪七、八十年代，随着电力电子技术、计算机技术、变频调速技术的发展，才开辟了交流电气传动的新纪元。由于交流电机具有直流电机所无法媲美的优点，如结构简单、成本低、安全可靠、维修方便等，使得交流电气传动将逐步取代直流电气传动已是不争的事实。
目前，矢量控制技术在交流电机高性能变频调速领域得到广泛研究与应用。这种控制方案都是基于动态模型的控制策略，并已经被人们所公认的高性能交流变频调速技术。矢量控制技术(Vector Control简称VC)首次由德国西门子公司的工程师F.Blaschke于20世纪70年代提出的，其基本思想是通过坐标变换，将定子电流按照转子磁链定向的坐标系分解成磁链分量和转矩分量，从而实现两者之间的解耦，得到类似于直流电机的转矩和磁链模型，并仿照直流电机的控制方式进行控制。矢量控制使得交流调速技术有了突破性的进展，之后，由F.Blaschke的博士生导师W.Leonhard教授指导他的博士生R.Gabriel,G.Geinemann等人继续研究和开发矢量控制系统，于1985年出版了《Control ofElectrical Drives》，标志着矢量控制理论趋于完善。
然而，矢量控制技术在实际应用中很难得到理论效果，其中原因包括：1)给定转子磁链的模型不合理；2)单独回路PID限幅无法充分利用双轴下变量间的物理联系。
发明内容
本发明的目的是针对三相异步电动机控制系统存在的上述问题，提供一种三相异步电动机矢量控制的实现方法。
本发明的技术解决方案：
三相异步电动机矢量控制的实现方法，其步骤如下：
1、一种三相异步电动机矢量控制的实现方法，其特征是步骤如下：
步骤1.利用三相异步电动机的数学模型
在旋转坐标系下，以
为状态变量的三相鼠笼式异步电动机状态方程：
式中，isd、isq为定子电流空间矢量在旋转dq坐标系下d轴与q轴的分量；usd、usq为电子电压空间矢量在旋转dq坐标系下d轴与q轴的分量；ψrd、ψrq为定子磁链矢量在旋转dq坐标系下d轴与q轴的分量；J为转动惯量；B为粘性摩擦系数；Tl为负载转矩；p表示微分算子；σ为漏感系数，
Tr为转子时间常数，Tr＝Lr/Rr；
步骤2.构建三相异步电动机矢量控制系统
按照转子磁链定向的矢量控制系统，包括电机本体、空间矢量控制模块、旋转/静止变换C2r/C2s模块、三相/二相变换C3s/C2s模块、静止/旋转变换C2s/C2r模块、转子磁链及定子角速度计算模块、设定转子磁链模块、转子磁链PID调节模块AΨR、转速PID调节模块ASR、m轴电流分量PID调节模块ACMR、t轴电流分量PID调节模块ACTR；
步骤2.1转子磁链及定子角速度计算模块
该模块的输入变量包括定子电流的α轴分量isα、定子电流的β轴分量isβ以及转子角度ωr，输出变量包括转子磁链空间矢量位置角的正弦sinθ、转子磁链空间矢量位置角的余弦cosθ、转子磁链空间矢量模|ψr|以及电气角速度ωr；转子磁链空间矢量位置角的正弦sinθ与余弦cosθ分别作旋转/静止变换为C2r/C2s模块与静止/旋转变换C2s/C2r模块的输入；转子磁链空间矢量模|ψr|作为转子磁链PID调节模块AΨR的反馈量；电气角速度ωr作为设定转子磁链模块的输入；
转子磁链的电压模型
式中，ψrα、ψrβ为定子磁链矢量在静止坐标系下α轴与β轴的分量；isα、isβ为定子电流空间矢量静止坐标系下α轴与β轴的分量；usα、usβ为电子电压空间矢量在静止坐标系下α轴与β轴的分量；
由转子磁链的电压模型可知，需要获得定子电压与定子电流的在静止坐标下的α轴与β轴的分量，由按照变换前后功率不变原则的三相-两相变换关系可得到：
式中，iA、iB、iC分别为A、B、C三相的相电流；uA、uB、uC分别为A、B、C三相绕组的相电压；C3s/2s表示从三相静止坐标系变换到两相静止正交坐标系的变换矩阵,即
步骤2.2转子磁链离散化计算模型
设式(2)中的积分式如下：
分别对上式进行离散化
因此，转子磁链的离散化公式如下：
转子磁链模
转子磁链空间矢量位置角的正余弦
式中，θ为转子磁链矢量的空间位置电角度；
由式(9)可知，转子磁链空间矢量位置角的正切为
对上式两边分别对时间求导，得
解得
静止坐标系下转子磁链的电流模型如下：
为了解决由微分运算引入高频干扰的问题，将式(13)带入式(12)，得到
步骤2.3给定转子磁链的模型
为了充分利用铁心，同时为了获得与直流电动机一样的线性机械特性，基频以下采用恒转子磁链控制方式；基频以上，为了保持电压为额定值，转子磁链与定子角频率成反比；给定转子磁链的模型如下：
式中，ωN为额定电气角频率，为常值ωN＝2πfN；fN为定子频率；ω为实际的电气角频率；
步骤2.4带有双轴协同限幅的PID控制带有双轴协同限幅的PID控制分为外环PID与内环PID，其中外环PID包括AΨR与ASR模块；内环PID包括ACMR与ACTR模块；
步骤2.4.1带有系统限幅的外环PID
带有双轴协同限幅的外环PID控制过程：
步骤2.4.1a：从转子磁链及定子角速度计算模块读取转子角速度ωr与转子磁链空间矢量模|ψr|；
步骤2.4.1b：依据下式分别计算角速度偏差与转子磁链模偏差：
式中，
为转子角速度的给定值；|ψr|*是给定转子磁链模块的输出，作为转子磁链模的给定值；
步骤2.4.1c：利用增量式PID算法，分别计算m轴与t轴的电流增量。
式中，kpj、Tij、Tdj分别为各自PID控制器的比例系数、积分时间常数与微分时间常数；
步骤2.4.1d：为循环迭代做准备，将前1时刻的误差赋值给第前2时刻的误差变量，将当前时刻的误差赋值给第前1时刻的误差变量；
步骤2.4.1e：计算定子电流空间矢量m轴与t轴分量的给定值
式中，
为前一时刻的m轴与t轴的电流分量；
为当前时刻的m轴与t轴的电流分量；
步骤2.4.1f：计算定子电流空间矢量模
步骤2.4.1g：协同限幅处理
步骤2.4.1g1：为了保证电机长期工作电流不超过其额定值，由两相坐标系的电流空间矢量模是相电流幅值
倍，由下式确定电流空间矢量模最大值：
式中，IN为电机额定电流值；
步骤2.4.1g2：判读当前的定子电流空间矢量是否超过电流空间矢量模最大值ismax；如果是，则定子电流空间矢量的各分量按照下式进行协同限幅
式中，
为修正后的m轴与t轴的电流分量；
如果不是，则不进行处理；
步骤2.4.2带有系统限幅的内环PID
带有双轴协同限幅的内环PID控制，过程如下：
步骤2.4.2a：从静止/旋转变换C2s/C2r模块读取定子电流空间矢量m轴分量ism与t轴分量ist；
步骤2.4.2b：依据下式分别计算d轴电流分量偏差与q轴电流分量偏差：
式中，
为m轴定子电流分量的给定值；
为t轴定子电流分量的给定值；
步骤2.4.2c：利用增量式PID算法，分别计算m轴与t轴的电压增量；
式中，kpj、Tij、Tdj分别为各自PID控制器的比例系数、积分时间常数与微分时间常数；
步骤2.4.2d：为循环迭代做准备，将前1时刻的误差赋值给第前2时刻的误差变量，将当前时刻的误差赋值给第前1时刻的误差变量。
步骤2.4.2e：计算定子电压空间矢量m轴与t轴分量的给定值
步骤2.4.2f：计算定子电压空间矢量模
步骤2.4.2g：协同限幅处理
步骤2.4.2g1：为了保证电机长期工作电压不超过其额定值，由两相坐标系的电压空间矢量模是相电压幅值
倍，由下式确定电流空间矢量模最大值。
式中，UN为电机额定电流值；
步骤2.4.2g2:判读当前的定子电压空间矢量是否超过电压空间矢量模最大值usmax；如果是，则定子电压空间矢量的各分量按照下式进行协同限幅
如果不是，则不进行处理。
本发明的有益效果是：
1)给定转子磁链模型用定子角频率取代转子角速度，优化了基频以上转子磁链的给定值。有效避免由于转差导致传统模型的转子磁链偏大的问题，进一步减小铁心损耗，提高了电机的运行效率。
2)定子角频率计算模型结合了转子磁链的电压模型，有效地避免了微分运算的高频噪声放大作用。
3)外环PID的双轴协同限幅，既保证了系统在起动或重载运行具有最大的输出能力，同时又保证了系统不会长时间的过载运行，避免电机超载过热运行。
4)内环PID的双轴协同限幅，保证了电机都在额定电压及额定电压以下范围内运行，避免电机超压运行。
附图说明
图1是本发明的三相异步电动机矢量控制原理框图；
图2是本发明的带有协同限幅的外环PID控制流程图；
图3是本发明的有协同限幅的内环PID控制流程图；
图4是本发明转速与时间关系曲线图；
图5是本发明转子磁链幅值与时间关系曲线图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本实用新型进行详细说明：
三相异步电动机矢量控制的实现方法，其步骤如下：
1、三相异步电动机的数学模型
在旋转坐标系下，以
为状态变量的三相鼠笼式异步电动机状态方程：
式中，isd、isq为定子电流空间矢量在旋转dq坐标系下d轴与q轴的分量；usd、usq为电子电压空间矢量在旋转dq坐标系下d轴与q轴的分量；ψrd、ψrq为定子磁链矢量在旋转dq坐标系下d轴与q轴的分量；J为转动惯量；B为粘性摩擦系数；Tl为负载转矩；p表示微分算子；σ为漏感系数，
Tr为转子时间常数，Tr＝Lr/Rr；
2、三相异步电动机矢量控制系统
按照转子磁链定向的矢量控制系统如图1所示，包括电机本体、空间矢量控制模块、旋转/静止变换C2r/C2s模块、三相/二相变换C3s/C2s模块、静止/旋转变换C2s/C2r模块、转子磁链及定子角速度计算模块、设定转子磁链模块、转子磁链PID调节模块AΨR、转速PID调节模块ASR、m轴电流分量PID调节模块ACMR、t轴电流分量PID调节模块ACTR；
2.1转子磁链及定子角速度计算模块
该模块的输入变量包括定子电流的α轴分量isα、定子电流的β轴分量isβ以及转子角度ωr，输出变量包括转子磁链空间矢量位置角的正弦sinθ、转子磁链空间矢量位置角的余弦cosθ、转子磁链空间矢量模|ψr|以及电气角速度ωr；转子磁链空间矢量位置角的正弦sinθ与余弦cosθ分别作旋转/静止变换为C2r/C2s模块与静止/旋转变换C2s/C2r模块的输入；转子磁链空间矢量模|ψr|作为转子磁链PID调节模块AΨR的反馈量；同步角速度ω1作为设定转子磁链模块的输入；
转子磁链的电压模型
式中，ψrα、ψrβ为定子磁链矢量在静止坐标系下α轴与β轴的分量；isα、isβ为定子电流空间矢量静止坐标系下α轴与β轴的分量；usα、usβ为电子电压空间矢量在静止坐标系下α轴与β轴的分量；
由转子磁链的电压模型可知，需要获得定子电压与定子电流的在静止坐标下的α轴与β轴的分量，由按照变换前后功率不变原则的三相-两相变换关系可得到：
式中，iA、iB、iC分别为A、B、C三相的相电流；uA、uB、uC分别为A、B、C三相绕组的相电压；C3s/2s表示从三相静止坐标系变换到两相静止正交坐标系的变换矩阵,即
2.2、转子磁链离散化计算模型
设式式(2)中的积分式如下：
分别对上式进行离散化
因此，转子磁链的离散化公式如下：
转子磁链模
转子磁链空间矢量位置角的正余弦
式中，θ为转子磁链矢量的空间位置电角度；
由式(9)可知，转子磁链空间矢量位置角的正切为
对上式两边分别对时间求导，得
解得
静止坐标系下转子磁链的电流模型如下：
为了解决由微分运算引入高频干扰的问题，将式(13)带入式(12)，得到
2.3给定转子磁链的模型
为了充分利用铁心，同时为了获得与直流电动机一样的线性机械特性，基频以下采用恒转子磁链控制方式；基频以上，为了保持电压为额定值，转子磁链与定子角频率成反比。给定转子磁链的模型如下：
式中，ωN为额定电气角频率，为常值ωN＝2πfN；fN为定子频率；ω为实际的电气角频率；
2.4带有双轴协同限幅的PID控制带有双轴协同限幅的PID控制分为外环PID与内环PID，其中外环PID包括AΨR与ASR模块；内环PID包括ACMR与ACTR模块；
1)、带有系统限幅的外环PID
带有双轴协同限幅的外环PID控制如图2所示，过程：
步骤1：从转子磁链及定子角速度计算模块读取转子角速度ωr与转子磁链空间矢量模|ψr|；
步骤2：依据下式分别计算角速度偏差与转子磁链模偏差：
式中，
为转子角速度的给定值；|ψr|*是给定转子磁链模块的输出，作为转子磁链模的给定值；
步骤3：利用增量式PID算法，分别计算m轴与t轴的电流增量。
式中，kpj、Tij、Tdj分别为各自PID控制器的比例系数、积分时间常数与微分时间常数；
步骤4：为循环迭代做准备，将前1时刻的误差赋值给第前2时刻的误差变量，将当前时刻的误差赋值给第前1时刻的误差变量；
步骤5：计算定子电流空间矢量m轴与t轴分量的给定值
式中，
为前一时刻的m轴与t轴的电流分量；
为当前时刻的m轴与t轴的电流分量；
步骤6：计算定子电流空间矢量模
步骤7：协同限幅处理
步骤7.1为了保证电机长期工作电流不超过其额定值，由两相坐标系的电流空间矢量模是相电流幅值
倍，由下式确定电流空间矢量模最大值：
式中，IN为电机额定电流值；
步骤7.2判读当前的定子电流空间矢量是否超过电流空间矢量模最大值ismax；如果是，则定子电流空间矢量的各分量按照下式进行协同限幅
式中，
为修正后的m轴与t轴的电流分量；
如果不是，则不进行处理；
2)、带有系统限幅的内环PID
带有双轴协同限幅的内环PID控制原理框图如图3所示，过程如下：
步骤1：从静止/旋转变换C2s/C2r模块读取定子电流空间矢量m轴分量ism与t轴分量ist；
步骤2：依据下式分别计算d轴电流分量偏差与q轴电流分量偏差：
式中，
为m轴定子电流分量的给定值；
为t轴定子电流分量的给定值；
步骤3：利用增量式PID算法，分别计算m轴与t轴的电压增量；
式中，kpj、Tij、Tdj分别为各自PID控制器的比例系数、积分时间常数与微分时间常数；
步骤4：为循环迭代做准备，将前1时刻的误差赋值给第前2时刻的误差变量，将当前时刻的误差赋值给第前1时刻的误差变量。
步骤5：计算定子电压空间矢量m轴与t轴分量的给定值
步骤6：计算定子电压空间矢量模
步骤7：协同限幅处理
步骤7.1为了保证电机长期工作电压不超过其额定值，由两相坐标系的电压空间矢量模是相电压幅值
倍，由下式确定电流空间矢量模最大值。
式中，UN为电机额定电流值；
步骤7.2判读当前的定子电压空间矢量是否超过电压空间矢量模最大值usmax；如果是，则定子电压空间矢量的各分量按照下式进行协同限幅：
如果不是，则不进行处理。
以一台一对磁极三相异步电动机为例，额定数据如下：
额定功率PN＝100W、额定电压UN＝220V、额定电流IN＝0.5A、额定转速nN＝1420r/min、额定频率fN＝50Hz、三角形接法。
通过空载实验与短路实验测得电机参数如下：
采用本发明的方法，转速设定为额定转速1420r/min，转子磁链幅值设定为1.2Wb，实验结果如图4、图5所示。
以上仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (1)
1.一种三相异步电动机矢量控制的实现方法，其特征是步骤如下：
步骤1.利用三相异步电动机的数学模型
在旋转坐标系下，以
为状态变量的三相鼠笼式异步电动机状态方程：
式中，isd、isq为定子电流空间矢量在旋转dq坐标系下d轴与q轴的分量；usd、usq为电子电压空间矢量在旋转dq坐标系下d轴与q轴的分量；ψrd、ψrq为定子磁链矢量在旋转dq坐标系下d轴与q轴的分量；J为转动惯量；B为粘性摩擦系数；Tl为负载转矩；p表示微分算子；
步骤2.构建三相异步电动机矢量控制系统
按照转子磁链定向的矢量控制系统，包括电机本体、空间矢量控制模块、旋转/静止变换C2r/C2s模块、三相/二相变换C3s/C2s模块、静止/旋转变换C2s/C2r模块、转子磁链及定子角速度计算模块、设定转子磁链模块、转子磁链PID调节模块AΨR、转速PID调节模块ASR、m轴电流分量PID调节模块ACMR、t轴电流分量PID调节模块ACTR；
步骤2.1转子磁链及定子角速度计算模块
该模块的输入变量包括定子电流的α轴分量isα、定子电流的β轴分量isβ以及转子旋转角速度ωr，输出变量包括转子磁链空间矢量位置角的正弦sinθ、转子磁链空间矢量位置角的余弦cosθ、转子磁链空间矢量模|ψr|以及同步角速度ω1；转子磁链空间矢量位置角的正弦sinθ与余弦cosθ分别作旋转/静止变换为C2r/C2s模块与静止/旋转变换C2s/C2r模块的输入；转子磁链空间矢量模|ψr|作为转子磁链PID调节模块AΨR的反馈量；同步角速度ω1作为设定转子磁链模块的输入；
转子磁链的电压模型
式中，ψrα、ψrβ为定子磁链矢量在静止坐标系下α轴与β轴的分量；isα、isβ为定子电流空间矢量静止坐标系下α轴与β轴的分量；usα、usβ为电子电压空间矢量在静止坐标系下α轴与β轴的分量；
由转子磁链的电压模型可知，需要获得定子电压与定子电流的在静止坐标下的α轴与β轴的分量，由按照变换前后功率不变原则的三相-两相变换关系可得到：
式中，iA、iB、iC分别为A、B、C三相的相电流；uA、uB、uC分别为A、B、C三相绕组的相电压；C3s/2s表示从三相静止坐标系变换到两相静止正交坐标系的变换矩阵,即
步骤2.2转子磁链离散化计算模型
设式(2)中的积分式如下：
分别对上式进行离散化
因此，转子磁链的离散化公式如下：
转子磁链模
转子磁链空间矢量位置角的正余弦
式中，θ为转子磁链矢量的空间位置电角度；
由式(9)可知，转子磁链空间矢量位置角的正切为
对上式两边分别对时间求导，得
解得
静止坐标系下转子磁链的电流模型如下：
为了解决由微分运算引入高频干扰的问题，将式(13)带入式(12)，得到
步骤2.3给定转子磁链的模型
为了充分利用铁心，同时为了获得与直流电动机一样的线性机械特性，基频以下采用恒转子磁链控制方式；基频以上，为了保持电压为额定值，转子磁链与定子角频率成反比；给定转子磁链的模型如下：
式中，ωN为额定电气角频率，为常值ωN＝2πfN；fN为定子频率；ω为实际的电气角频率；步骤2.4带有双轴协同限幅的PID控制
带有双轴协同限幅的PID控制分为外环PID与内环PID，其中外环PID包括AΨR与ASR模块；内环PID包括ACMR与ACTR模块；
步骤2.4.1带有系统限幅的外环PID
带有双轴协同限幅的外环PID控制过程：
步骤2.4.1a：从转子磁链及定子角速度计算模块读取转子角速度ωr与转子磁链空间矢量模|ψr|；
步骤2.4.1b：依据下式分别计算角速度偏差与转子磁链模偏差：
式中，
为转子角速度的给定值；|ψr|*是给定转子磁链模块的输出，作为转子磁链模的给定值；
步骤2.4.1c：利用增量式PID算法，分别计算m轴与t轴的电流增量；
式中，kpj、Tij、Tdj分别为各自PID控制器的比例系数、积分时间常数与微分时间常数；T为控制周期；
步骤2.4.1d：为循环迭代做准备，将前1时刻的误差赋值给第前2时刻的误差变量，将当前时刻的误差赋值给第前1时刻的误差变量；
步骤2.4.1e：计算定子电流空间矢量m轴与t轴分量的给定值
式中，
为前一时刻的m轴与t轴的电流分量；
为当前时刻的m轴与t轴的电流分量；
步骤2.4.1f：计算定子电流空间矢量模
步骤2.4.1g：协同限幅处理
步骤2.4.1g1：为了保证电机长期工作电流不超过其额定值，由两相坐标系的电流空间矢量模是相电流幅值
倍，由下式确定电流空间矢量模最大值：
式中，IN为电机额定电流值；
步骤2.4.1g2：判读当前的定子电流空间矢量是否超过电流空间矢量模最大值ismax；如果是，则定子电流空间矢量的各分量按照下式进行协同限幅
式中，
为修正后的m轴与t轴的电流分量；
如果不是，则不进行处理；
步骤2.4.2带有系统限幅的内环PID
带有双轴协同限幅的内环PID控制，过程如下：
步骤2.4.2a：从静止/旋转变换C2s/C2r模块读取定子电流空间矢量m轴分量ism与t轴分量ist；
步骤2.4.2b：依据下式分别计算d轴电流分量偏差与q轴电流分量偏差：
式中，
为m轴定子电流分量的给定值；
为t轴定子电流分量的给定值；
步骤2.4.2c：利用增量式PID算法，分别计算m轴与t轴的电压增量；
式中，kpj、Tij、Tdj分别为各自PID控制器的比例系数、积分时间常数与微分时间常数；
步骤2.4.2d：为循环迭代做准备，将前1时刻的误差赋值给第前2时刻的误差变量，将当前时刻的误差赋值给第前1时刻的误差变量；
步骤2.4.2e：计算定子电压空间矢量m轴与t轴分量的给定值
式中，
为前一时刻的m轴与t轴的电压分量；
为前一时刻的m轴与t轴的电压分量；
步骤2.4.2f：计算定子电压空间矢量模
步骤2.4.2g：协同限幅处理
步骤2.4.2g1：为了保证电机长期工作电压不超过其额定值，由两相坐标系的电压空间矢量模是相电压幅值
倍，由下式确定电流空间矢量模最大值；
式中，UN为电机额定电流值；
步骤2.4.2g2:判读当前的定子电压空间矢量是否超过电压空间矢量模最大值usmax；如果是，则定子电压空间矢量的各分量按照下式进行协同限幅
式中，
为修正后的m轴与t轴的电压分量；
如果不是，则不进行处理。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910070061.8A CN109687790B (zh) | 2019-01-24 | 2019-01-24 | 三相异步电动机的矢量控制实现方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910070061.8A CN109687790B (zh) | 2019-01-24 | 2019-01-24 | 三相异步电动机的矢量控制实现方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN109687790A CN109687790A (zh) | 2019-04-26 |
| CN109687790B true CN109687790B (zh) | 2022-07-19 |
Family
ID=66194535
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910070061.8A Expired - Fee Related CN109687790B (zh) | 2019-01-24 | 2019-01-24 | 三相异步电动机的矢量控制实现方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN109687790B (zh) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110658453B (zh) * | 2019-09-03 | 2022-01-11 | 苏州伟创电气科技股份有限公司 | 异步电机工作异常检测方法及装置 |
| CN110943661B (zh) * | 2019-11-25 | 2021-07-20 | 阳光电源股份有限公司 | 一种转子磁场定向偏差在线校正方法和装置 |
| CN114301347A (zh) * | 2021-12-27 | 2022-04-08 | 江苏亿控智能装备有限公司 | 异步伺服多级大功率模块保护控制方法 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107026593A (zh) * | 2017-05-23 | 2017-08-08 | 大连创为电机有限公司 | 异步电机变励磁矢量控制方法 |
| CN107482982A (zh) * | 2017-09-25 | 2017-12-15 | 合肥工业大学 | 一种基于铁损模型的异步电机矢量控制方法 |
-
2019
- 2019-01-24 CN CN201910070061.8A patent/CN109687790B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107026593A (zh) * | 2017-05-23 | 2017-08-08 | 大连创为电机有限公司 | 异步电机变励磁矢量控制方法 |
| CN107482982A (zh) * | 2017-09-25 | 2017-12-15 | 合肥工业大学 | 一种基于铁损模型的异步电机矢量控制方法 |
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| 三相异步电机矢量控制的研究;刘俊等;《电气开关》;20100415(第02期);全文 * |
| 基于单神经元PID的异步电动机转速的自适应控制;杨友林等;《电气自动化》;20130930(第05期);全文 * |
| 异步电机矢量控制研究与仿真;周凯;《科技信息》;20130425(第12期);全文 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN109687790A (zh) | 2019-04-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Popescu | Induction motor modelling for vector control purposes | |
| Lin | Real-time IP position controller design with torque feedforward control for PM synchronous motor | |
| CN109687790B (zh) | 三相异步电动机的矢量控制实现方法 | |
| CN106655913A (zh) | 直流母线电压可调的三相逆变器拓扑结构及采用该结构实现直流母线电压动态调节方法 | |
| CN111342719B (zh) | 一种无速度传感器驱动的异步电机控制方法 | |
| CN110061671B (zh) | 一种基于变速趋近率的永磁同步电机控制方法及控制系统 | |
| Leonhard | Control of AC-Machines with the help of Microelectronics | |
| Sarhan | Efficiency optimization of vector-controlled induction motor drive | |
| Çavuş et al. | MPC-based flux weakening control for induction motor drive with DTC for electric vehicles | |
| CN112436774B (zh) | 一种无速度传感器驱动的异步电机控制方法 | |
| CN112865637B (zh) | 一种无刷双馈独立发电系统的转矩脉动抑制装置及方法 | |
| CN114337426A (zh) | 一种d-q轴静止坐标系下永磁同步电机偏差解耦控制方法 | |
| CN113098335A (zh) | 基于模糊qpr控制和电压补偿的永磁同步电机谐波抑制方法 | |
| Tzou et al. | Dual DSP based fully digital control of an AC induction motor | |
| Zhou et al. | A simplified method for dynamic control of brushless doubly-fed machines | |
| CN108540031B (zh) | 无轴承同步磁阻电机的转速估计方法及转矩控制系统 | |
| Liu et al. | Design and implementation of a matrix converter PMSM drive without a shaft sensor | |
| Fan et al. | Sensorless control of dual-three phase PMSM based aircraft electric starter/generator system using model reference adaptive system method | |
| Zhang et al. | A new scheme to direct torque control of interior permanent magnet synchronous machine drives for constant inverter switching frequency and low torque ripple | |
| CN110970916B (zh) | 一种内反馈发电机并网发电系统的控制方法 | |
| CN110401383B (zh) | 一种pmsm反馈线性化控制器中调压方法 | |
| CN115441801B (zh) | 一种基于转子磁链定向的同步调相机起动方法 | |
| Kari et al. | Super-twisting strategy based indirect field oriented control without using the currents sensor: application to IM | |
| CN112542973B (zh) | 不平衡电网下无刷双馈感应电机的控制方法 | |
| CN113595463B (zh) | 交流电机电流动态控制性能通用化评价标准与评估方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20220719 |