CN109565345A

CN109565345A - 接收同步信号的方法及其装置

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Publication number: CN109565345A
Application number: CN201880003029.1A
Authority: CN
Inventors: 高贤秀; 金沂濬; 尹硕铉; 金永燮; 金银善
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2017-05-05
Filing date: 2018-04-26
Publication date: 2019-04-02
Anticipated expiration: 2038-04-26
Also published as: EP3425825A4; KR102325527B1; KR20190129138A; KR102049866B1; CN109565345B; EP3425825B1; US11490361B2; US11950260B2; US20230032303A1; US20200187159A1; WO2018203617A1; JP2020504568A; KR20180135871A; US10856261B2; JP7030818B2; ES2922025T3; US20200404621A1; EP3425825A1

Abstract

本发明公开一种在无线通信系统中由终端接收同步信号的方法。具体地，该方法包括下述步骤：接收包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的同步信号块；以及通过用于接收PBCH的资源区域接收DMRS(解调参考信号)，其中，能够通过参考DMRS的序列来确定同步信号块的索引。

Description

接收同步信号的方法及其装置

技术领域

本发明涉及一种接收同步信号的方法及其装置，并且更具体地，涉及一种确定由UE接收的同步信号的索引的方法及其装置。

背景技术

随着越来越多的通信设备需要更大的通信流量，与传统LTE系统相比增强的与移动宽带通信相对应的下一代5G系统的必要性正在出现。在下一代5G系统中，场景能够被划分成增强型移动宽带(eMBB)、超可靠机器类型通信(uMTC)、大规模机器类型通信(mMTC)等。

eMBB对应于具有诸如高频谱效率、高用户体验数据速率、高峰值数据速率等特性的下一代移动通信场景，uMTC对应于具有诸如超可靠、超低时延、超高可用性等(例如，V2X、紧急服务、远程控制)的特性的下一代移动通信场景，并且mMTC对应于具有诸如低成本、低能量、短分组和大规模连接(例如，IoT)特性的下一代移动通信场景。

发明内容

技术任务

本发明的目的是为了提供一种接收同步信号的方法及其装置。

可从本发明获得的技术任务不受上述技术任务的限制。并且，本发明所属的技术领域的普通技术人员从以下描述中能够清楚地理解其他未提及的技术任务。

技术方案

为了实现这些和其他优点并且根据本发明的目的，如所具体化和广泛描述的，根据一个实施例，一种接收同步信号块的方法，该同步信号块在无线通信系统中由用户设备(UE)接收，该方法包括：接收包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的同步信号块；以及经由其中接收到PBCH的资源区域接收解调参考信号(DMRS)。在这种情况下，能够考虑DMRS的序列来确定同步信号块的索引。

在这种情况下，如果能够发送同步信号块的同步信号块候选的数量满足特定值，则能够进一步考虑包括在PBCH的有效载荷中的多个比特来确定同步信号块的索引。

并且，经由DMRS接收用于同步信号块的索引的6个比特当中的3个比特，并且能够经由PBCH的有效载荷接收剩余的3个比特。

并且，能够根据能够发送同步信号块的同步信号块候选的数量来确定经由DMRS接收的同步信号块的索引的比特数。

并且，同步信号块的索引可以对应于一个DMRS索引。

并且，能够基于用于识别小区的小区标识符和同步信号块的索引来生成DMRS的序列。

并且，PBCH的加扰序列中包括的比特的一部分可以对应于同步信号块的索引。

为了进一步实现这些和其他优点并且根据本发明的目的，根据不同的实施例，在无线通信系统中接收同步信号块的用户设备(UE)包括：RF模块，该RF模块被配置成与基站(BS)收发信号；和处理器，该处理器被配置成以连接RF模块的方式接收包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的同步信号块，该处理器被配置成经由其中接收PBCH的资源区域接收解调参考信号(DMRS)。在这种情况下，能够考虑DMRS的序列来确定同步信号块的索引。

并且，同步信号块的索引可以对应于单个DMRS索引。

有益效果

根据本发明，因为使用包括在其中接收PBCH的资源区域中的DMRS来确定同步信号块的索引，所以能够增加解码性能并减少信令开销。

本领域的技术人员将理解，可以通过本发明实现的效果不限于上文特别描述的内容，并且从结合附图的下面的详细描述中将更清楚地理解本发明的其他优点。

附图说明

图1是基于3GPP无线电接入网络标准的用户设备和E-UTRAN之间的无线电接口协议的控制和用户平面的结构的图；

图2是用于解释用于3GPP系统的物理信道和使用该物理信道的一般信号传输方法的图；

图3是LTE系统中的无线电帧的结构的图；

图4是图示在LTE系统中用于发送SS(同步信号)的无线电帧结构的图；

图5图示LTE系统中的下行链路无线电帧的结构；

图6图示LTE系统中的上行链路子帧的结构；

图7图示TXRU和天线单元之间的连接方案的示例；

图8图示自包含子帧结构的示例；

图9是用于解释将同步信号序列映射到资源元素的实施例的图；

图10是用于解释生成主同步信号序列的实施例的图；

图11至13是用于解释根据本发明的实施例的发送的同步信号的检测性能和PAPR(峰值平均功率比)性能的测量结果的图；

图14至15是用于解释在同步信号中复用的PSS/SSS/PBCH的实施例的图；

图16至22是用于解释配置同步信号突发和同步信号突发集的方法的图；

图23至29是图示将同步信号编入索引的方法和指示同步信号、SFN和半帧的索引的方法的图；

图30至56是图示根据本发明实施例的性能测量结果的图；

图57至59是用于解释配置同步信号和下行链路公共信道的带宽的实施例的图；

图60是根据本公开的实施例的通信装置的框图。

具体实施方式

将通过参考附图描述的本公开的实施例来理解本公开的配置、操作和其他特征。如在此提出的本公开的实施例是本公开的技术特征被应用于第三代合作伙伴计划(3GPP)系统的示例。

虽然在长期演进(LTE)和LTE高级(LTE-A)系统的背景下描述本公开的实施例，但是LTE和LTE-A系统仅是示例性的。因此，本公开的实施例可应用于任何其他通信系统，只要上面的定义对于通信系统来说是有效的。

术语“基站(BS)”可以被用作覆盖包括远程无线电头端(RRH)、演进的节点B(eNB或者e节点B)、接收点(RP)、中继站等的术语的意义。

图1图示在遵循3GPP无线接入网络标准的用户设备(UE)和演进的UMTS陆地无线电接入网络(E-UTRAN)之间的无线电接口协议架构中的控制平面协议栈和用户平面协议栈。控制平面是UE和E-UTRAN发送控制消息来管理呼叫的路径，并且用户平面是发送从应用层产生的数据，例如，语音数据或者互联网分组数据的路径。

在层1(L1)处的物理层对其更高层(媒体接入控制(MAC)层)提供信息传送服务。物理层经由传输信道连接到MAC层。传输信道在MAC层和物理层之间传递数据。数据在发送器和接收器的物理层之间的物理信道上被发送。该物理信道使用时间和频率作为无线电资源。具体地，物理信道对于下行链路以正交频分多址(OFDMA)调制，并且对于上行链路以单载波频分多址(SC-FDMA)调制。

在层2(L2)处的MAC层经由逻辑信道对其更高层，无线电链路控制(RLC)层提供服务。在L2处的RLC层支持可靠的数据传输。RLC功能可以在MAC层的功能块中实现。在L2处的分组数据汇聚协议(PDCP)层执行报头压缩，以减少不必要的控制信息量，并且因此，经由具有窄带宽的空中接口有效率地发送互联网协议(IP)分组，诸如IP版本4(IPv4)或者IP版本6(IPv6)分组。

在层3(或者L3)的最低部分处的无线电资源控制(RRC)层仅在控制平面上定义。RRC层关于无线电承载(RB)的配置、重新配置和释放控制逻辑信道、传输信道和物理信道。无线电承载指的是在L2提供的、用于UE和E-UTRAN之间的数据传输的服务。为此目的，UE和E-UTRAN的RRC层互相交换RRC消息。如果RRC连接已经在UE和E-UTRAN的RRC层之间建立，则UE处于RRC连接模式，并且否则，UE处于RRC空闲模式之中。在RRC层之上的非接入层(NAS)执行包括会话管理和移动性管理的功能。

用于从E-UTRAN到UE传递数据的下行链路传输信道包括携带系统信息的广播信道(BCH)、携带寻呼消息的寻呼信道(PCH)和携带用户业务或者控制消息的下行链路共享信道(SCH)。下行链路多播业务或控制消息或者下行链路广播业务或者控制消息可以在下行链路SCH或者单独定义的下行链路多播信道(MCH)上发送。用于从UE到E-UTRAN传递数据的上行链路传输信道包括携带初始控制消息的随机接入信道(RACH)和携带用户业务或者控制消息的上行链路SCH。在传输信道之上定义的、并且映射到传输信道的逻辑信道包括广播控制信道(BCCH)、寻呼控制信道(PCCH)、公共控制信道(CCCH)、多播控制信道(MCCH)和多播业务信道(MTCH)。

图2图示物理信道和3GPP系统中在该物理信道上发送信号的一般方法。

参考图2，当UE被通电或者进入新的小区时，UE执行初始小区搜索(S201)。初始小区搜索涉及获取对eNB的同步。具体地，UE对eNB同步其定时，并且通过从eNB接收主同步信道(P-SCH)和辅同步信道(S-SCH)获取小区标识符(ID)和其他信息。然后UE可以通过从eNB接收物理广播信道(PBCH)获取小区中信息广播。在初始小区搜索期间，UE可以通过接收下行链路参考信号(DL RS)监测DL信道状态。

在初始小区搜索之后，UE可以通过接收物理下行链路控制信道(PDCCH)并且基于在PDCCH中包括的信息接收物理下行链路共享信道(PDSCH)，来获取详细的系统信息(S202)。

如果UE最初接入eNB或者不具有用于到eNB的信号传输的无线电资源，则UE可以执行与eNB的随机接入过程(S203至S206)。在随机接入过程中，UE可以在物理随机接入信道(PRACH)上发送预先确定的序列作为前导(S203和S205)，并且可以在PDCCH和与PDCCH相关联的PDSCH上接收对前导的响应消息(S204和S206)。在基于竞争的RACH的情况下，UE可以附加地执行竞争解决过程。

在上述过程之后，UE可以从eNB接收PDCCH和/或PDSCH(S207)，并且将物理上行链路共享信道(PUSCH)和/或物理上行链路控制信道(PUCCH)发送到eNB(S208)，这是一般的DL和UL信号传输过程。具体地，UE在PDCCH上接收下行链路控制信息(DCI)。在此，DCI包括控制信息，诸如用于UE的资源分配信息。根据DCI的不同使用来定义不同的DCI格式。

UE在UL上发送到eNB或者在DL上从eNB接收的控制信息包括：DL/UL肯定应答/否定应答(ACK/NACK)信号、信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)、秩指示符(RI)等等。在3GPP LTE系统中，UE可以在PUSCH和/或PUCCH上发送诸如CQI、PMI、RI等等的控制信息。

图3图示LTE系统中的无线电帧结构。

参考图3，无线电帧是10ms(327,200×T_S)长并且被划分为10个等同大小的子帧。每个子帧是1ms长并且进一步被划分成两个时隙。每个时隙是0.5ms(15,360×T_s)长。在此，T_s表示采样时间并且T_s＝1/(15kHz×2048)＝3.2552×10^-8(大约33ns)。时隙包括时域中的多个正交频分复用(OFDM)符号或SC-FDMA符号乘以频域中的多个资源块(RB)。在LTE系统中，一个RB包括12个子载波乘以7(或者6)个OFDM符号。在其间发送数据的单位时间，被定义为传输时间间隔(TTI)。TTI可以以一个或者多个子帧为单位定义。上述无线电帧结构仅是示例性的并且从而无线电帧中的子帧的数目、子帧中的时隙的数目、或者时隙中的OFDM符号的数目可以变化。

图4是图示用于在LTE系统中发送SS(同步信号)的无线电帧结构的图。特别地，图4图示用于在FDD(频分双工)中发送同步信号和PBCH的无线电帧结构。图4(a)示出在由正常CP(循环前缀)配置的无线电帧中发送SS和PBCH的位置并且图4(b)示出在由扩展CP配置的无线电帧中发送SS和PBCH的位置。

将参考图4更详细地描述SS。SS被归类成PSS(主同步信号)和SSS(辅同步信号)。PSS用于获取时域同步，诸如OFDM符号同步、时隙同步等，和/或频域同步。并且，SSS被用于获取小区的帧同步、小区组ID和/或CP配置(即，指示是使用正常CP还是扩展CP的信息)。参考图4，通过每个无线电帧中的两个OFDM符号发送PSS和SSS。具体地，考虑到4.6ms的GSM(全球移动通信系统)帧长度，在子帧0和子帧5的每一个中的第一时隙中发送SS，有助于无线电间接入技术(RAT间)测量。特别地，在子帧0的第一时隙和子帧5的第一时隙中的每一个中的最后OFDM符号中发送PSS。并且，在子帧0的第一时隙和子帧5的第一时隙中的每一个中的第二至最后的OFDM符号中发送SSS。可以通过SSS检测相应无线电帧的边界。PSS在相应时隙的最后OFDM符号中发送，并且SSS在紧接其中发送PSS的OFDM符号之前的OFDM符号中发送。根据SS的传输分集方案，仅使用单个天线端口。然而，SS标准的传输分集方案在当前标准中没有被单独定义。

参考图4，通过检测PSS，UE可以获知相应的子帧是子帧0和子帧5中的一个，因为PSS每5ms被发送一次，但是UE不能获知子帧是子帧0还是子帧5。即，不能仅从PSS获得帧同步。UE以使用不同序列检测在一个无线电帧中发送两次地SSS的方式检测无线电帧的边界。

通过使用PSS/SSS执行小区搜索过程解调DL信号并且确定在准确时间执行UL信号传输所需的时间和频率参数之后，UE能够仅在从eNB获得UE的系统配置所必要的系统信息之后与eNB通信。

系统信息配置有主信息块(MIB)和系统信息块(SIB)。每个SIB包括功能相关的参数集，并根据所包括的参数被归类为MIB、SIB类型1(SIB1)、SIB类型2(SIB2)和SIB3至SIB8。

MIB包括最频繁发送的参数，这些参数对于UE最初接入由eNB服务的网络是必不可少的。UE可以通过广播信道(例如，PBCH)接收MIB。MIB包括下行链路系统带宽(DL BW)、PHICH配置和系统帧号(SFN)。因此，UE能够通过接收PBCH明确地获知关于DL BW、SFN和PHICH配置的信息。另一方面，UE可以隐含地获知关于eNB的传输天线端口的数量的信息。通过将与传输天线的数量相对应的序列掩蔽(例如，XOR运算)到用于检测PBCH的错误的16比特CRC(循环冗余校验)来隐含地用信号发送关于eNB的传输天线的数量的信息。

SIB1不仅包括关于其他SIB的时域调度的信息，还包括确定特定小区是否适合于小区选择所必需的参数。UE经由广播信令或专用信令接收SIB1。

能够通过PBCH承载的MIB获得DL载波频率和相应的系统带宽。能够通过与DL信号对应的系统信息获得UL载波频率和相应的系统带宽。在接收到MIB之后，如果不存在在相应小区中存储的有效系统信息，则UE将包括在MIB中的DL BW的值应用于UL带宽，直到接收到系统信息块类型2(SystemInformationBlockType2，SIB2)。例如，如果UE获得SIB2，则UE能够通过包括在SIB2中的UL载波频率和UL带宽信息来识别能够用于UL传输的整个UL系统带宽。

在频域中，不管总共6个RB(即，相对于相应的OFDM符号内的DC子载波的左侧的3个RB和右侧的3个RB)的实际系统带宽如何，都发送PSS/SSS和PBCH。换句话说，PSS/SSS和PBCH仅在72个子载波中发送。因此，UE被配置成检测或解码SS和PBCH，不管为UE配置的下行链路传输带宽如何。

在完成初始小区搜索之后，UE能够执行随机接入过程以完成对eNB的接入。为此，UE经由PRACH(物理随机接入信道)发送前导，并且能够响应于前导经由PDCCH和PDSCH接收响应消息。在基于竞争的随机接入的情况下，其可以发送附加PRACH并执行竞争解决过程，诸如PDCCH和与PDCCH相对应的PDSCH。

作为一般UL/DL信号传输过程，在执行上述过程之后，UE能够执行PDCCH/PDSCH接收和PUSCH/PUCCH发送。

随机接入过程也称为随机接入信道(RACH)过程。随机接入过程用于各种用途，包括初始接入、UL同步调整、资源分配、切换等。随机接入过程被归类成基于竞争的过程和专用(即，基于非竞争的)过程。通常，基于竞争的随机接入过程用于执行初始接入。另一方面，专用随机接入过程被限制性地用于执行切换等。当执行基于竞争的随机接入过程时，UE随机选择RACH前导序列。因此，多个UE能够同时发送相同的RACH前导序列。结果，此后需要竞争解决过程。相反，当执行专用随机接入过程时，UE使用由eNB专门分配给UE的RACH前导序列。因此，UE能够在不与不同UE冲突的情况下执行随机接入过程。

基于竞争的随机接入过程包括以下描述的4个步骤。经由4个步骤发送的消息在本发明中能够被分别称为消息(Msg)1到4。

-步骤1：RACH前导(经由PRACH)(UE到eNB)

-步骤2：随机接入响应(RAR)(经由PDCCH和PDSCH(eNB到))

-步骤3：第2层/第3层消息(经由PUSCH)(UE到eNB)

-步骤4：竞争解决消息(eNB到UE)

另一方面，专用随机接入过程包括以下描述的3个步骤。经由3个步骤发送的消息在本发明中能够分别称为消息(Msg)0到2。作为随机接入过程的一部分，其还可以执行与PAR相对应的上行链路传输(即，步骤3)。能够使用PDCCH(下文中，PDCCH命令)来触发专用随机接入过程，其被用于eNB以指示RACH前导的传输。

-步骤0：经由专用信令(eNB到UE)的RACH前导分配

-步骤1：RACH前导(经由PRACH)(UE到eNB)

-步骤2：随机接入响应(RAR)(经由PDCCH和PDSCH)(eNB到UE)

在发送RACH前导之后，UE尝试在预先配置的时间窗口中接收随机接入响应(RAR)。具体地，UE尝试在时间窗口中检测具有RA-RNTI(随机接入RNTI)的PDCCH(下文中，RA-RNTIPDCCH)(例如，在PDCCH中用RA-RNTI掩蔽的CRC)。如果检测到RA-RNTI PDCCH，则UE检查在与RA-RNTI PDCCH对应的PDSCH中是否存在针对UE的RAR。RAR包括指示用于UL同步的定时偏移信息的定时提前(TA)信息、UL资源分配信息(UL许可信息)、临时UE标识符(例如，临时小区-RNTI、TC-RNTI)等。UE能够根据包括在RAR中的资源分配信息和TA值来执行UL传输(例如，消息3)。HARQ被应用于与RAR相对应的UL传输。具体地，UE能够在发送消息3之后接收与消息3相对应的接收响应信息(例如，PHICH)。

随机接入前导(即，RACH前导)由长度为T_CP的循环前缀和长度为T_SEQ的序列部分组成。T_CP和T_SEQ取决于帧结构和随机接入配置。前导格式由更高层控制。RACH前导在UL子帧中发送。随机接入前导的传输限于特定时间资源和频率资源。该资源称为PRACH资源。为了在无线电帧中将索引0与较低编号的PRB和子帧进行匹配，在无线电帧和频域中按照子帧号、PRB的升序对PRACH资源进行编号。根据PRACH配置索引定义随机接入资源(参考3GPP TS36.211标准文档)。RACH配置索引由更高层信号提供(由eNB发送)。

在LTE/LTE-A系统中，对于前导格式0到3和前导格式4，随机接入前导(即，RACH前导)的子载波间隔分别通过1.25kHz和7.5kHz来规定(参考3GPP TS 36.211)。

图5图示被包括在DL无线电帧中的子帧的控制区域中的示例性的控制信道。

参考图5，子帧包括14个OFDM符号。根据子帧的配置，子帧的前面的一个至三个OFDM符号被用于控制区域并且剩余的13至11个OFDM符号被用于数据区域。在图5中，参考字符R0至R4表示用于天线0至天线3的RS或者导频信号。在子帧内以预先确定的图案分配RS，不论控制区域和数据区域如何。控制信道被分配给控制区域中的非RS资源，并且业务信道也被分配给数据区域的非RS资源。被分配给控制区域的控制信道包括物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)等等。

PCFICH是用于承载与在每个子帧中被用于PDCCH的OFDM符号的数目有关的信息的物理控制格式指示符信道。PCFICH位于子帧的第一OFDM符号中，并且被配置有在PHICH和PDCCH之上的优先级。PCFICH包括4个资源元素组(REG)，每个REG基于小区标识(ID)被分布到控制区域。一个REG包括4个资源元素(RE)。RE是通过一个子载波乘一个OFDM符号定义的最小物理资源。PCFICH根据带宽被设置为1至3或者2至4。以正交相移键控(QPSK)调制PCFICH。

PHICH是承载用于UL传输的HARQ ACK/NACK的物理混合-自动重传请求(HARQ)指示符信道。即，PHICH是递送用于UL HARQ的DL ACK/NACK信息的信道。PHICH包括一个REG并且被小区特定地加扰。ACK/NACK以一个比特指示，并且以二进制相移键控(BPSK)调制。被调制的ACK/NACK以2或者4的扩展因子(SF)扩展。被映射到相同资源的多个PHICH形成PHICH组。根据扩展码的数目来确定被复用到PHICH组的PHICH的数目。PHICH(组)被重复三次以获得频域和/或时域中的分集增益。

PDCCH是被分配给子帧的前n个OFDM符号的物理DL控制信道。在此，n是通过PCFICH指示的1或者更大的整数。PDCCH占据一个或者多个CCE。PDCCH承载关于传输信道、PCH和DL-SCH的资源分配信息、UL调度许可、以及对每个UE或者UE组的HARQ信息。在PDSCH上发送PCH和DL-SCH。因此，除了特定控制信息或者特定服务数据之外，eNB和UE通常在PDSCH上发送和接收数据。

在PDCCH上递送用于指示一个或者多个UE接收PDSCH数据的信息和用于指示UE应如何接收和解码PDSCH数据的信息。例如，假定特定PDCCH的循环冗余校验(CRC)被通过无线电网络临时标识(RNTI)“A”来掩蔽，并且在特定子帧中发送与基于传输格式信息(例如，传输块大小、调制方案、编码信息等)“C”在无线电资源“B”中(例如，在频率位置处)所发送的数据有关的信息，则小区内的UE在搜索空间中使用其RNTI信息来监测，即，盲解码PDCCH。如果一个或者多个UE具有RNTI“A”，则这些UE接收PDCCH并且基于接收到的PDCCH的信息来接收通过“B”和“C”指示的PDSCH。

图6图示LTE系统中的UL子帧的结构。

参考图6，UL子帧可以被划分为控制区域和数据区域。包括上行链路控制信息(UCI)的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配给控制区域，并且包括用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配给数据区域。子帧的中间被分配给PUSCH，而在频域中数据区域的两侧被分配给PUCCH。在PUCCH上发送的控制信息可以包括HARQ ACK/NACK、表示下行链路信道状态的CQI、用于多输入多输出(MIMO)的RI、请求UL资源分配的调度请求(SR)。用于一个UE的PUCCH在子帧的每个时隙中占据一个资源块(RB)。即，被分配给PUCCH的两个RB在子帧的时隙边界上跳频。具体地，具有m＝0、m＝1以及m＝2的PUCCH被分配给图6中的子帧。

下文中，下面将描述信道状态信息(CSI)报告。在当前的LTE标准中，存在两种MIMO传输方案，即没有信道信息而操作的开环MIMO和有信道信息而操作的闭环MIMO。特别是在闭环MIMO中，eNB和UE中的每一个都可基于CSI执行波束形成以获得MIMO天线的复用增益。为了从UE获取CSI，eNB可通过向UE分配PUCCH(物理上行链路控制信道)或PUSCH(物理上行链路共享信道)来命令UE基于下行链路信号反馈CSI。

CSI主要分为三种信息类型：RI(秩指示符)，PMI(预编码矩阵索引)和CQI(信道质量指示)。首先，如上所述，RI指示信道的秩信息，并且表示UE可以通过相同的时频资源接收的流的数量。此外，由于RI是通过信道的长期衰落来确定的，因此可以在比PMI值和CQI值更长的周期中将RI反馈给eNB。

其次，PMI是通过反映信道的空间特性而获得的值，并且指示eNB的预编码矩阵索引，其为UE基于诸如信号与干扰和噪声比(SINR)的度量优选的。最后，CQI是指示信道强度的值，并且通常表示当使用PMI时eNB可获得的接收SINR。

在3GPP LTE-A系统中，eNB可为UE配置多个CSI进程，并且可以针对每个CSI进程报告CSI。在这种情况下，CSI进程包括用于指定信号质量的CSI-RS资源，和CSI-IM(干扰测量)资源，即，用于干扰测量的IMR(干扰测量资源)。

由于波长在毫米波(mmW)领域中变短，所以可在同一区域中安装多个天线单元。更详细地，在30GHz的频带中波长为1cm，并且2D阵列的总共64(8×8)个天线单元可以以0.5λ(波长)的间隔安装在4×4cm的面板中。因此，mmW领域的最新趋势是试图通过使用多个天线单元增强BF(波束形成)增益来提高覆盖或吞吐量。

在这种情况下，如果提供收发器单元(TXRU)来控制每个天线单元的发送功率和相位，则可对每个频率资源执行独立的波束形成。然而，当为所有100个天线单元提供TXRU时，考虑到成本，出现了有效性恶化的问题。因此，考虑一种方案，其中多个天线单元被映射到一个TXRU，并且波束方向由模拟移相器控制。由于这种模拟波束形成方案可在全频带中仅产生一个波束方向，因此出现了频率选择性波束形成不可用的问题。

作为数字BF和模拟BF的中间类型，具有小于Q个天线单元的B个TXRU的混合BF可以被考虑。在这种情况下，尽管根据B个TXRU和Q个天线单元的连接方案存在差异，但是能够同时发送的波束方向的数量被限制为B或更小。

图7示出了TXRU和天线单元之间的连接方案的示例。

图7中的(a)示出了TXRU连接到子阵列。在这种情况下，天线单元仅连接到一个TXRU。与图7的(a)不同，图7的(b)示出了TXRU被连接到所有天线单元。在这种情况下，天线单元连接到所有TXRU。在图7中，W表示与模拟移相器相乘的相位矢量。也就是说，模拟波束形成的方向由W确定。在这种情况下，CSI-RS天线端口和TXRU之间的映射可以是1对1或1对多。

随着越来越多的通信设备需要更大的通信容量，已经发布了比传统RAT(无线电接入技术)更先进的移动宽带通信的需求。此外，通过连接多个设备和物体在任何时间和任何地点提供各种服务的大规模MTC(机器类型通信)技术是将在下一代通信中考虑的主要问题之一。此外，已经讨论了考虑服务/UE易受可靠性和时延影响的通信系统设计。考虑到这种状态，已经讨论了下一代RAT的引入，并且在本发明中，下一代RAT将被称为NewRAT。

在第五代NewRAT中考虑图8中所示的自包含子帧结构，以最小化TDD系统中的数据传输时延。图8示出了自包含子帧结构的示例。

在图8中，斜线区域表示下行链路控制区域，黑色区域表示上行链路控制区域。没有标记的区域可用于下行链路数据传输或上行链路数据传输。在这种结构中，在一个子帧内以适当的顺序执行下行链路传输和上行链路传输，由此可以在子帧内发送下行链路数据并且可以在子帧内接收上行链路ACK/NACK。结果，当在数据传输中发生错误时，可以减少数据重传所需的时间，由此可以最小化最终数据传输的时延。

在这种自包含子帧结构中，eNB和UE需要用于从发送模式切换到接收模式的时间间隙，反之亦然。为此，当在自包含子帧结构中将下行链路切换到上行链路时，一些OFDM符号(OS)被设置为保护时段。

可以在基于NewRAT操作的系统中配置的自包含子帧类型的示例可以考虑如下四种子帧类型。

-下行链路控制时段+下行链路数据时段+GP+上行链路控制时段

-下行链路控制时段+下行链路数据时段

-下行链路控制时段+GP+上行链路数据时段+上行链路控制时段

-下行链路控制时段+GP+上行链路数据时段

在下面，根据本发明的实施例描述生成同步信号的方法和指示同步信号索引的方法。

1.参数集和基本子载波间隔

能够根据以下定义用于SS块的参数集。

-子载波间隔(带宽)

15kHz(高达5MHz)、30kHz(高达10MHz)、120kHz(高达40MHz)、240kHz(高达80MHz)

因为分配24个RB以发送PBCH，所以有必要具有用于15kHz的子载波的4.32MHz的传输带宽和用于120kHz的子载波的34.56MHz的传输带宽。并且，在高达6GHz的频率范围内，NR的最小可用载波带宽由5MHz确定。在6GHz至52.6GHz的频率范围内，NR的最小可用载波带宽由50MHz确定。

具体地，如在前面的描述中所提到的，在窄于6GHz的频率范围中，15kHz的子载波间隔被确定为默认参数集。在宽于6GHz的频率范围内，可以将120kHz的子载波间隔确定为默认参数集。更具体地，在范围从6GHz到52.6GHz的频率范围中，120kHz的子载波间隔能够被确定为默认参数集。但是，有必要必须精确地接近6GHz中基于PSS/SSS的15kHz子载波的检测性能。

并且，可以考虑引入更宽的子载波间隔(例如，30kHz或240kHz子载波间隔)以发送NR-SS的可能性。

2.传输带宽和NR-SS序列RE映射

参考图9，类似于LTE中映射到的RE的PSS/SSS序列的映射方法，NR-SS序列能够被映射到被定位在传输带宽的中心处的RE。被定位在传输带宽边缘处的部分RE能够作为保护子载波被保留。例如，当12个RB用于发送NR-SS时，127个RE用于NR-SS序列并且17个RE被保留。在这种情况下，NR-SS序列的第64个元素能够被映射到位于发送NR-SS的带宽中心处的子载波。

同时，当NR-SS序列被映射到RE时，在15kHz子载波的情况下，可以假设2.16MHz的传输带宽被用于发送NR-SS。如果子载波间隔增加整数倍，则NR-SS带宽也相同地增加整数倍。

具体地，能够根据子载波间隔如下定义用于发送NR-SS的带宽。

-如果子载波间隔对应于15kHz，则用于发送NR-SS的带宽可以对应于2.16MHz。

-如果子载波间隔对应于30kHz，则用于发送NR-SS的带宽可以对应于4.32MHz。

-如果子载波间隔对应于120kHz，则用于发送NR-SS的带宽可以对应于17.28MHz。

-如果子载波间隔对应于240kHz，则用于发送NR-SS的带宽可以对应于34.56MHz。

3.NR-PSS序列设计

在NR系统中，为了对1000个小区ID进行分类，NR-PSS序列的数量由3定义，并且对应于每个NR-PSS的NR-SSS的假设的数量由344定义。

当设计NR-PSS时，有必要考虑定时模糊、PAPR、检测复杂度等。为了解决定时模糊，能够使用频域的M序列生成NR-PSS序列。然而，如果使用M序列生成NR-PSS序列，则可能具有相对高的PAPR特性。因此，当设计NR-PSS时，有必要研究具有低PAPR特性的频域M序列。

同时，可以将修改的ZC序列视为NR-PSS序列。具体地，如果以在时域中连续排列的方式生成4个ZC序列，则可能能够解决定时模糊问题，具有低PAPR特性，并且降低检测复杂度。具体地，在NR系统中，当UE打算检测具有比多序列和LTE的传输带宽更宽的传输带宽的NR-PSS时，检测复杂性增加。因此，降低设计NR-PSS的检测复杂度非常重要。

基于前述讨论，可以考虑两种类型的NR-PSS序列。

(1)具有低PAPR特性的频率M序列

-多项式表达：g(x)＝x⁷+x⁶+x⁴+x+1(初始多移位寄存器值：1000000)

-循环移位：0,31,78

(2)在时域中连续排列的4个ZC序列

-长度为31的ZC序列(根索引：{1,30}，{7,24}，{4,27})

-用于生成序列的等式

[等式1]

其中，

图10是用于简要解释在时域中使用4个连续ZC序列生成NR-PSS的方法的图。参考图10，当N个子符号对应于S1，S2，...，Sn时，如果在执行IFFT之前级联子符号的序列，则以总序列的长度执行DFT(离散傅立叶变换)扩展，根据子载波映射分别对应于N个子符号的多个序列，并且执行IFFT，在没有带外发射的问题的情况下能够获得N_IFFT长度的时域序列。

4.NR-SSS序列设计

NR-SSS序列由单个长序列产生，并且由具有不同多项式表达的2个M序列的组合产生以产生334个假设。例如，如果第一M序列的循环移位值对应于112并且第二M序列的循环移位值对应于3，则其可以总共获得336个假设。在这种情况下，能够通过应用第三M序列来获得NR-PSS的加扰序列。

如果配置相对短的时段(例如，5ms/10ms)的NR-SS突发集，则能够在两个无线电帧中多次发送NR-SS突发集，每个无线电帧具有10ms的长度。

特别地，如果针对数次发送的NR-SS突发集引入不同的NR-SSS序列，换句话说，如果每当发送NR-SS突发集时使用不同的NR-SSS序列，则UE能够识别在基本时段内发送的多个NR-SS突发集中的每一个。

例如，如果在基本时段中发送NR-SS突发集4次，则可以认为NR-SSS序列的原始集被应用于第一NR-SSS突发集并且与原始集合不同的NR-SSS序列被应用于第二、第三和第四NR-SS突发集。如果使用彼此不同的两个NR-SSS序列集，则NR-SSS序列集用于第一和第三NR-SSS突发集，并且另一NR-SSS序列集可用于第二和第四NR-SSS突发集。

在NR系统中，为NR-SSS序列定义两个M序列，每个M序列的长度为127，并且通过将每个M序列中包括的元素相乘来生成最终序列。

具体地，NR-SSS序列可以对应于由NR-SSS给出的加扰序列，NR-SSS序列可以具有127的长度，并且NR-SSS序列能够通过下面所描述的等式2来确定。

[等式2]

对于n＝0,..,126和z＝0,1，d(n)＝s_1,m(n)s_2,k(n)c_z(n)

在这种情况下，z＝0能够被用于在两个无线电帧的第一SS突发集中发送的NR-SSS，每个无线电帧具有10ms的长度。并且，z＝1能够被用于在第二、第三和第四SS突发集中发送的NR-SSS。

在这种情况下，s_1,m(n)和s_2,k(n)能够通过下面描述的等式3来确定。

[等式3]

s_1,m(n)＝S₁((n+m)mod127)，

s_2,k(n)＝S₂((n+k)mod127)

在这样的情况下，可以定义m＝N_ID1mod112,K＝floor(N_ID1/112)，k＝CS₂(K),0≤N_ID1≤333,CS₂∈{48,67,122}。

最后，为了计算S1和S2，能够定义S_r(i)＝1-2x(i),0≤i≤126,r＝1,2。在这种情况下，用于x(i)的多项式表达能够由下面描述的等式4定义。

[等式4]

x(j+7)＝(x(j+3)+x(j))mod2,r＝1

x(j+7)＝(x(j+3)+x(j+2)+x(j+1)+x(j))mod2,r＝2

在这种情况下，x(i)的初始条件可以对应于

x(0)＝x(1)＝x(2)＝x(3)＝x(4)＝x(5)＝0，x(6)＝1并且可以具有满足0≤j≤119的值。

在这种情况下，作为SSS的前导和中间码，能够使用包括C₀(n)和C₁(n)的两个加扰序列。两个加扰序列取决于PSS。如下面的等式5所示，能够通过对与M序列对应的C(n)应用不同的循环移位来定义加扰序列。

[等式5]

c_z(n)＝C((n+p)mod 127)

其中，p＝CS₁(N_ID2+3·z),CS₁∈{23,69,103,64,124,24},N_ID2∈{0,1,2}

在这种情况下，能够定义C(i)＝1-2x(i)和0≤I≤126。在这种情况下，x(i)的多项式能够由下面描述的等式6定义。

[等式6]

x(j+7)＝(x(j+5)+x(j+4)+x(j+3)+x(j+2)+x(j+1)+x(j))mod2

在这种情况下，x(i)的初始条件可以对应于x(0)＝x(1)＝x(2)＝x(3)＝x(4)＝x(5)＝0，x(6)＝1，并且可以具有满足0≤j≤119的值。

在下文中，描述根据前述实施例的性能测量结果。为了测量NR-PSS的性能，考虑3种设计NR-SSS的方法：1)频域M序列(传统PSS序列)，2)具有低PAPR的M序列，以及3)由在时域中级联4个ZC序列产生的序列。

并且，为了测量NR-SSS，使用本发明提出的NR-SSS序列。

5.根据前述NR-PSS序列设计的测量结果

PAPR和CM

在下面的表1中示出针对3种类型的NR-PSS序列测量的PAPR和CM的测量结果。

[表1]

	PAPR[dB]	CM[dB]
			频域M序列(WA)	4.87,5.10,5.74	1.25,1.76,2.19
具有低PAPR的M序列	4.16,3.99,4.15	1.10,1.42,1.50
			在时间中的四个ZC序列级联	2.80,3.49,3.91	0.094,0.71,0.79

根据结果，基于在时域中级联4个ZC序列的序列的NR-SSS的PAPR/CM低于基于M序列的NR-PSS的PAPR/CM。同时，当将具有低PAPR的M序列与频域M序列进行比较时，具有低PAPR的M序列的PAPR/CM低于频域M序列的PAPR/CM。同时，因为PAPR/CM对应于用于确定功率放大器的价格的重要元素，所以有必要考虑设计PAPR/CM低的NR-PSS。

因此，在PAPR/CM方面，与基于M序列的NR-PSS相比，基于ZC序列的NR-PSS示出更好的性能测量结果。与频域M序列的NR-PSS相比，基于具有低PAPR的M序列的NR-PSS示出更好的性能测量结果。

误检测率

图11图示对每个前述的NR-PSS的误检测率的评估。参考图11，能够获知每个NR-PSS设计的性能具有相似的水平。另一方面，参考图12，能够看到通过级联4个ZC序列产生的序列具有最低的检测复杂度。

具体地，参考图12，能够看到通过级联4个ZC序列产生的序列和频域序列具有相似的检测性能。在这种情况下，通过级联4个ZC序列产生的序列具有检测复杂度较低的优点。如果假设NR-PSS序列具有相似的检测复杂度，则与M序列相比，通过级联4个ZC序列产生的序列提供更好的性能。

因此，在相同检测复杂度的假设下，与频域M序列的检测性能相比，基于ZC序列的NR-PSS设计检测性能提供更好的性能。

6.根据前述NR-SSS序列设计的测量结果

在下文中，根据NR-SSS序列的数量将检测性能彼此进行比较。为了测量性能，将传统SSS序列与本发明中提出的NR-SSS进行比较。

以下简要解释关于NR-SSS序列设计的信息。

1)单个集合的NR-SSS(每个NR-PSS序列334个假设)

2)两个集合的NR-SSS(每个NR-PSS序列668个假设)

参考图13，尽管NR-SSS的假设加倍，但没有检查到特殊性能降低。因此，为了检测在基本时段内的SS突发集的边界，可以考虑引入NR-SSS的附加集合。

同时，在下面的表2中示出用于根据图11至图13的测量实验的参数。

[表2]

7.SS块配置

当PBCH的最大有效载荷大小对应于80个比特时，其能够总共使用4个OFDM符号来发送SS块。同时，有必要考虑包括NR-PSS、NR-SSS和NR-PBCH的SS块中的NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH的时间位置。当执行初始接入时，NR-PBCH能够被用作用于精确时间/频率跟踪的参考信号。为了增加估计精度，NR-PBCH的两个OFDM符号能够以尽可能远的距离定位。特别地，如图14(a)中所示，本发明提出使用SS块的第一和第四OFDM符号来发送NR-PBCH。因此，第二OFDM符号被分配给NR-SSS，并且第三OFDM符号能够被用于NR-SSS。

同时，当发送NR-SSS以测量或发现小区时，没有必要发送NR-PBCH和SS块时间索引指示。在这种情况下，如图14(b)中所示，SS块包括两个OFDM符号。第一OFDM符号被分配给NR-SSS，并且第二OFDM符号被分配给NR-SSS。

当根据DMRS的RE的数量来测量PBCH解码性能时，如果分配两个OFDM符号，则192个RE被用于DMRS，并且384个RE能够被用于数据。在这种情况下，如果PBCH有效载荷大小对应于64个比特，则能够获得与LTE PBCH的编码速度对应的1/12编码速度。

可以考虑经由PBCH符号中的RE映射编码的NR-PBCH比特的方法。然而，该方法在干扰和解码性能方面存在缺点。相反，如果编码的NR-PBCH比特被映射在包括在N个PBCH符号中的RE上，则其在干扰和解码性能方面可以具有更好的性能。

同时，当使用相同方法在两个OFDM符号上对比特进行编码并且使用不同方法在两个OFDM符号上对比特进行编码时，因为使用不同方法在两个OFDM符号上编码的比特具有更多冗余比特，所以后一种方法提供更好的性能。因此，可以考虑使用利用不同方法在两个OFDM符号上编码的比特。

NR系统支持各种参数集。因此，用于发送SS块的参数集可能与用于发送数据的参数集不同。并且，如果在频域中复用不同类型的信道(例如，PBCH和PDSCH)，则由于频谱发射而发生载波间干扰，所以可能导致性能劣化。为了解决该问题，可以考虑在PBCH和PDSCH之间引入保护频率。并且，为了减少ICI的影响，网络可以通过分离RB来分配用于发送数据的RB。

然而，因为有必要预留多个RE作为保护频率，所以上述方法不是有效的方法。作为更有效的方法，能够保留被定位在PBCH传输带宽边缘的一个或多个子载波作为保护频率。能够根据PBCH的子载波间隔来改变预留RE的精确数量。例如，能够根据用于发送PBCH的15kHz的子载波间隔在PBCH传输带宽的每个边缘处保留两个子载波。相反，能够根据用于发送PBCH的30kHz的子载波间隔来保留一个子载波。

参考图15(a)，在288个RE内分配NR-PBCH，并且通过24个RB配置RE。同时，因为NR-PSS/NR-SSS的长度对应于127，所以对于发送NR-PSS/NR-SSS需要12个RB。特别地，当配置SS块时，SS块被分配在24个RB内。并且，优选地，在24个RB内分配SS块以在彼此不同的参数集之间(例如，15kHz、30kHz、60kHz等)对准RB网格。并且，因为在NR系统中假设能够定义具有15MHz子载波间隔的25个RB的5MHz的最小带宽，所以使用24个RB来发送SS块。NR-PSS/SSS被定位在SS块的中心处。这可以指示NR-PSS/SSS被分配给第7至第18个RB。

同时，如果如图15(a)中所示配置SS块，则在120kHz子载波间隔和240kHz子载波间隔的UE的AGC(自动增益控制)操作中可能发生问题。特别地，在120kHz子载波间隔和240kHz子载波间隔的情况下，由于AGC操作，其可能无法正确地执行NR-SSS的检测。因此，如下述两个实施例中所描述的，可以考虑改变SS块的配置。

(方法1)PBCH-PSS-PBCH-SSS

(方法2)PBCH-PSS-PBCH-SSS-PBCH

具体地，如果PBCH符号被定位在SS块的起始点并且PBCH符号用作用于AGC操作的伪符号，则其能够使UE的AGC操作被更加平滑地执行。

同时，能够如图15(b)中所示分配NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH。具体地，NR-PSS被分配给第0个符号，并且NR-SSS能够被分配给第2个符号。并且，NR-PBCH能够被分配给第1至第3符号。在这种情况下，NR-PBCH能够被专门分配给第1和第3符号。换句话说，NR-PBCH仅被分配给第1符号和第3符号，并且NR-SSS和NR-PBCH能够被一起被映射到第2符号。

8.SS突发配置

在本发明中描述一种确定其中SS块是可发送的OFDM符号的方法。CP类型与UE特定信令一起被半静态地配置。NR-PSS/SSS能够支持正常的CP。通过这样做，能够在执行初始接入时解决CP检测问题。

然而，在NR系统中，能够在0.5ms的每个边缘中包括扩展CP。特别地，当SS块被定位在时隙内或时隙之间时，SS块的中心能够被定位在0.5ms的边缘处。在这种情况下，能够将不同长度的CP应用于SS块中的NR-PSS和/或NR-SSS。在这种情况下，如果UE在假设正常CP被应用于NR-SSS和/或NR-SSS的情况下执行NR-SS检测，则检测性能可能被劣化。因此，有必要在NR系统中设计一个不超过0.5ms边缘的SS块。

图16图示在TDD情况下配置SS突发的示例。在NR系统中，DL控制信道被定位在时隙和/或微时隙中的第一OFDM符号处，并且UL控制信道能够被定位在最后发送的UL符号处。为了避免被定位在时隙中的SS块与DL/UL控制信道之间的冲突，SS块能够被定位在时隙的中心处。

根据频率范围确定SS突发集中包括的SS块的最大数量。并且，根据频率范围确定SS块的数量的候选值。同时，本发明提出基于图16中所示的配置SS突发的示例在SS突发集中发送SS块所需的总时间间隔。

[表3]

如表3所示，如果引入30kHz和240kHz的子载波间隔以发送NR-SS，则能够预期在最大2ms内发送SS块。然而，因为NR-SS传输的基本子载波间隔对应于15KHz和120kHz，所以有必要确定是否引入更宽的最小系统带宽(例如，对于20kHz子载波间隔为10MHz，并且对于240kHz子载波间隔为80MHz)以引入30kHz和240kHz子载波间隔。如果确定NR在等于或小于6GHz的频带中支持5MHz并且在6GHz的频带中支持50MHz的最小系统带宽，则必须根据15kHz和120kHz子载波间隔设计SS突发集。如果SS块的最大数量在等于或窄于6GHz的频带中对应于8并且在宽于6GHz的频带中对应于64，则因为用于发送SS块所需的时间对应于4ms，所以系统开销相当高。并且，因为在网络节能和UE测量方面在发送SS块时具有短的时间间隔是优选的，所以有必要在Nms的持续时间内定义用于发送SS块的候选位置(例如，N＝0.5,1,2)。

9.SS突发集配置

当配置SS突发集时，如图17中所示，根据SS突发周期可以考虑两种类型。一个是图17(a)中所示的集中类型。根据集中类型，所有SS块在SS突发集内连续发送。另一方面，另一个是图17(b)中所示的分布类型。根据分配类型，在SS突发集周期内周期性地发送SS突发。

在用于空闲UE的节能和用于频率间测量的效率方面，与分布类型的SS突发相比，集中类型的SS突发提供优势。因此，更优选的是，支持集中类型的SS突发。

同时，如图17(a)中所示，如果SS突发集由集中类型配置，则在SS突发集被映射到的符号时段期间不能发送上行链路信号。特别地，随着指配SS块的子载波间隔变得越来越大，符号的大小越来越小。特别地，不发送上行链路信号的符号时段的数量增加。如果指配SS块的子载波间隔等于或大于特定大小，则有必要以规定的空间在SS突发之间清空符号以执行上行链路传输。

图18图示当指配SS块的子载波间隔对应于120kHz和240kHz时的SS突发集配置。参考图18，当子载波间隔对应于120kHz和240kHz时，SS突发以4个SS突发为单位配置，同时清空规定的空间。具体地，SS块以0.5ms为单位排列，同时用于执行上行链路传输的符号时段(0.125ms)被清空。

在等于宽于6GHz的频率范围中，60kHz的子载波间隔能够被用于发送数据。特别地，如图19中所示，在NR系统中，能够复用用于发送数据的子载波间隔(例如，60kHz)和用于发送SS块的子载波间隔(例如，120kHz或240kHz)。

同时，参考由图19中的框表示的部分，当复用120kHz子载波间隔的SS块和60kHz子载波间隔的数据时，能够看到在120kHz子载波间隔的SS块、60kHz子载波间隔的GP和DL控制区域处发生冲突或重叠。因为优选避免SS块与DL/UL控制区域之间的冲突，所以需要修改SS突发和SS突发集的配置。

为了修改SS突发的配置，本发明提出两个实施例。

如图20中所示，第一实施例是要改变SS突发格式1的位置和SS突发格式2的位置。具体地说，如果被定位在图20的框中的SS突发格式1和SS突发格式2被交换，则能够使得在SS块和DL/UL控制区域之间不发生冲突。换句话说，SS突发格式1被定位在60kHz子载波间隔的前部，并且SS突发格式2被定位在60kHz子载波间隔的后部。

总之，前述第一实施例能够被如下地表示。

1)120KHz子载波间隔

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有索引{4,8,16,20,32,36,44,48}+70*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,2,4,6。

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有索引{2,6,18,22,30,34,46,50}+70*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝1,3,5,7。

2)240KHz子载波间隔

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有索引{8,12,16,20,32,36,40,44,64,68,72,76,88,92,96,100}+140*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,2

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有索引{4,8,12,16,36,40,44,48,60,64,68,72,92,96,100,104}+140*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝1,3

如图21中所示，第二实施例是要改变SS突发集的配置。具体地，可以以SS突发集的起始边界与60kHz子载波间隔时隙的起始边界对齐(即，匹配)的方式来配置SS突发集。

具体地，SS突发在1ms期间由集中排列的SS块配置。特别地，120kHz子载波间隔的SS突发具有16个SS块，并且240kHz子载波间隔的SS突发在1ms期间具有32个SS块。在这种情况下，基于60kHz子载波间隔，将一个时隙作为SS突发之间的间隙被分配。

总之，前述第二实施例能够被如下地表示。

1)120KHz子载波间隔

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有索引{4,8,16,20}+28*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,1,2,3,5,6,7,8,10,11,12,13,15,16,17,18。

2)240KHz子载波间隔

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有索引{8,12,16,20,32,36,40,44}+56*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,1,2,3,5,6,7,8。

10.指示在5ms持续时间内实际发送的SS/PBCH块的方法

在NR系统中，能够指定用于在SS突发集时段(例如，5ms)内发送SS块的候选位置以执行初始接入过程。并且，能够将实际发送的SS块的位置通知给连接/空闲模式的UE。在这种情况下，网络可以根据网络状态灵活地利用资源。然而，根据指示实际使用的SS块的配置方法，在配置SS突发集时可能具有不同的灵活性。例如，如果能够将实际发送的SS块的个别位置信息(例如，SS块或SS突发的位图)设置到UE，则集中式类型和分布式类型都可以根据网络状态进行操作。个别位置信息能够被包括在指示测量相关信息的不同SI中。

并且，能够根据网络配置改变SS突发集的周期，并提供关于UE的测量定时/持续时间的信息。当SS突发集周期改变时，需要确定要发送SS块的候选位置。为了确定要发送SS块的位置，本发明提出下面描述的两个实施例。

(方法1)网络可以使用用于基本周期的候选位置的假设。

(方法2)网络能够指示在测量部分内实际发送SS块的位置。

在NR系统中，能够根据基本周期来设计SS突发集配置。当SS突发集周期和测量持续时间由网络指示时，SS突发集配置能够由SS突发配置假定。例如，当没有来自网络的指示时，如果UE假设5ms周期作为用于测量的SS突发集周期，则其能够配置用于5ms周期的SS突发集。SS突发集配置还能够被用于基本周期(例如，20ms)和由网络配置的周期(例如，5、10、20、40、80和160ms)。

为了更有效地利用用于SS突发集配置的资源，网络能够指示在测量持续时间内实际要发送SS块的位置。例如，在基本周期的情况下，应该在SS突发集周期内发送NR-SS和NR-PBCH。同时，在周期性长于基本周期的情况下，其可以仅为了测量目的而发送NR-SS。如果网络能够配置实际发送SS块的位置，则能够将分配给NR-PBCH的未使用资源分配给数据/控制信道。在周期短于基本周期的情况下，网络从包括在SS突发集中的SS块中选择部分SS块以配置实际使用的SS块。

同时，根据网络环境限制用于发送SS块的候选的数量。例如，候选的数量可以根据指配SS块的子载波间隔而变化。在这种情况下，能够向连接/空闲模式UE通知实际发送SS块的位置。指示实际发送SS块的位置的实际发送的SS/PBCH块指示能够被用于利用服务小区的资源(例如，速率匹配)，并且能够被用于执行与邻近小区的资源相关的测量。

如果UE能够精确地识别未发送的SS块，则UE能够识别UE能够经由未发送的SS块的候选资源接收诸如寻呼或数据的其他信息。为了资源的灵活性，有必要精确地指示在服务小区中实际发送的SS块。

具体地，因为不能在其中发送SS块的资源中接收诸如寻呼或数据的其他信息，所以UE经由其中SS块没有被实际发送的资源接收不同的数据或不同的信号以增加资源利用效率。因此，对于UE来说有必要识别其中实际上未发送SS块的SS块候选。

为了精确地指示在服务小区中实际发送的SS块，有必要具有关于4、8或64个比特的完整位图的信息。在这种情况下，能够根据能够在每个频率范围中发送的SS块的最大数量来确定位图中包括的比特大小。例如，为了指示在5ms的时段内实际发送的SS块，在3GHz至6GHz的频率范围内需要8个比特的位图，并且在等于6GHz或者比6GHz宽的频率范围中需要64个比特的位图。

用于指示在服务小区中实际发送的SS块的比特可以由RMSI或OSI定义，并且RMSI/OSI包括用于数据或寻呼的配置信息。因为实际发送的SS/PBCH块指示与用于下行链路资源的配置相关联，所以RMSI/OCI能够包括关于实际发送的SS块的信息。

同时，为了测量邻近小区，需要实际发送的邻近小区的SS/PBCH块指示。具体地，有必要获得邻近小区的时间同步信息以测量邻近小区。如果NR系统被设计为允许TRP之间的异步传输，则虽然指示邻近小区的时间同步信息，但是信息的准确性可以根据状态而变化。因此，当指示邻近小区的时间信息时，有必要将时间信息的单位确定为UE的有效信息，同时假设TRP之间的异步传输。

然而，如果存在许多列出的小区，则完整位图类型的指示符可能过度地增加信号开销。为了减少信令开销，其可以考虑各种压缩形式的指示符。同时，为了不仅测量邻近小区而且还减少信令开销，可以考虑指示由服务小区发送的SS块的指示符的压缩形式的指示符。换句话说，下面描述的SS块指示符能够被用于指示在邻近小区和服务小区中实际发送的SS块。如在前面的描述中提到的，SS突发可以对应于根据每个子载波包括在时隙中的SS块的集合。然而，SS突发可以对应于一组规定数量的SS块，不管仅下述实施例中的时隙如何。

参考图22解释实施例之一。假设SS突发包括8个SS块。在这种情况下，总共8个SS突发可以存在于定位64个SS块的等于或宽于6GHz的频带中。

在这种情况下，SS块被SS突发分组以压缩64个比特的整个位图。其可以使用指示包括实际发送的SS块的SS突发的8比特信息而不是64比特位图信息。如果8比特位图信息指示SS突发#0，则SS突发#0能够包括一个或多个实际发送的SS块。

在这种情况下，可以考虑附加信息以指示每个SS突发的实际发送的SS块的数量。每个SS突发能够集中包括与附加信息指示的SS块的数量一样多的SS块。

UE将由附加信息指示的每个SS突发的实际发送的SS块的数量与指示包括实际发送的SS块的SS突发的位图组合以估计实际发送的SS块。

例如，可以假设下面表4中所示的指示。

[表4]

根据表4，能够经由8比特位图获知SS突发包括在SS突发#0、#1和#7中，并且能够经由附加信息获知每个SS突发包含4个SS块。因此，能够估计在SS突发#0、#1和#7之前经由4个候选位置发送SS块。

同时，与上述示例不同，如果以位图形式转发附加信息，则能够使发送SS块的位置具有灵活性。

例如，通过位图指示与SS突发传输有关的信息，并且能够通过其他比特指示在SS突发内发送的SS块。

具体地，总共64个SS块被分类为8个SS突发(即，SS块组)，并且其可以通过向UE发送8比特位图来向UE通知正在使用的SS突发。当如图22中所示定义SS突发时，如果SS突发与具有60kHz的子载波间隔的时隙复用，则其优点在于SS突发和时隙之间的边界被对齐。具体地，如果使用位图指示SS突发的开/关，则UE能够获知在用于等于或宽于6GHz的频带中的所有子载波间隔的时隙单元中是否发送SS块。。

在这种情况下，与前述示例不同的点是要使用位图向UE通知附加信息。在这种情况下，因为有必要将位图信息发送到每个SS突发中包括的8个SS块，所以需要8个比特。附加信息通常应用于所有SS突发。例如，如果关于SS突发的位图信息指示使用SS突发#0和SS突发#1并且关于SS块的附加位图信息指示在SS突发中发送第一SS块和第五SS块，则因为在SS突发#0和SS突发#1中的每一个中发送第一SS块和第五SS块，所以实际发送的SS块的数量变为4。

同时，一对邻近小区可以不包括在小区列表中。不包括在小区列表中的邻近小区使用实际发送的SS块的默认格式。如果使用默认格式，则UE能够对未包括在小区列表中的邻近小区执行测量。在这种情况下，能够预先定义默认格式，或者能够由网络配置。

同时，如果关于在服务小区中实际发送的SS块的信息与关于在邻近小区中实际发送的SS块的信息冲突，则UE能够通过对关于在服务小区中发送的SS块的信息进行优先处理来获得关于实际发送的SS块的信息。

特别地，如果以完整位图和分组形式的形式接收关于实际发送的SS块的信息，则因为完全位图形式的信息很可能更准确，所以完整位图形式的信息能够优先用于接收SS块。

11.用于指示时间索引的信号和信道

SS块时间索引指示由NR-PBCH转发。如果时间索引指示包括在诸如NR-PBCH内容、加扰序列、CRC、冗余版本等的NR-PBCH的一部分中，则该指示被安全地转发给UE。相反，如果时间索引指示包括在NR-PBCH的一部分中，则其在解码邻近小区的NR-PBCH时可能具有额外的复杂度。同时，尽管能够对邻近小区的NR-PBCH执行解码，但是在设计系统时不是强制的。并且，有必要进行额外的讨论以确定适合于转发SS块时间索引指示的信号和信道。

因为SS块时间索引信息将被用作关于初始接入相关信道/信号的时间资源分配参考信息，诸如目标小区中的系统信息转发、PRACH前导码等，所以SS块时间索引信息应该安全地发送给UE。同时，时间索引被用于测量SS块级别的RSRP以测量邻近小区。在这种情况下，SS块时间索引信息不必非常准确。

本发明提出NR-PBCH DMRS将用作用于转发SS块时间索引的信号。并且，本发明提出时间索引指示将包括在NR-PBCH的一部分中。在这种情况下，例如，NR-PBCH的一部分可以对应于NR-PBCH的加扰序列、冗余版本等。

根据本发明，能够从NR-PBCH DMRS检测SS块时间索引，并且能够通过NR-PBCH解码来检查检测到的索引。并且，为了测量邻近小区，能够从用于邻近小区的NR-PBCH DMRS获得索引。

时间索引指示能够经由以下描述的两个实施例来配置。

(方法1)一种单索引方法，索引被指配给SS突发集中包括的所有SS块中的每一个。

(方法2)一种多索引方法，其使用SS突发索引和SS块索引的组合来指配索引。

如实施例1中所述，如果支持单索引方法，则有必要具有许多比特来表达SS突发集周期内的所有SS块的数量。在这种情况下，优选地，用于NR-PBCH的DMRS序列和加扰序列指示SS块指示。

相反，如实施例2中所述，如果使用多索引方法，则可以提供用于指示索引的设计灵活性。例如，SS突发索引和SS块索引都能够被包括在单个信道中。并且，每个索引能够经由不同的信道/信号单独发送。例如，SS突发索引能够被包括在NR-PBCH的内容或加扰序列中。SS块索引能够经由NR-PBCH的DMRS序列转发。

同时，在根据载波频率范围配置的SS突发内改变SS块的最大数量。具体地，在等于或窄于6GHz的频率范围中的SS块的最大数量对应于8，并且在6GHz至52.6GHz范围内的频率范围中的SS块的最大数量对应于64。

具体地，指示SS块所需的比特数和指示SS块所需的状态数可以根据载波频率范围而变化。因此，可以考虑根据载波频率范围应用实施例1和实施例2中的一个。例如，单索引方法应用于等于或窄于6GHz的频率范围，并且可以在宽于6GHz的频率范围内应用多索引方法。

更具体地，所有SS块时间索引能够由等于或窄于6GHz的频率范围中的PBCH DMRS确定。在这种情况下，有必要使用PBCH DMRS序列识别最多8种状态。特别地，对于SS块时间索引有必要具有3个比特。并且，PBCH DMRS序列能够指示5ms边界(半帧指示符)。在这种情况下，为了指示基于DMRS的SS块时间索引和5ms边界，需要总共16种状态。换句话说，除了用于指示SS块时间索引的3个比特之外，有必要具有额外的1比特来指示5ms边界。没有必要定义用于指示在等于或窄于6GHz的频率范围内的PBCH内容中的SS块时间索引的比特。

同时，通过经由NR-PBCH DMRS而不是PBCH内容转发指示SS块时间索引的比特，可以具有更好的解码性能。如果定义附加信号以指示SS块时间索引，则发生附加信号的信令开销。因为NR-PBCH DMRS对应于已经在NR系统中定义的序列，所以NR-PBCH DMRS不产生额外的信令开销。因此，如果使用NR-PBCH DMRS，则能够防止过多的信令开销。

相反，在等于或宽于6GHz的频率范围中，一部分SS块时间索引由PBCH DMRS指示，而剩余部分的SS块时间索引由PBCH内容指示。例如，为了总共指示64个SS块索引，最多8个SS块组被分组在SS突发集内，并且最多8个SS块能够被包括在每个SS块组中。在这种情况下，为了指示SS块组，在PBCH内容中定义3比特，并且能够通过PBCH DMRS序列来定义SS块组中包括的SS块时间索引。如果能够在NR系统中采用等于或宽于6GHz的频率范围的同步网络，则没有必要对PBCH执行解码过程以经由PBCH内容获得SS突发索引。

12.系统帧号，半帧边界

经由PBCH有效载荷转发较低N个比特的SFN信息，并且经由加扰序列转发前M个比特的SFN信息。同时，在SFN信息的前M个比特当中，能够通过改变PBCH DMRS、NR-SSS或SS块的时间/频率位置来转发最顶部的1个比特。另外，能够经由改变PBCH DMRS、NR-SSS或SS块的时间/频率位置来转发关于半无线电帧(5ms)边界的信息。

实施例1-1

当通过NR-PBCH转发特定SS块中所包括的内容时，如果内容每80ms变化一次，则内容包括80ms内不变的信息。例如，PBCH内容中所包括的SFN信息在PBCH TTI(80ms)的范围内相同。为此，10个比特SFN信息当中的较低7个比特信息被包括在PBCH内容中。指示帧边界(10ms)的最高3个比特信息能够被包括在PBCH加扰序列中。

实施例1-2

当通过NR-PBCH转发特定SS块中所包括的内容时，如果内容每80ms变化一次，则内容包括80ms内不变的信息。例如，PBCH内容中所包括的SFN信息在PBCH TTI(80ms)的范围内相同。为此，10个比特SFN信息当中的较低7个比特信息被包括在PBCH内容中。指示帧边界(10ms)的最高3个比特信息当中的较低2个比特信息能够被包括在PBCH加扰序列中，并且通过使用与诸如PBCH内容、CRC、加扰序列等的PBCH信道编码相区分的信号或信道来发送最高1个比特信息。例如，可以使用PBCH DMRS作为与PBCH信道编码相区分的信号。可以使用诸如DMRS序列、DMRS RE位置、DMRS序列到RE的映射变化、SS块中的符号位置变化、SS块的频率位置变化等的信息。

具体地，在使用DMRS序列的情况下，可以考虑使用发送DMRS的两个OFDM符号之间的相位差(例如，正交码覆盖)的方法。此外，在使用DMRS序列的情况下，可以考虑更改初始值的方法。具体地，当两个m序列被用于Gold序列时，如果一个m序列的初始值是固定的并且通过使用小区ID和其他信息来更改另一个m序列的初始值，则能够引入一种将使用要发送的信息的初始值更改为使用固定初始值的m序列的方法。

更具体地，如果根据指示10ms边界信息的1个比特将不同的初始值(例如，[0 10...0])另外引入传统的固定初始值(例如，[1 0 0...0])，则这两个初始值值能够在20ms范围内以10ms为单位变化。作为不同的方法，一个m序列按原样使用固定初始值，而另一个m序列可以将要发送的信息添加到初始值。

在使用DMRS RE位置的情况下，可以应用V-shift方法，该方法根据信息更改DMRS的频率轴位置。具体地，当在20ms范围内发送0ms和10ms时，RE位置被不同地布置。在此情况下，当当每4个RE布置一个DMRS时，可以引入一种以2个RE为单位使DMRS移位的方法。

此外，能够应用一种更改将PBCH DMRS序列映射到RE的方案的方法。具体地，在0ms的情况下，序列被优先映射到第一个RE。在10ms的情况下，通过使用不同的映射方法来映射序列。例如，逆序列被映射到第一个RE，序列被优先映射到第一个OFDM符号的中位RE，或者序列被优先映射到第二个OFDM符号的第一个RE。此外，可以考虑一种以不同布置更改SS块中诸如PSS-PBCH-SSS-PBCH的布置顺序的方法。例如，虽然基本上应用诸如PBCH-PSS-SSS-PBCH的这种布置，但可以在0ms和10ms中应用不同的布置。此外，可以应用一种更改SS块中PBCH数据被映射到的RE位置的方法。

实施例1-3

能够通过使用与诸如PBCH内容、CRC、加扰序列等PBCH信道编码相关的部分相区分的信号或信道来发送指示半帧边界的1个比特信息。例如，类似于实施例2，可以使用PBCHDMRS作为与PBCH信道编码相区分的信号。可以使用诸如DMRS序列、DMRS RE位置、DMRS序列到RE的映射变化、SS块中的符号位置变化、SS块的频率位置变化等信息。特别地，在10ms范围内，当在0ms和5ms处发生变化时，可以应用该信息。

另外，针对在20ms范围内以5ms为单位的时间变化信息，包括半帧边界信息和SFN的最高1个比特信息，如前面实施例2中所述，可以使用诸如DMRS序列、DMRS RE位置、DMRS序列到RE的映射变化、SS块中的符号位置变化、SS块的频率位置变化等信息。特别地，在20ms范围内，当时间信息在0ms、5ms、10ms和15ms处变化时，可以应用该信息。

实施例1-4

当通过总数N个RE配置PBCH时，如果分配M(<N)个RE来发送PBCH数据并且使用QPSK调制，则加扰序列的长度变为2*M。通过生成长度为L*2*M的长序列并且以2*M为单位来划分该长序列，能够生成L个加扰序列。作为加扰序列，可以使用PN序列、Gold序列和M序列。具体地，可以使用长度为31的Gold序列。小区ID被使用于初始化PN序列，并且从PBCH DMRS获得的SS块索引能够被另外使用于初始化PN序列。当从SS块索引导出时隙编号和OFDM符号时，可以使用时隙编号/OFDM符号编号。另外，半无线帧边界信息能够被用作初始化值。如果能够通过使用与诸如内容、加扰序列等信道编码相区分的信号或信道来获得SFN信息的部分比特，则SFN信息能够被用作加扰序列的初始化值。

加扰序列的长度根据SFN信息当中经由加扰序列转发的比特的长度来确定。例如，如果经由加扰序列转发SFN信息的3个比特信息，则有必要通过使用该信息表示8个状态。为此，需要长度为8*2*M的序列。类似地，当转发2个比特信息时，需要长度为2*2*M的序列。

通过使用极化码来编码包括PBCH内容和CRC的比特串，以生成长度为512的编码比特。编码比特短于加扰序列的长度。长度为512的编码比特重复数次，以生成长度与加扰序列长度相同的比特串。随后，重复编码的比特与加扰序列相乘，并且执行QPSK调制。调制符号以长度M为单位来划分并被映射到PBCH RE。

例如，参考图24，当经由加扰序列转发SFN信息的3比特信息时，为了每10ms更改加扰序列，以10ms为单位发送以长度M为单位的调制符号序列。在此情况下，以10ms为单位发送的调制符号中的每个均不同。如果SS突发集的周期对应于5ms，则在10ms范围内包括的两个传输周期期间发送相同的调制符号序列。如果UE能够获得半无线帧(5ms)边界信息，则UE能够组合在10ms范围内发送两次的PBCH信息。为了找出在80ms范围内以10ms为单位发送的8个加扰序列，UE总共执行8次盲解码。在此情况下，UE对不同的信道而非对PBCH执行解码以获得半帧边界的1比特信息(例如，C₀)。然后，UE对PBCH执行盲解码以获得SFN的第一N比特信息(例如，S₀、S₁和S₂)并且从PBCH内容中获得与其余10-N比特相对应的SFN信息(例如，S₃至S₉)。因此，UE能够总共配置10个比特的SFN信息。

作为不同的示例，当经由加扰序列转发SFN信息的3比特信息并且在PBCH内容中包括半帧边界信息时，在10ms传输周期中包括相同的内容。然而，包括5ms偏移量的PBCH内容具有1比特的不同半帧边界信息，因此能够每5ms发送不同的内容。特别地，由于1比特的半帧边界信息，配置两种类型的内容。基站对这两种类型的内容中的每个进行编码并且对内容中的每个执行比特重复、加扰、调制等。

如果UE未能获得5ms边界信息，则UE难以组合每5ms发送的信号。作为替代，UE以5ms偏移量相同地执行8次解码，每10ms执行一次。特别地，UE执行至少8次解码以获得SFN的第一N比特信息(例如，S₀、S₁和S₂)并且从PBCH内容中获得与其余10-N比特相对应的SFN信息(例如，S₃至S₉)。而且，UE获得1比特半无线帧边界信息(例如，C₀)。换言之，UE通过配置所获得的比特信息来获得以5ms为单位的时间信息。

类似地，如果经由加扰序列转发SFN信息的2比特信息，则每20ms更改加扰序列，并且在20ms范围内的四个5ms传输周期期间发送相同的调制符号序列。如果UE能够获得半无线帧边界信息和SFN的最高1个比特信息，则UE能够组合在20ms范围内接收的PBCH的信息。UE每20ms执行4次盲解码。在此情况下，UE的接收复杂度因UE获得的半帧边界信息和SFN的最高1个比特信息而增大。然而，能够降低PBCH盲解码的复杂度并且执行多达16次的PBCH组合，因此可以预期检测性能增强。在此情况下，UE对不同的信道而非对PBCH执行解码以获得半帧边界的1个比特信息(例如，C₀)和SFN的最高1个比特信息(例如，S₀)。

UE对PBCH执行盲解码以获得最高1比特之后的SFN的第一(N-1)比特信息(例如，S₁和S₂)并且从PBCH内容中获得与其余10-N个比特相对应的SFN信息(例如，S₃至S₉)。因此，UE能够配置总共10个比特的半无线帧边界信息(C₀)和SFN信息(例如，S₀至S₉)。所获得的时间信息提供5ms的单位。在此情况下，能够在5ms范围内发送多个SS块。能够从PBCH DMRS和PBCH内容中获得5ms范围内的SS块位置。

13.SS块时间索引

本发明提出一种在更短持续时间(例如，2ms)内配置SS突发集以节省网络和UE的能量的方法。在此情况下，全部SS块能够被定位于SS突发集周期内，而与周期(例如，5ms、10ms、20ms、40ms、80ms、160ms)无关。图23图示出子载波间距对应于15kHz时的SS块索引。

参考图23来说明SS块索引。如果SS块的最大数目被定义为L，则SS块索引对应于0至L-1。此外，SS块索引由OFDM符号索引和时隙索引导出。此外，SS突发集能够通过定位于彼此相邻的两个时隙处的4个SS块来配置。因此，SS块索引对应于0至3，并且时隙索引被定义为0和1。此外，SS块包括4个OFDM符号，并且SS块中所包括的2个OFDM符号被用于发送PBCH。在此情况下，用于发送PBCH的OFDM符号索引可以对应于0和2。如图23(a)所示，SS块索引由OFDM符号索引和时隙索引导出。例如，在时隙#1和OFDM符号#2中发送的SS块被映射到索引3。

如图23(b)所示，在NR系统中，网络能够配置SS突发集的周期。此外，能够配置诸如5ms和10ms的短周期。通过如此操作，能够分配更多的SS块传输。能够在SS突发集的配置周期内识别SS块索引。如图23(c)所示，如果配置5ms的周期，则能够在配置的周期内发送4个SS块。此外，能够在基本周期内总共发送16个SS块。在此情况下，SS块索引能够在默认周期内重复，并且16个SS块当中的4个SS块可以具有相同的索引。

更详细地说明一种指示SS块时间索引的方法。

经由PBCH DMRS的序列转发SS块时间索引的一部分，并且经由PBCH有效载荷转发其余的索引。在此情况下，经由PBCH DMRS序列转发的SS块时间索引对应于N比特的信息，并且经由PBCH有效载荷转发的SS块时间索引对应于M比特的信息。当频率范围内的SS块的最大数目对应于L比特时，L比特对应于M比特与N比特之和。假定能够在5ms范围内转发的H(＝2^L)个状态对应于组A，能够通过PBCH DMRS转发并由N个比特表示的J(＝2^N)个状态对应于组B，并且能够通过PBCH有效载荷转发并由M个比特表示的I(＝2^M)个状态对应于组C，则组A的状态数H能够由组B的状态数J乘以组C的状态数I来表示。在此情况下，能够在0.5ms范围内表示属于组B或组C的最大状态数P(P为1或2)。同时，为清楚起见，使用本发明中所述的组名称。这些名称能够以各种方式来表示。

同时，经由PBCH DMRS序列转发的状态数可以在等于或窄于3GHz的频率范围内对应于4、在3GHz至6GHz的频率范围内对应于8并且在等于或宽于6GHz的频率范围内对应于8。在等于或窄于6GHz的频带中，使用15kHz子载波间距和30kHz子载波间距。在此情况下，如果使用15kHz子载波间距，则在0.5ms范围内包括最多1个状态。如果使用30kHz子载波间距，则在0.5ms范围内包括最多2个状态。在等于或宽于6GHz的频带中，使用120kHz子载波间距和240kHz子载波间距。在此情况下，如果使用120kHz子载波间距，则在0.5ms范围内包括最多1个状态。如果使用240kHz子载波间距，则在0.5ms范围内包括最多2个状态。

图25(a)和(b)分别图示出使用15/30kHz子载波间距和120/240kHz子载波间距时在0.5ms范围内包括的SS块。如图29所示，在使用15kHz子载波间距的情况下，在0.5ms范围内包括1个SS块。在使用30kHz子载波间距的情况下，在0.5ms范围内包括2个SS块。在使用120kHz子载波间距的情况下，在0.5ms范围内包括8个SS块。在使用240kHz子载波间距的情况下，在0.5ms范围内包括16个SS块。

在使用15kHz和30kHz子载波间距的情况下，在0.5ms范围内包括的SS块索引能够按一比一(1:1)映射到经由PBCH DMRS序列发送的索引。用于指示SS块索引的指示符比特能够被包括在PBCH有效载荷中。在等于或窄于6GHz的频带中，比特能够被理解为不同目的的信息，而不被理解为用于指示SS块索引的比特。例如，指示符比特能够被用于扩展覆盖。信息比特能够被用于转发与SS块相关联的信号或资源的重复计数。

当通过小区ID和SS块索引来初始化PBCH DMRS序列时，在使用15kHz和30kHz子载波间距的情况下，能够使用在5ms范围内发送的SS块索引作为序列的初始值。在此情况下，SS块索引可以对应于SSBID。

实施例2-1

在使用120kHz子载波间距的情况下，在0.5ms范围内包括的SS块索引数目对应于8。在0.5ms范围内，PBCH DMRS序列相同，并且PBCH有效载荷可以根据SS块索引而变化。然而，当在0.5ms时段内发送第一个SS块组时，可以使用不同的PBCH DMRS序列，该PBCH DMRS序列与0.5ms时段内的第二个SS块组所使用的序列不同。在此情况下，能够在第一个SS块组之前发送第二个SS块组。为了识别在不同的0.5ms时段内发送的SS块，经由PBCH有效载荷转发SS块组的SS块索引。

在使用240kHz子载波间距的情况下，在0.5ms范围内包括的SS块索引数目对应于16。在0.5ms范围内，PBCH DMRS序列的数目可以对应于2。具体地，第一个0.5ms内用于8个SS块的PBCH DMRS序列可以与第二个0.5ms内用于8个SS块的PBCH DMRS序列不同。在第一个0.5ms和第二个0.5ms的SS块中所包括的PBCH有效载荷中转发SS块索引。

特别地，能够应用一种在规定时段内始终保持PBCH DMRS序列的方法。当UE尝试检测相邻小区的信号以保护相邻小区的时间信息时，如果应用一种检测复杂度低且检测性能更佳的基于PBCH DMRS序列的时间信息转发方法，则可以具有以下优点：能够获得精度精确到0.5ms或0.25ms的时间信息。特别地，能够提供精确到0.25ms或0.5ms的时间精度，而与频率范围无关。

实施例2-2

在使用120kHz子载波间距的情况下，在0.5ms范围内包括的SS块索引数目对应于8。在0.5ms范围内，PBCH有效载荷中所包括的SS块索引相同，并且PBCH DMRS序列可以根据SS块索引而变化。然而，当在0.5ms时段内发送第一个SS块组时，可以使用经由PBCH有效载荷转发的不同的SS块索引，该SS块索引与0.5ms时段内的第二个SS块组所使用的序列不同。在此情况下，能够在第一个SS块组之前发送第二个SS块组。

在使用240kHz子载波间距的情况下，在0.5ms范围内包括的SS块索引数目对应于16。在0.5ms范围内，经由PBCH有效载荷转发的SS块索引数目可以对应于2。特别地，在第一个0.5ms内从8个SS块发送的包括在PBCH有效载荷中的SS块索引相同，并且第二个0.5ms内的8个SS块索引与第一个0.5ms内的SS块索引不同。在此情况下，第一部分和第二部分中的每个中所包括的PBCH DMRS使用根据SS块索引而彼此区分的序列。

在使用120kHz子载波间距和240kHz子载波间距的情况下，通过组合从两个路径获得的索引来表示SS块索引。第一实施例和第二实施例能够由以下等式7和等式8来表示。

[等式7]

SS-PBCH块索引＝SSBID*P+SSBGID

SSBID＝Floor(SS-PBCH块索引/P)

SSBGID＝Mod(SS-PBCH块索引,P)

[等式8]

SS-PBCH块索引＝SSBID*P+SSBGID

SSBID＝Mod(SS-PBCH块索引,P)

SSBGID＝Floor(SS-PBCH块索引/P)

在此情况下，P能够被表示为2^(经由PBCH DMRS转发的比特数)

在前文的描述中，为清楚起见，使用特定数目(例如，4或8)。这仅作示例。本发明不限于特定数目。例如，该数目能够根据经由PBCH DMRS转发的信息比特数来确定。如果经由PBCH DMRS转发2个比特的信息，则能够通过4个SS块来配置SS块组。前文提及的120/240kHz子载波间距的SS块时间索引转发方案也能够被应用于15/30kHz子载波间距。

前文“12.系统帧号、半帧边界”和“13.SS块时间索引”中提及的时间信息的比特配置和信息转发路径的示例能够参考图24总结如下。

-经由PBCH内容转发SFN10个比特当中的7个比特和SS块组索引3个比特

-经由PCH加扰转发20ms边界信息2个比特(S2,S1)

-经由DMRS RE位置移位、包括PBCH的OFDM符号的DMRS之间的相位差、将DMRS序列映射到RE的方法的变更、PBCH DMRS序列初始值的变更等转发5ms边界信息1个比特(C0)和10ms边界信息1个比特(S0)

-经由DMRS序列转发SS块索引指示信息3个比特(B2,B1,B0)

14.NR-PBCH内容

在NR系统中，预期要基于RAN2的响应LS来扩展MIB的有效载荷大小。下面描述在NR系统中预期的MIB有效载荷大小和NR-PBCH内容。

1)有效载荷：64个比特(48个比特信息，16个比特CRC)

2)NR-PBCH内容：

-SFN/H-SFN的至少一部分

-公共搜索空间的配置信息

-NR载波的中心频率信息

UE检测小区ID和定时信息，然后能够从PBCH获得用于接入网络的信息，包括诸如SFN、SS块索引和半帧定时的定时信息的一部分、诸如时间/频率位置的关于公共控制信道的信息、诸如带宽和SS块位置的关于带宽部分的信息以及诸如SS突发集周期和实际发送的SS块索引的关于SS突发集的信息。

有限的时间/频率资源(诸如576个RE)仅为PBCH占用，因此在PBCH中应包括基本信息。此外，如有可能，可以使用诸如PBCH DMRS的辅助信号来进一步包括基本信息或附加信息。

(1)SFN(系统帧号)

在NR系统中，系统帧号(SFN)被定义为标识10ms空间。此外，类似于LTE系统，可以为SFN引入0至1023之间的索引。能够通过使用比特来显式地指示或者能够隐式地指示索引。

根据NR系统，PBCH TTI对应于80ms，并且最小SS突发周期对应于5ms。因此，能够以80ms为单位发送多达16次的PBCH。用于每次传输的不同加扰序列能够被应用于PBCH编码比特。类似于LTE PBCH解码操作，UE能够检测10ms空间。在此情况下，通过PBCH加扰序列隐式地指示SFN的8个状态，并且能够在PBCH内容中定义用于表示SFN的7个比特。

(2)无线电帧中的定时信息

能够通过PBCH DMRS序列中所包括的比特和/或根据载波频率范围的PBCH内容显式地指示SS块索引。例如，在等于或窄于6GHz的频率范围内，仅经由PBCH DMRS序列转发SS块索引的3个比特。在等于或宽于6GHz的频带中，通过PBCH DMRS序列指示SS块索引的最低3个比特，并且通过PBCH内容转发SS块索引的最高3个比特。特别地，在6GHz至52.6GHz的频率范围内，在PBCH内容中仅能定义SS块索引的最多3个比特。

此外，能够通过PBCH DMRS序列转发半帧的边界。特别地，在等于或窄于3GHz的频率范围内，如果半帧指示符被包括在PBCH DMRS中，则与半帧指示符被包括在PBCH内容中的情况相比，可以具有更佳的性能。特别地，在等于或窄于3GHz的频率范围内主要使用FDD方案，因此子帧或时隙之间的时间同步失配水平可能很高。因此，为了更精确地匹配时间同步，优选地经由解码性能更佳的PBCH DMRS而非PBCH内容来转发半帧指示符。

然而，在宽于3GHz的频率范围内，由于未大量使用TDD方案，因此子帧或时隙之间的时间同步失配水平不高。因此，尽管经由PBCH内容转发半帧指示符，但可能具有较少缺点。

同时，能够经由PBCH DMRS和PBCH内容转发半帧指示符。

(3)时隙中包括的OFDM符号的数目

关于在等于或窄于6GHz的载波频率范围内的时隙中所包括的OFDM符号的数目，NR考虑包括7个OFDM符号的时隙和包括14个OFDM符号的时隙。如果NR确定支持两种类型的时隙，则有必要定义一种显示时隙类型以显示CORESET的时间资源的方法。

(4)用于识别不存在与PBCH相对应的RMSI的信息

在NR中，SS块不仅能够用于提供用于接入网络的信息，还能够用于提供用于测量操作的信息。特别地，为了执行宽带CC操作，能够发送用于测量的多个SS块。

然而，不必经由发送SS块的全部频率位置转发RMSI。特别地，能够经由特定频率位置转发RMSI，以提高资源利用效率。在此情况下，执行初始接入过程的UE不能识别是否在检测到的频率位置处提供RMSI。为了解决上述问题，有必要定义用于识别不存在与检测到的频率区间的PBCH相对应的RMSI的比特字段。同时，还有必要考虑一种能够在不具有比特字段的情况下识别不存在与PBCH相对应的RMSI的方法。

为此，不存在RMSI的SS块被配置为在未定义为频率栅格的频率位置处被发送。在此情况下，执行初始接入过程的UE不能检测到SS块，因此能够解决上述问题。

(5)SS突发集周期和实际发送的SS块

能够指示关于SS突发集周期和实际发送的SS块的信息，用于测量目的。特别地，优选地将该信息包括在用于小区测量和小区间/小区内测量的系统信息中。特别地，有必要在PBCH内容中定义该信息。

(6)带宽相关信息

当执行包括小区ID检测和PBCH解码的初始同步过程时，UE尝试从SS块带宽检测信号。随后，UE通过使用由网络经由PBCH内容指示的带宽来获得系统信息并且能够连续地执行初始接入过程以执行RACH过程。带宽能够被定义以执行初始接入过程。能够在用于下行链路公共信道的带宽中定义RACH消息的CORSET、RNSI、OSI和频率资源。此外，SS块能够被定位为下行链路公共信道的带宽的一部分。总之，能够在PBCH内容中定义下行链路公共信道的带宽。能够在PBCH内容中定义SS块的带宽与下行链路公共信道的带宽之间的相对频率位置的显示。为了简化相对频率位置的显示，SS块的多个带宽能够被视为下行链路公共信道的带宽中SS块被定位于的候选位置。

(7)参数集信息

当发送SS块时，使用15kHz、30kHz、120kHz或240kHz的子载波间距。同时，当发送数据时，使用15kHz、30kHz、60kHz或120kHz的子载波间距。当发送SS块、CORESET和RMSI时，可以使用相同的子载波间距。如果RAN1检查关于子载波间距的信息，则不必定义参数集信息。

反之，可以考虑更改CORESET和RMSI的子载波间距的可能性。在RAN4中，如果仅根据载波最小带宽的协议将15个子载波间距应用于SS块传输，则在PBCH被解码之后，可能有必要将子载波间距更改为30kHz来进行下一个过程。此外，当240kHz子载波间距被使用于传输SS块时，由于240kHz子载波间距未被定义用于数据传输，因此有必要更改子载波间距以发送数据。如果RAN1能够更改子载波间距以经由PBCH内容发送数据，则能够为数据传输定义1比特指示符。根据载波频率范围，1比特指示符能够被理解为{15,30kHz}或{60,120kHz}。此外，所指示的子载波间距能够被视为RB网格的参考参数集。

(8)有效载荷大小

如表5所示，考虑到PBCH的解码性能，能够假定最大64比特的有效载荷大小。

[表5]

15.NR-PBCH加扰

本发明描述一种类型的NR-PBCH加扰序列和序列初始化。在NR中，可以考虑使用PN序列。然而，如果使用在LTE系统中定义的长度为31的Gold序列作为NR-PBCH序列并且未发生严重问题，则优选地重新使用该Gold序列作为NR-PBCH加扰序列。

加扰序列能够通过小区ID来初始化，并且通过PBCH-DMRS指示的SS块索引的3个比特能够被用于初始化加扰序列。此外，如果通过PBCH-DMRS或不同的信号来指示半帧指示，则该半帧指示也能够被用作用于初始化加扰序列的种子值。

16.PBCH编码链配置和PBCH DMRS传输方案

下面参考图26来说明PBCH编码链配置和PBCH DMRS传输方案的实施例。

首先，CORESET信息和MIB配置可以分别根据SS块和SS块组索引而变化。因此，根据SS块对MIB执行编码。在此情况下，编码比特的大小对应于3456个比特。极化码输出比特的大小对应于512个比特，因此极化码输出比特能够重复6.75次(512*6+384)。

长度为3456的加扰序列乘以重复的比特。加扰序列通过经由DMRS转发的小区ID和SS块索引来初始化。长度为3456个比特的加扰序列被等分为4个部分，其中每个部分具有864个比特，并且对每个部分执行QPSK调制以配置4个调制符号的集合，其中每个调制符号具有432个比特的长度。

每20ms发送新的调制符号集合，并且相同的调制符号集合能够在20ms内最多重复4次。在此情况下，在重复相同调制符号集合的时段内，根据小区ID更改PBCH DMRS的频率轴位置。特别地，根据下述等式9，DMRS的位置每0/5/10/15ms移位一次。

[等式9]

vshift＝(vshift_cell+vshift_frame)mod4,vshift_cell＝Cell-ID mod3,vshift_frame＝0,1,2,3

PBCH DMRS序列使用长度为31的Gold序列。第一个m序列的初始值被固定为单一值，并且如等式10所示，第二个m序列的初始值基于SS块索引和小区ID来确定。

[等式10]

c_init＝2¹⁰*(SSBID+1)*(2*CellID+1)+CellID

如果SS块的内容相同，则仅对单个SS块执行信道编码和重复比特。此外，如果假定根据SS块将不同的值应用于加扰序列，则从生成并乘以加扰序列的过程中分割比特，并且根据SS块执行调制过程。

下面根据转发半无线帧信息和SFN最高1个比特的方案来说明基站的操作和UE的操作。在以下描述中，C0和S0分别对应于半帧边界和帧边界指示比特。

(1)经由CRC转发C0和S0：

该信息对应于每0ms、5ms、10ms、15ms变化的信息。生成4种类型的CRC，因此执行4次编码。在假定每个编码的比特每20ms总共发送4次并且乘以加扰序列的情况下，重复布置每个编码的比特。

当UE接收信息时，为使UE组合每0ms、5ms、10ms、15ms中接收到的信息，UE有必要进一步执行盲解码。如果仅对每20ms接收到的PBCH执行盲解码，则不存在额外的复杂度。然而，由于不能组合每5ms发送的信号，因此可能存在难以保证最大性能的一个缺点。

(2)经由PBCH加扰转发C0和S0：

通过使用一个信息比特和CRC执行编码。在假定每个编码的比特每5ms总共发送16次并且乘以加扰序列的情况下，重复布置编码的比特。如果使用上述方案，则可能存在盲解码计数增至16的问题。

(3)经由DMRS序列转发C0和S0：

根据本方案，经由长度为144的序列转发5个比特。通过使用一个信息和CRC执行编码。加扰方案具有两种类型。

1)在假定每个编码比特每5ms总共发送16次并且乘以加扰序列的情况下，重复布置编码的比特。在此情况下，加扰序列每5ms变化一次，因此可能发生PBCH的ICI随机化。此外，由于UE从DMRS序列中获得C0和S0信息，因此UE能够获得每0ms、5ms、10ms、15ms变化的加扰序列信息。此外，当执行PBCH解码时，盲解码计数不会增加。根据本方法，由于组合了每5ms发送的信号，因此可以预期最大性能。

2)在假定每个编码的比特每20ms总共发送4次并且乘以加扰序列的情况下，重复布置编码的比特。通过如此操作，能够减少ICI随机化。此外，UE的盲解码计数不会增加，并且可以预期性能增强。此外，能够增强获取时间。

然而，如果经由DMRS序列转发C0和S0，则有必要在DMRS序列中包括多个比特，因此检测性能可能下降并且盲检测计数可能增加。为了克服这些问题，有必要执行组合数次。

(4)经由DMRS位置转发C1和S0：

本方法与经由DMRS序列转发C0和S0的方法基本相同。然而，为了经由DMRS位置转发C0和S0，基于小区ID来确定位置，并且根据0ms、5ms、10ms、15ms来移位频率位置。相邻小区也能够通过使用相同的方法来执行移位。特别地，如果对DMRS执行功率提升，则能够进一步增强性能。

17.传输方法和天线端口

在NR系统中，基于单天线端口来执行NR-PBCH传输。当基于单天线端口来执行传输时，可以考虑下述方法来发送NR-PBCH。

(方法1)TD-PVS(时域预编码矢量切换)方法

(方法2)CDD(循环延迟分集)方法

(方法3)FD-PVS(频域预编码矢量切换)方法

根据传输方法，NR-PBCH能够获得传输分集增益和/或信道估计性能增益。同时，可以考虑TD-PVS和CDD来发送NR-PBCH。另一方面，由于FD-PVS由于信道估计损失而导致整体性能损失，因此它并非优选。

此外，还说明NR-SS和NR-PBCH的天线端口假定。在初始接入状态下，可以考虑经由不同的天线端口发送NR-SS和NR-PBCH，以在NR系统中发送NR-SS和NR-PBCH时提供网络灵活性。然而，UE可以基于网络配置假定NR-SS和NR-PBCH的天线端口彼此相同或彼此不同。

18.NR-PBCH DMRS设计

在NR系统中，引入DMRS用于NR-PBCH的相位参考。此外，全部SS块中存在NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH，并且NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH所定位的OFDM符号在单个SS块中连续。然而，如果NR-SSS与NR-PBCH之间的传输方案不同，则不能假定NR-SSS将被用作用于解调NR-PBCH的参考信号。因此，在NR系统中，有必要在假定NR-SSS不被用作用于解调NR-PBCH的参考信号的情况下设计NR-PBCH。

为了设计DMRS，有必要考虑DMRS开销、时间/频率位置和加扰序列。

能够通过信道估计性能和NR-PBCH编码率来确定整体PBCH解码性能。用于发送DMRS的RE数目在信道估计性能与NR-PBCH编码率之间具有折衷关系。因此，有必要找出适于DMRS的RE数目。例如，如果每RB的4个RE被分配给DMRS，则可能具有更佳的性能。如果2个OFDM符号被分配为发送NR-PBCH，则192个RE被使用于DMRS，并且384个RE被使用于MIB传输。在此情况下，如果有效载荷大小对应于64个比特，则可以获得与LTE PBCH的编码速度相同的1/12编码速度。

当多个OFDM符号被分配为发送NR-PBCH时，有必要确定要包括DMRS的OFDM符号。在此情况下，为了防止由于残余频率偏移引起性能下降，优选地将DMRS布置到NR-PBCH所定位于的全部OFDM符号。特别地，用于发送NR-PBCH的全部OFDM符号能够包括DMRS。

PBCH DMRS被用作发送NR-PBCH的OFDM符号位置的时间/频率跟踪RS。随着包括DMRS的两个OFDM符号之间的距离变长，精确地跟踪频率更为有利。因此，第一个OFDM符号和第四个OFDM符号能够被分配为发送NR-PBCH。

此外，通过能够根据小区ID进行移位的时域中的交织，能够映射DMRS的频率位置。当DMRS图案被均匀分布时，DMRS图案能够被用于基于DFT的信道估计，这为一维信道估计提供优化的性能。为了提高信道估计性能，可以使用宽带RB捆绑。

DMRS序列能够使用由一种类型的Gold序列定义的伪随机序列。根据SS块，DMRS序列的长度能够被定义为DMRS的RE数目。此外，DMRS序列能够通过在与SS突发集的默认周期相对应的20ms内的小区ID和时隙编号/OFDM符号索引来生成。此外，能够基于时隙索引和OFDM符号索引来确定SS块索引。

同时，有必要通过使用1008个小区ID和3个比特的SS块索引对NR-PBCH DMRS执行加扰。原因在于，当根据DMRS序列的假设数目比较检测性能时，已知3个比特的检测性能最适合于DMRS序列的假设数目。然而，由于检查4至5个比特的检测性能几乎没有性能损失，因此可以使用4至5个比特的假设数目。

同时，由于DMRS序列有必要表示SS块时间索引和5ms边界，因此有必要总共设计16个假设。

换言之，DMRS序列有必要表示小区ID，SS突发集中所包括的SS块索引和半帧指示。能够通过小区ID、SS突发集中所包括的SS块索引和半帧指示来初始化DMRS序列。用于初始化DMRS序列的等式如下所示。

[等式11]

在此情况下，对应于SS块组中的SS块索引，对应于小区ID，并且HE对应于值为{0,1}的半帧指示索引。

类似于LTE DMRS序列，能够通过使用长度为31的Gold序列或长度为7或8的Gold序列来生成NR-PBCH DMRS序列。

同时，由于使用长度为31的Gold序列的检测性能类似于使用长度为7或8的Gold序列的检测性能，因此本发明提出如LTE DMRS那样使用长度为31的Gold序列。在等于或宽于6GHz的频率范围内，可以考虑使用长度大于31的Gold序列。

使用QPSK调制的DMRS序列能够由以下等式12来定义。

[等式12]

可以考虑BPSK和QPSK作为用于生成DMRS序列的调制类型。BPSK的检测性能类似于QPSK的检测性能。然而，QPSK的相关性能优于BPSK的相关性能，因此QPSK更适合用于生成DMRS序列的调制类型。

下面更详细地说明一种配置PBCH DMRS序列的方法。通过使用Gold序列来配置PBCH DMRS序列。通过配置相同长度的多项式来配置两个m序列。如果序列的长度很短，则一个m序列能够被替代为短多项式。

实施例3-1

构成Gold序列的两个m序列被配置有相同的长度。一个m序列的初始值使用固定值，并且另一个m序列的初始值能够通过小区ID和时间指示符来初始化。

例如，LTE中使用的长度为31的Gold序列能够被用作Gold序列。传统LTE的CRS使用长度为31的Gold序列并且基于504个小区ID、7个OFDM符号和基于20个时隙的140个时间指示符来初始化，以生成不同的序列。

在等于或窄于60GHz的频带中，使用15kHz子载波间距和30kHz子载波间距。因此，在5ms范围内所包括的SS块的最大数目对应于8，并且在20ms范围内所包括的的最大SS块数目对应于32。特别地，当通过使用20ms范围内的PBCH DMRS序列来获得关于5ms边界的信息时，执行与搜索32个SS块的操作相同的操作。在NR中，小区ID的数目对应于1008。特别地，尽管小区ID数目与LTE相比加倍，但SS块数目小于70(＝140/2)，因此可以使用上述序列。

同时，在等于或宽于6GHz的频带中，尽管在5ms范围内的SS块的最大数目对应于64，但经由PBCH DMRS转发的SS块索引的最大数目对应于8。经由PBCH DMRS转发的SS块索引的最大数目与等于或窄于6GHz的频带中的SS块索引的最大数目相同，因此在等于或宽于6GHz的频带中，能够通过使用长度为31的Gold序列来生成根据小区ID和时间指示符的序列。

作为不同的方法，可以根据频率范围应用不同长度的Gold序列。在等于或宽于6GHz的频带中，可以使用120kHz子载波间距和240kHz子载波间距。因此，与15kHz子载波间距相比，10ms中所包括的时隙数目增加多达8倍(80个时隙)和16倍(160个时隙)。特别地，如果通过使用16个比特的C-RNTI和时隙索引来初始化数据DMRS的序列，则可能需要长度大于31的多项式。如果根据需要引入长度为N(>31)的Gold序列，则该序列能够被用于加扰PBCHDMRS和PBCH。在此情形下，可以根据频率范围应用不同长度的Gold序列。在等于或窄于6GHz的频带中，使用长度为31的Gold序列。在等于或宽于6GHz的频带中，可以使用长度为N(>31)的Gold序列。在此情况下，能够通过使用与上述方法类似的方法来应用初始值。

实施例3-2

构成Gold序列的两个m序列被配置有相同的长度。通过使用时间指示符初始化一个m序列的初始值，并且能够通过使用小区ID或小区ID与不同的时间指示符来初始化另一个m序列的初始值。例如，LTE中所使用的长度为31的Gold序列能够被用作Gold序列。通过使用时间指示符来初始化应用固定初始值的m序列。此外，通过使用小区ID来初始化另一个m序列。

作为不同的方法，如果半无线帧边界(5ms)、SFN最高1个比特(10ms边界)等连同SS块索引一起经由PBCH DMRS传输，则在第一个m序列中指示半无线帧边界(5ms)和SFN最高1个比特(10ms边界)，并且能够在第二个m序列中指示SS块索引。

如前面在实施例1中所提及，尽管根据频率范围引入不同长度的Gold序列，但能够应用上述序列初始化方法。

实施例3-3

Gold序列通过具有不同长度的多项式的m序列来配置。具有长多项式的m序列被用于需要许多指示的信息，并且具有相对较短多项式的m序列被用于需要较少指示的信息。

根据诸如小区ID和SS块指示的时间信息来生成PBCH DMRS序列。为了表示1008个小区ID和P个时间信息(例如，SS块指示符3个比特)，可以使用两个不同长度的多项式。例如，可以使用长度为31的多项式来标识小区ID，并且可以使用长度为7的多项式来标识时间信息。在此情况下，能够通过分别使用小区ID和时间信息来初始化两个m序列。同时，在前述示例中，长度为31的多项式可以对应于构成LTE中所使用的Gold序列的m序列的一部分，并且长度为7的多项式可以对应于为配置NR-PSS序列或NR-SSS序列而定义的两个m序列中的一个。

实施例3-4

从具有短多项式的M序列生成一个序列，并且从由具有长多项式的M序列配置的Gold序列生成另一个序列。这两个序列逐元素相乘。

下面说明一种配置用作PBCH DMRS序列的序列的初始值的方法。通过小区ID和时间指示符来初始化PBCH DMRS序列。此外，当用于初始化的比特串被表示为c(i)*2^i时，i＝0,...,30，c(0)～c(9)通过小区ID来确定，并且c(10)～c(30)通过小区ID和时间指示符来确定。特别地，时间指示符的一部分信息能够被转发到与c(10)～c(30)相对应的比特。初始化方法可以根据信息的属性而改变。

实施例4-1

当通过使用小区ID和SS块索引来执行初始化时，如在前文描述中所提及，c(0)～c(9)通过小区ID来确定，并且c(10)～c(30)通过小区ID和SS块索引来确定。在下面的等式13中，NID对应于小区ID，并且SSBID对应于SS块索引。

[等式13]

2^10*(SSBID*(2*NID+1))+NID+1

2^10*((SSBID+1)*(2*NID+1))+NID+1

2^10*((SSBID+1)*(2*NID+1))+NID

实施例4-2

在实施例4-1中所述的初始化方法中，如果添加时间指示符，则以增加SS块的形式配置初始化值。在5ms范围内，当经由PBCH DMRS序列转发的SS块索引数目对应于P时，如果尝试在DMRS序列中找出半无线帧边界，则能够通过使SS块索引数目加倍的效果来表示。如果尝试不仅找出半帧边界而且还找出10ms边界，则能够通过使SS块索引数目增加四倍的效果来表示。实施例4-2的等式如下所示。

[等式14]

2^10*((SSBID+P*(i))*(2*NID+1))+NID+1

2^10*((SSBID+1+P*(i))*(2*NID+1))+NID+1

2^10*((SSBID+1+P*(i))*(2*NID+1))+NID

在此情况下，如果表示0ms、5ms、10ms、15ms边界，则i对应于0、1、2和3。如果仅表示半帧边界，则i对应于0和1。

实施例4-3

在实施例2-1中所述的初始化方法中，如果添加时间指示符，则能够以与SS块索引分离的方式指示时间指示符。例如，c(0)～c(9)通过小区ID来确定，c(10)～c(13)通过SS块索引来确定，并且c(14)～c(30)能够通过诸如半帧边界、SFN信息等的添加的时间指示符来确定。实施例2-3的等式如下所示。

[等式15]

2^13*(i)+2^10*((SSBID+1))+NID

2^13*(i+1)+2^10*((SSBID+1))+NID

2^13*(i)+2^10*((SSBID+1))+NID+1

2^13*(i+1)+2^10*((SSBID+1))+NID+1

实施例4-4

SS块的最大数目(即L)根据频率范围来确定。在此情况下，当经由PBCH DMRS序列转发的SS块索引的数目对应于P时，如果L等于或小于P，则经由DMRS序列转发全部SS块索引，并且这些SS块索引与从DMRS序列获得的索引相同。同时，如果L大于P，则通过经由DMRS序列转发的索引与经由PBCH内容转发的索引的组合来配置SS块索引。

当DMRS序列所使用的索引对应于SSBID并且PBCH内容中所包括的索引对应于SSBGID时，可以考虑下述3种情况。

(1)情况0：L<＝P

SS/PBCH块索引＝SSBID

(2)情况1：L>P

SS-PBCH块索引＝SSBID*P+SSBGID

SSBID＝Floor(SS-PBCH块索引/P)

SSBGID＝Mod(SS-PBCH块索引,P)

(3)情况2：L>P

SS-PBCH块索引＝SSBID*P+SSBGID

SSBID＝Mod(SS-PBCH块索引,P)

SSBGID＝Floor(SS-PBCH块索引/P)

同时，用于生成NR-PBCH DMRS序列的伪随机序列由长度为31的Gold序列来定义，并且长度为M_PN的序列由下述等式16来定义。

[等式16]

c(n)＝(x₁(n+N_C)+x₂(n+N_C))mod2

x₁(n+31)＝(x₁(n+3)+x₁(n))mod2

x₂(n+31)＝(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₂(n+1)+x₂(n))mod2

在此情况下，满足n＝0,1,...,M_PN-1和N_C＝1600。第一个m序列具有初始值x₁(0)＝1,x₁(n)＝0,n＝1,2,...,30，并且第二个m序列的初始值被定义为在此情况下，满足

19.NR-PBCH DMRS图案设计

关于DMRS的频率位置，可以考虑两种类型的DMRS RE映射方法。根据固定RE映射方法，RS映射区间在频域中固定。根据可变RE映射方法，通过使用Vshift方法根据小区ID来移位RS位置。由于可变RE映射方法使干扰随机化，因此其优点在于能够获得额外的性能增益。因此，优选地使用可变RE映射方法。

更详细地说明可变RE映射方法。半帧中所包括的复合调制符号a_k,l能够通过以下等式17来确定。

[等式17]

k＝4m'+v_shift if l∈{1,3}

m'＝0,1,...,71

在此情况下，k和l分别对应于定位于SS块中的子载波和OFDM符号索引。对应于DMRS序列。同时，复合调制符号也能够通过来确定。

此外，可以考虑RS功率提升来增强性能。如果RS功率提升与Vshift被一起使用，则能够减少来自干扰TRP(总辐射功率)的干扰。此外，当考虑RS功率提升的检测性能增益时，针对PDSCH EPRE与RS EPRE之比，优选-1.25dB。

同时，为了设计DMRS，有必要确定DMRS开销、时间/频率位置和加扰序列。能够通过信道估计性能和NR-PBCH编码率来确定整体PBCH解码性能。用于发送DMRS的RE数目在信道估计性能与PBCH编码率之间具有折衷关系，有必要确定适于DMRS的RE数目。

根据实验结果，能够看出，当每RB的4个RE(1/3密度)被分配给DMRS时，可以具有更佳的性能。当2个OFDM符号被分配为发送NR-PBCH时，192个RE被用于DMRS，并且384个RE被用于MIB传输。在此情况下，如果有效载荷大小对应于64个比特，则可以获得与LTE PBCH的编码速度相同的1/12编码速度。

DMRS能够被用于NR-PBCH的相位参考。在此情况下，为了映射DMRS，可以考虑两种方法。一种是等间隔映射方法。使用PBCH符号中的每个，并且根据相同的间隔将DMRS序列映射到子载波。

在以非等间隔映射DMRS的情况下，在使用PBCH符号中的每个时，不在NR-SSS传输带宽内映射DMRS序列。作为替代，NR-SSS被用于PBCH解调。因此，当以非等间隔映射DMRS时，与等间隔映射方法相比，可能有必要在估计信道时具有更多资源，并且能够使用更多RE来发送数据。此外，由于在初始接入过程中可能存在残余CFO，因此使用SSS符号的信道估计可能并不精确。特别地，等间隔映射方法在估计CFO和跟踪精确时间方面具有优势。

此外，如果经由PBCH DMRS转发SS块时间指示符，则等间隔映射方法可能具有额外的优点。当评估根据RE映射方法的PBCH解码性能时，能够看出，与非等间隔映射方法相比，等间隔映射方法具有更佳的性能。特别地，当执行初始接入过程时，等间隔映射方法更适合于执行初始接入过程。此外，关于DMRS的频率位置，可以假定能够根据小区ID进行移位的在频域中交织的DMRS映射。当以相同的间隔映射DMRS图案时，在一维信道估计的情况下，优选地使用提供优化性能的基于DFT的信道估计。

下面说明一种PBCH DMRS序列的RE映射方法的实施例。

实施例5-1

DMRS的序列长度通过用作PBCH DMRS的RE数目和调制阶数来确定。

如果M个RE被用于PBCH DMRS并且对序列执行BPSK调制，则能够生成长度为M的序列。BPSK调制根据序列的顺序来执行，并且调制符号被映射到DMRS RE。例如，如果2个OFDM符号总共包括144个PBCH DMRS RE，则通过使用单个初始值来生成长度为144的序列，执行BPSK调制，并且执行RE映射。

同时，如果M个RE被用于PBCH DMRS并且对序列执行QPSK调制，则能够生成长度为2*M的序列。如果序列串对应于s(0),…,s(2*M-1)，则通过将偶数索引的序列与奇数索引的序列组合来执行QPSK调制。例如，如果2个OFDM符号总共包括144个PBCH DMRS RE，则通过使用单个初始值来生成长度为288的序列，执行QPSK调制，并且将长度为144的调制序列映射到DMRS RE。

此外，如果N个RE被用于OFDM符号中的PBCH DMRS并且对序列执行BPSK调制，则能够生成长度为N的序列。BPSK调制根据序列的顺序来执行，并且调制符号被映射到DMRS RE。例如，如果1个OFDM符号总共包括72个PBCH DMRS RE，则通过使用单个初始值来生成长度为72的序列，执行BPSK调制，并且执行RE映射。如果一个或多个OFDM符号被用于PBCH传输，则能够通过根据OFDM符号中的每个来执行初始化而生成不同的序列。或者，能够相同地映射在前一符号中所生成的序列。

同时，如果N个RE被用于OFDM符号中的PBCH DMRS并且对序列执行QPSK调制，则能够生成长度为2*N的序列。如果序列串对应于s(0),…,s(2*M-1)，则通过将偶数索引的序列与奇数索引的序列组合来执行QPSK调制。调制符号被映射到DMRS RE。例如，如果1个OFDM符号总共包括72个PBCH DMRS RE，则通过使用单个初始值来生成长度为144的序列，执行QPSK调制，并且执行RE映射。如果一个或多个OFDM符号被用于PBCH传输，则能够通过根据OFDM符号中的每个来执行初始化而生成不同的序列。或者，能够相同地映射在前一符号中所生成的序列。

实施例5-2

当相同的序列被映射到不同的符号时，可以应用循环移位。例如，当使用两个OFDM符号时，如果第一个OFDM符号的调制序列串被顺序地映射到RE，则通过循环移位调制序列串来执行RE映射，其偏移量对应于第二个OFDM符号中的调制序列串N的1/2。当NR-PBCH使用24个RB并且NR-SSS使用12个RB时，如果NR-SSS和NR-PBCH匹配中心频率RE，则NR-SSS被布置到范围为第7个RB至第18个RB的RB。能够估计从NR-SSS估计信道。当从NR-PBCH DMRS检测到SS块索引时，可以尝试通过使用估计的信道来执行相干检测。如果使用循环移位方法来简便地执行检测，则能够获得这样的效果：在发送NR-SSS的中心12个RB处的2个OFDM符号上发送PBCH DMRS的序列串。

实施例5-3

当发送时间指示而非SS块指示时，能够根据时间指示来确定循环移位值。

当相同的序列被映射到OFDM符号时，相同的循环移位能够被应用于OFDM符号中的每个，或者不同的循环移位能够被应用于OFDM符号中的每个。如果根据用作PBCH的OFDM符号中所包括的DMRS RE的总数来生成序列，则循环移位被应用于整个序列，并且这些序列被映射到DMRS RE。作为循环移位的不同示例，可以考虑反向映射。例如，当调制序列串对应于s(0),….,s(M-1)时，反向映射可以对应于s(M-1),…,s(0)。

下面说明PBCH DMRS RE的频率位置。

能够通过特定参数来更改用于PBCH DMRS的RE的频率位置。

实施例6-1

当在每N个(例如，N＝4)RE中布置DMRS时，能够在频率轴中移位RE位置的最大范围能够被配置为N。例如，能够将该最大范围表示为N*m+v_shift(其中，m＝0,..,12xNRB_PBCH-1，v_shift＝0,...,N-1)。

实施例6-2

在频率轴上移位的移位偏移量能够通过小区ID来确定。移位偏移量能够通过使用从PSS和SSS获得的小区ID来确定。在NR系统中，小区ID能够通过从PSS获得的cell_ID(1)与从SSS获得的cell_ID(2)的组合来配置。在此情况下，小区ID能够被表示为Cell_ID(2)*3+Cell_ID(1)。特别地，移位偏移量能够通过关于所获得的小区ID的信息或小区ID信息的部分信息来确定。例如，偏移量能够通过使用下述等式来计算。

[等式18]

v_shift＝Cell-ID mod N(其中，N是DMRS的频率间隔，例如，N被配置为4)

v_shift＝Cell-ID mod 3(3个相邻小区间的干扰随机化效应，DMRS频率间隔可以大于3，例如，N被配置为4)

v_shift＝Cell_ID(1)(从PSS获得的Cell_ID(1)被用作移位偏移值)

实施例6-3

在频率轴上移位的移位偏移量能够通过时间信息的部分值来确定。例如，移位偏移量能够通过半无线帧边界(5ms)或SFN的最高1个比特信息(10ms)来确定。例如，偏移量能够通过使用下述等式来计算。

[等式19]

v_shift＝0,1,2,3(DMRS位置每0/5/10/15ms移位一次。如果DMRS的频率间隔对应于4，则有4次移位机会。)

v_shift＝0,1(根据0/5ms边界或0/10ms边界来执行移位)

v_shift＝0,2(根据0/5ms边界或0/10ms边界来执行移位。如果DMRS的频率间隔对应于4，则对应于最大间隔执行多达2次移位。)

实施例6-4

在频率轴上移位的移位偏移量能够通过小区ID和时间信息的部分值来确定。特别地，偏移量能够通过实施例2-3与实施例2-3的组合来配置。特别地，偏移量通过对应于根据小区ID的移位的vshift_cell与对应于根据时间信息的移位的vshift_frame的组合来配置。间隔能够由DMRS RE间隔N的模数来表示。偏移量能够通过使用下述等式来计算。

[等式20]

vshift＝(vshift_cell+vshift_frame)mod N

图27是图示出在SS块中映射DMRS的示例的图。

下面说明PBCH DMRS RE与数据RE的功率比。发送用于发送PBCH DMRS的RE所使用的功率能够高于发送用于发送包括PBCH DMRS的OFDM符号的数据的RE所使用的功率。

实施例7-1

每数据RE的能量与每DMRS RE的能量之比根据频带使用固定值。在此情况下，能够在全部频带中使用固定值，或者能够在特定频带中应用特定功率比。特别地，可以根据频带应用不同的功率比。例如，在ICI起主导作用的等于或窄于6GHz的频带中，使用高功率。在等于或宽于6GHz且噪声受限的频带中，能够使用相同的功率。

为清楚起见，在本发明中，功率比由“每数据RE的能量与每DMRS RE的能量之比”来表示。然而，功率比能够以各种方式来表示。例如，功率比能够被表示如下。

-每DMRS RE的功率与每数据RE的功率之比

-每DMRS RE的能量与每数据RE的能量之比

-每数据RE的功率与每DMRS RE的功率之比

-每数据RE的能量与每DMRS RE的能量之比

实施例7-2

与用作数据的RE的功率相比，用作DMRS的RE的功率能够被配置为低于3dB的值。例如，当12个RE当中3个RE被用作DMRS并且9个RE被用作数据并且当12个RE当中4个RE被用作DMRS并且8个RE被用作数据时，假定PBCH解码性能类似。在此情况下，为了通过使用3个RE而非4个RE来获得类似的效果，3个RE的DMRS的功率根据RE而增大约1.3334倍，并且相邻的数据RE的功率被调整为0.8889倍。通过如此操作，能够增大DMRS的功率，同时保持OFDM符号的整体功率。在此情况下，功率提升水平变为约1.76dB(＝10*log(1.3334/0.8889))。

作为不同的示例，如果通过使用3个RE/9个RE(DMRS/数据)提供与4.8个RE的DMRS的检测性能类似的性能，则功率提升水平变为约3dB(在4.15个RE DMRS的情况下约为2dB)。

实施例7-3

当NR系统以与LTE系统相关联的方式操作为非独立(NSA)时，能够指示每数据RE的能量与每DMRS RE的能量之比。

20.NR-PBCH TTI边界指示

NR-PBCH TTI对应于80ms，并且SS突发集的默认周期对应于20ms。这指示在NR-PBCH TTI内发送NR-PBCH 4次。当在NR-PBCH TTI内重复NR-PBCH时，有必要指示NR-PBCHTTI的边界。例如，类似于LTE PBCH，NR-PBCH TTI边界能够通过NR-PBCH的加扰序列来指示。

参考图28，NR-PBCH的加扰序列能够通过小区ID和TTI边界指示来确定。SS突发集周期可以具有多个值。因此，能够根据SS突发集周期来更改TTI边界指示索引的数目。例如，默认周期(即20ms)需要4个索引，并且更短的周期(即5ms)需要16个索引。

同时，NR系统支持单波束传输和多波束传输。当在SS突发集周期内发送多个SS块时，SS块索引能够被分配给多个SS块中的每个。为在小区间的SS块之间执行随机化，有必要通过与SS块相关的索引来确定加扰序列。例如，如果从时隙索引和OFDM符号索引导出SS块索引，则NR-PBCH的加扰序列能够通过时隙索引和OFDM符号索引来确定。

此外，如果网络将诸如5ms或10ms的短周期设置为SS突发集，则能够在同一时间段内更多地发送SS突发集。在此情况下，UE可能关于在默认周期内发送的NR-PBCH的TTI边界具有模糊性。为了指示比默认周期更短的周期内的NR-PBCH TTI边界，可以考虑比默认周期更短的周期内的NR-PBCH的不同加扰序列。例如，如果假定SS突发集的周期为5ms，则16个加扰序列被应用于NR-PBCH。通过如此操作，其优点在于能够指示NR-PBCH TTI内的NR-PBCH传输的精确边界。反之，提高NR-PBCH解码的盲检测复杂度。为了降低NR-PBCH的盲解码复杂度，可以考虑应用不同的NR-SSS序列来区分具有默认周期的NR-SSS与默认周期内额外发送的NR-SSS。

21.时间索引指示方法

参考图29，时间信息包括SFN(系统帧号)、半帧间隔和SS块时间索引。时间信息能够由SFN的10个比特、半帧的1个比特和SS块时间索引的6个比特来表示。在此情况下，SFN的10个比特的一部分能够被包括在PBCH内容中。此外，NR-DMRS能够包括SS块时间索引的6个比特当中的3个比特。

在图29中，下面描述时间索引指示方法的实施例。

-方法1：S2S1(PBCH加扰)+S0C0(PBCH内容)

-方法2：S2S1S0(PBCH加扰)+C0(PBCH内容)

-方法3：S2S1(PBCH加扰)+S0C0(PBCH DMRS)

-方法4：S2S1S0(PBCH加扰)+C0(PBCH DMRS)

如果经由NR-PBCH DMRS转发半帧指示，则能够通过组合每5ms的PBCH数据而具有额外的性能增强。为此，如方法3和方法4所示，能够经由NR-PBCH DMRS转发半帧指示的1个比特。

当对方法3和方法4进行比较时，方法3减少解码计数，但方法3可能导致PBCH DMRS的性能损失。如果PBCH DMRS能够以优异的性能转发包括S0、C0、B0、B1和B2的5个比特，则方法3能够被用作适当的定时指示方法。然而，如果PBCH DMRS不能以优异的性能转发5个比特，则方法4能够被用作适当的定时指示方法。

特别地，SFN的最高7个比特能够被包括在PBCH内容中，并且最低2或3个比特能够经由PBCH加扰来转发。此外，SS块索引的最低3个比特被包括在PBCH DMRS中，并且SS块索引的最高3个比特能够被包括在PBCH内容中。

另外，可以考虑一种获得相邻小区的SS块时间索引的方法。与经由PBCH内容进行解码相比，经由DMRS序列进行解码表现出更佳的性能，因此如果DMRS序列在5ms内变化，则能够发送SS块索引的3个比特。

同时，在等于或窄于6GHz的频率范围内，能够仅使用相邻小区的NR-PBCH DMRS来发送SS块时间索引。反之，在等于或宽于6GHz的频率范围内，经由PBCH-DMRS和PBCH内容单独指示64个SS块索引，因此UE不必对相邻小区的PBCH执行解码。

然而，如果对PBCH-DMRS和PBCH内容共同执行解码，则与仅使用PBCH-DMRS的情况相比，可能引起额外的NR-PBCH解码复杂度并且PBCH的解码性能可能下降。结果，可能难以对PBCH执行解码以接收相邻小区的SS块。

可以考虑用于服务小区的方法，以向UE提供与相邻小区的SS块索引相关的配置，而不考虑解码相邻小区的PBCH的方法。例如，服务小区向UE提供与目标相邻小区的SS块索引的最高3个比特相关的配置，并且UE经由PBCH-DMRS检测最低3个比特。然后，UE能够通过组合最高3个比特与最低3个比特来获得目标相邻小区的SS块索引。

22.软合并

NR系统有必要支持对SS突发集的智能软合并(wise soft combining)，以便实现有效的资源利用和PBCH覆盖。在每80ms中更新NR-PBCH，并且在每20ms的默认周期中发送SS突发集，因此能够对NR-PBCH解码执行至少4次软合并。如果比默认周期更短的周期被指示给SS突发集，则更多的OFDM符号能够被用于PBCH的软合并。

23.用于相邻小区测量的PBCH解码

为了测量相邻小区，有必要确定UE是否对相邻小区的NR-PBCH执行解码。由于相邻小区的解码会提高UE复杂度，因此优选不提高不必要的复杂度。因此，当UE测量相邻小区时，UE有必要假定UE无需解码相邻小区的NR-PBCH。

反之，如果经由特定类型的信号转发SS块索引，则UE执行信号检测，然后能够获得相邻小区的SS块索引。通过如此操作，能够降低UE复杂度。同时，特定类型的信号可以对应于NR-PBCH DMRS。

24.测量结果评估

下面说明根据有效载荷大小、传输方案和DMRS的性能测量结果。在此情况下，假定具有24个RB的2个OFDM符号被用于发送NR-PBCH。此外，假定SS突发集(即，10ms、20ms、40ms、80ms)具有多个周期，并且在80ms内发送编码的比特。

(1)有效载荷大小和NR-PBCH资源

图30提供根据MIB有效载荷大小(例如，64个比特、80个比特)的估计结果。在此情况下，假定在2个OFDM符号和24个RB中使用由于DMRS的389个RE和192个RE。此外，假定使用基于单天线端口的传输方案(即，TD-PVS)。

参考图30，20ms周期的NR-PBCH以-6dB的SNR表现出1％的错误率。在64个比特的有效载荷的情况下，能够看出，与80个比特的有效载荷相比，该有效载荷具有高达0.8dB的增益。特别地，如果假定64个比特至80个比特之间的有效载荷大小，则通过使用24个RB和2个OFDM符号，能够满足NRR-PBCH的性能要求(即，-6dB的SNR达到1％BLER)。

(2)传输方案

图31提供根据诸如TD-PVS和FD-PVS的NR-PBCH传输方案的评估结果。在TD-PVS的每个PBCH传输子帧(例如，20ms)以及FD-PVS的全部N个RB(例如，N对应于6)中循环预编码。在图31中，在SS突发集的多个周期(即，10ms、20ms、40ms和80ms)中假定NR-PBCH的软合并。

如图31所示，TD-PVS(时域预编码矢量切换)方案表现出比FD-PVS(频域预编码矢量切换)的性能更佳的优异信道估计性能。在此情况下，能够看出在极低的SNR区间中，信道估计性能比传输分集增益更为重要。

(3)DMRS密度

在低SNR区间中，信道估计性能增强是增强解调性能的重要元素。然而，如果NR-PBCH的RS密度增大，则尽管信道估计性能增强，但编码速度降低。为了在信道估计性能与信道编码增益之间进行折衷，根据DMRS密度来比较解码性能。图32图示出DMRS密度。

图32(a)图示出针对DMRS使用每符号2个RE的情况，图32(b)图示出针对DMRS使用每符号4个RE的情况，并且图32(c)图示出针对DMRS使用每符号6个RE的情况。此外，假定本评估使用基于单端口的传输方案(即，TD-PVS)。

图32图示出基于单天线端口的传输的DMRS图案的实施例。参考图32，DMRS位置在频域中的参考信号之间保持相同的距离，但RS密度有所变化。图33和图34图示出根据参考信号密度的DMRS的性能结果。

如图33和图34所示，图32(b)中所示的NR-PBCH解码性能表现出优异的信道估计性能。特别地，NR-PBCH解码性能优于图32(a)中所示的性能。反之，参考图32(c)，编码速度损失的影响大于信道估计性能增强的增益，因此图32(c)中所示的性能劣于图32(b)的性能。由于上述原因，优选地设计每符号4个RE的RS密度。

(4)DMRS时间位置和CFO估计

如果NR系统支持自包含DMRS，则能够通过使用自包含DMRS对NR-PBCH执行精细频率偏移跟踪。因为频率偏移估计精度取决于OFDM符号距离，如图35所示，可以假定三种类型的NR-PBCH符号间距。

根据图35中所示的NR-PBCH符号间距中的每个，以-6dB的SNR执行CFO估计。在子帧中应用10％CFO(1.5kHz)的样本。每符号4个RE被用作独立的RS，并且RE被包括在发送PBCH的符号中。

图36和图37图示出根据不同的NR-PBCH符号间距来估计的CFO的CDF。如图36和图37所示，90％的UE能够在±200Hz的误差范围内估计1.5kHz的CFO。如果引入最少2个符号作为NR-PBCH符号间距，则95％的UE能够在±200Hz的误差范围内估计CFO，并且90％的UE能够在±100Hz的误差范围内估计CFO。

随着间距变大，CFO引起的相位偏移增大。如果PBCH符号之间的间隔更大，则CFO估计性能更佳。因此，类似于噪声抑制，能够简便地测量相位偏移。此外，如果平均窗口的大小很大，则能够提高CFO估计的精度。

下面说明根据DMRS序列假设数目、调制类型、序列生成和DMRS RE映射的SS块索引的检测性能。在本测量结果中，假定2个OFDM符号被用于将NR-PBCH发送到24个RB。此外，可以考虑SS突发集的多个周期。多个周期可以包括10ms、20ms和40ms。

(5)DMRS假设数目

图38图示出根据SS块索引的测量结果。在此情况下，144个RE被用于24个RB内的DMRS，并且2个OFDM符号的432个RE被用于信息。此外，假定使用长序列(例如，长度为31的Gold序列)作为DMRS序列，并且使用QPSK。

参考图38，如果通过累积检测性能对3至5个比特的检测性能测量两次，则以-6dB的SNR表现出1％的错误率。特别地，在检测性能方面，能够使用3至5个比特的信息作为DMRS序列的假设数目。

(6)调制类型

图39和图40图示出BPSK和QPSK的性能测量结果。基于假定DMRS假设对应于3个比特并且使用长序列作为DMRS序列来执行本实验。干扰TRP的功率水平与服务TRP的功率水平相同。

参考图39和图40，BPSK的性能类似于QPSK的性能。特别地，不管DMRS序列的调制类型如何，在性能测量方面没有显著差异。然而，参考图41和图42，能够看出相关特性根据BPSK和QPSK而改变。

参考图41和图42，与QPSK相比，BPSK被更多地分布到相关振幅为0.1的区间。因此，当考虑多小区环境时，优选地使用QPSK作为DMRS的调制类型。特别地，QPSK对应于在相关特性方面更适合于DMRS序列的调制类型。

(7)PBCH DMRS的序列生成

图43至图44图示出根据DMRS序列生成的测量结果。能够基于等于或大于30的多项式阶数的长序列或者等于或小于8的多项式阶数的短序列来生成DMRS序列。此外，假定DMRS的假设对应于3个比特并且干扰TRP的功率水平与服务TRP的功率水平相同。

参考图43至图44，能够看出基于短序列生成的检测性能类似于基于长序列生成的检测性能。

具体地，尽管长度为7的多项式被引入第一个m序列以增大序列的相关性能，但其与使用与传统的第一个m序列相对应的长度为31的多项式的方案没有区别。此外，尽管通过使用SSBID来配置第一个m序列的初始值来生成序列，但其与固定传统的第一个m序列的初始值并且使用第二个m序列的SSBID-CellID的方案没有区别。

因此，类似于LTE，使用长度为31的Gold序列，第一个m序列的初始值被固定用于初始化，并且SSBID-CellID被用于第二个m序列。

(8)DMRS RE映射

图45、图46和图47图示出根据等间隔RE映射方法和非等间隔RE映射方法的性能测量结果。在此情况下，假定DMRS的假设对应于3个比特，DMRS序列基于长序列，并且干扰TRP的功率水平与服务TRP的功率水平相同。此外，假定只有一个干扰源。

NR-SSS被映射到144个RE(即，12个RB)，并且NR-PBCH被映射到288个RE(即，24个RB)。同时，在非等映射方法的情况下，假定NR-SSS被用于PBCH解调并且不在NR-SSS传输带宽内映射PBCH DMRS。此外，假定存在残余CFO。

特别地，上述内容能够总结如下。

(等间隔DMRS映射)使用每PBCH符号96个RE。特别地，总共使用192个RE。

(非等间隔DMRS映射)DMRS序列被映射到子载波而非NR-SSS传输带宽。在此情况下，NR-SSS被用于PBCH解调。使用每PBCH符号48个RE和每NR-SSS符号128个RE。特别地，总共使用224个RE。

如图46所示，不具有CFO的非等间隔映射方法包括更多用于信道估计的RE。特别地，非等间隔映射方法表现出的性能优于等间隔映射方法的性能。然而，如果存在10％的残余CFO，则非等间隔映射方法的性能下降。反之，等间隔映射方法表现出与CFO无关的类似性能。虽然非等间隔映射方法具有更多用于信道估计的RE资源，但残余CFO引起NR-SSS符号的信道估计精度下降。特别地，如果存在残余CFO，则等间隔映射方法的信道估计性能优于非等间隔映射方法的信道估计性能。

如图47所示，如果使用可变RE映射，则可能具有使干扰随机分布的效果。特别地，可变RE映射的检测性能优于固定RE映射的性能。

图48图示出使用RS功率提升时的测量结果。在此情况下，假定DMRS的RE发送功率比PBCH数据的RE发送功率高达约1.76dB(＝10*log(1.334/0.889))。如果一起使用可变RE映射和DMRS功率提升，则会减少不同小区的干扰。如图48所示，如果应用RS功率提升，则与不应用RS功率提升的情况相比可以具有高达2～3dB的性能增益。

反之，RS功率提升可以降低PBCH数据的RE发送功率。因此，RS功率提升可能影响PBCH性能。图49至图50图示出应用RS功率提升以及不应用RS功率提升时的PBCH性能的测量结果。在此情况下，假定SS突发集周期对应于40ms并且在80ms内发送编码的比特。

如果PBCH数据的RE的发送功率降低，则可能发生性能损失。然而，由于RS功率增大，信道估计性能得以增强，从而增强解调性能。特别地，如图49至图50所示，这两种情况下的性能类似。特别地，因PBCH数据的RE的发送功率降低引起的性能损失能够通过信道估计性能的增益来补充。

同时，Vshift能够被应用于RS功率提升。在此情况下，参考图51至图52说明实验检查结果。Vshift根据小区ID更改DMRS RE的频率轴位置。当引入Vshift时，如果在两个周期期间接收到在多小区环境中发送的PBCH DMRS并且两个PBCH彼此组合，则可能具有由于ICI随机化而增强检测性能的效果。如果应用Vshift，则能够显著提高检测性能。

下面的表6示出用于性能测量的参数的假定值。

[表6]

(9)SS块索引指示

参考图53至图56说明用于比较SS块时间索引指示的性能的评估结果。为此，可以考虑一种经由PBCH DMRS序列指示SS块时间索引指示的方法和一种经由PBCH内容指示SS块时间索引指示的方法。假定指示SS块时间索引和5ms时隙边界的指示对应于总共16个状态(即，4个比特)。在本评估中，假定发送SS突发集中所包括的单个SS块并且在PBCH TTI内应用时域预编码循环。此外，假定192个RE被用于PBCH DMRS并且应用包括CRC的64个MIB比特。

本评估的假设数目对应于16。这是因为在PBCH DMRS中需要4个比特来表示SS块索引的8个状态和5ms边界的状态。如图53至图54所示，当通过使用PBCH DMRS来检测SS块时间索引时，如果执行两次累积，则能够以-6dB的SNR达到0.2％的检测性能。根据本评估的检查结果，优选地使用PBCH DMRS来指示SS块索引和5ms边界。

反之，如图55和图56所示，尽管执行两次累积解码，但PBCH FER不能以-6dB的SNR达到1％。因此，如果仅在PBCH内容中定义SS块时间索引，则可能难以充分保证SS块时间索引的检测性能。

下面的表7示出假定对SS块索引指示执行评估的参数值。

[表7]

25.用于发送下行链路公共信道的BWP(带宽部分)

LTE的初始接入过程在由MIB配置的系统带宽内操作。此外，PSS/SSS/PBCH基于系统带宽的中心对齐。此外，在系统带宽中定义公共搜索空间，通过在系统带宽内分配的PDSCH转发系统信息，并且在系统带宽内操作用于Msg 1/2/3/4的RACH过程。

同时，尽管NR系统支持宽带CC中的操作，但在成本方面极难实现能够在全部宽带CC中执行必要的操作的UE。因此，可能难以实现UE在系统带宽内平稳地执行初始接入过程。

为了解决该问题，如图57所示，NR能够定义用于执行初始接入操作的BWP。在NR系统中，能够在与每个UE相对应的BWP内执行SS块传输、系统信息转发、寻呼和用于RACH过程的初始接入过程。此外，在至少一个主分量载波中，至少一个下行链路BWP能够包括具有公共搜索空间的CORESET。

因此，在具有公共搜索空间的CORESET中发送选自由RMSI、OSI、寻呼和与RACH消息2/4相关的下行链路控制信息组成的组的至少一个。能够在下行链路BWP内分配与下行链路控制信息相关联的下行链路数据信道。此外，UE能够预期要在与UE相对应的BWP内发送SS块。

特别地，在NR中，至少一个或多个下行链路BWP能够被用于发送下行链路公共信道。在此情况下，能够被包括在下行链路公共信道中的信号可以对应于SS块、具有公共搜索空间的CORESET、RMSI、OSI、寻呼、用于RACH消息2/4的PDSCH等。

(1)参数集信息

在NR中，诸如15kHz、30kHz、60kHz和120kHz的子载波间距被用于发送数据。因此，能够从为数据传输定义的参数集当中选择用于下行链路公共信道的BWP内的PDCCH和PDSCH的参数集。例如，在等于或窄于6GHz的频率范围内，能够从15kHz、30kHz和60kHz子载波间距中选择至少一个或多个子载波间距。在6GHz至52.6GHz的频率范围内，能够从60kHz和120kHz子载波间距当中选择至少一个或多个子载波间距。

然而，在等于或窄于6GHz的频率范围内，已经为URLLC服务定义60kHz的子载波间距。因此，60kHz的子载波间距不适于在等于或窄于6GHz的频率范围内发送PBCH。因此，在等于或窄于6GHz的频率范围内，可以使用15kHz或30kHz的子载波间距来发送下行链路公共信道。在等于或宽于6GHz的频率范围内，可以使用60kHz或120kHz的子载波间距。

同时，NR系统支持15kHz、30kHz、120kHz和240kHz的子载波间距来发送SS块。可以假定相同的子载波间距被应用于SS块、具有公共搜索空间的CORESET、RMSI、寻呼和用于RAR的诸如PDSCH的下行链路信道。因此，如果应用该假定，则不必在PBCH内容中定义参数集信息。

反之，能够更改下行链路控制信道的子载波间距。例如，当240kHz的子载波间距被应用于在等于或宽于6GHz的频带中发送SS块时，由没有为数据传输定义240kHz的子载波间距，因此有必要更改子载波间距来发送数据。特别是，能够更改SCS来发送数据。能够通过使用PBCH内容中的1个比特的指示符来指示SCS的更改。根据载波频率范围，1个比特指示符能够被理解为{15,30kHz}或{60,120kHz}。此外，所指示的子载波间距能够被视为RB网格的参考参数集。

(2)用于发送下行链路公共信道的BWP带宽

在NR系统中，下行链路公共信道的BWP带宽不必与网络运营的系统带宽相同。特别地，BWP带宽可以窄于系统带宽。特别地，带宽应当宽于载波最小带宽，但应当窄于UE最小带宽。

特别地，在用于发送下行链路公共信道的BWP的情况下，能够定义BWP的带宽要宽于SS块的带宽且要等于或窄于能够在每个频率范围内操作的全部UE的特定下行链路带宽。例如，在等于或窄于6GHz的频率范围内，载波最小带宽被定义为5MHz，UE最小带宽能够被假定为20MHz。在此情况下，能够在5MHz至20MHz范围内定义下行链路公共信道的带宽。

(3)带宽配置

图58图示出配置带宽的实例。

在执行包括小区ID检测和PBCH解码的初始同步过程时，UE尝试检测SS块的带宽内的信号。随后，UE能够在下行链路公共信道的带宽内连续地执行下一个初始接入过程。特别地，UE获得系统信息，然后能够执行RACH过程。

同时，能够在PBCH内容中定义指示SS块的带宽与下行链路公共信道的带宽之间的相对频率位置的指示符。为了简化相对频率位置的指示，多个SS块的带宽可以对应于下行链路公共信道的带宽内SS块被定位于的候选位置。

例如，假定SS块的带宽对应于5MHz并且下行链路公共信道的带宽对应于20MHz。在此情况下，为了找出下行链路公共信道的带宽内的SS块，能够定义4个候选位置。

在NR系统中，下行链路公共信道的带宽不必与网络运营的系统带宽相同。特别地，该带宽可以窄于系统带宽。特别地，下行链路公共信道的带宽应当宽于载波最小带宽，但应当窄于UE最小带宽。例如，在等于或窄于6GHz的频率范围内，载波最小带宽被定义为5MHz，UE最小带宽能够被假定为20MHz。在此情况下，能够在5MHz至20MHz范围内定义下行链路公共信道的带宽。

26.CORESET配置

(1)CORESET信息和RMSI调度信息

对于网络来说将包括RMSI调度信息的CORESET信息发送到UE是更加有效的，而不是直接指示关于RMSI的调度信息。具体地，能够在PBCH内容中指示诸如CORESET、频率位置的带宽等等的频率资源相关信息。并且，能够另外配置时间资源相关信息，诸如起始OFDM符号持续时间、OFDM符号的数量等，以灵活地使用网络资源。

并且，网络能够向UE发送关于公共搜索空间监测时段、持续时间和偏移的信息以减少UE检测复杂度。

同时，能够根据公共搜索空间的CORESET来固定传输类型和捆绑。在这种情况下，能够根据传输信号是否被交织来确定传输类型。

(2)时隙中包括的OFDM符号的数量

关于包括在时隙中的OFDM符号的数量或者等于或窄于6GHz的载波频率范围，可以考虑两个候选，诸如包括7个OFDM符号的时隙和包括14个OFDM符号的时隙。如果NR系统确定支持用于等于或窄于6GHz的载波频率范围的两种类型的时隙，则有必要定义指示时隙类型的方法以显示具有公共搜索空间的CORESET的时间资源。

(3)PBCH内容的比特大小

为了指示PBCH内容中的参数集、带宽和CORESET信息，如表8所示，能够指定大约14个比特。

[表8]

(4)测量结果

参考图59解释根据有效载荷大小(即，48、56、64和72个比特)的性能结果。在这种情况下，假设384个RE和192个RE被用于DMRS。并且，假设SS突发集的周期对应于20ms并且在80ms内发送编码的比特。在图59中示出根据MIB有效载荷大小的PBCH的解码性能。

参考图59，如果有效载荷大小对应于最大72个比特，则能够看到使用用于数据的384个RE和用于DMRS的192个RE，能够满足NR-PBCH的性能要求(即，-6dB SNR中的1％BLER)。

参考图60，通信装置6000包括处理器6010、存储器6020、RF模块6030、显示模块6040以及用户接口(UI)模块6050。

为了描述简单起见，通信装置6000被示出为具有在图60中所图示的配置。通信装置6000可以被添加或者省略一些模块。另外，该通信装置6000的模块可以被划分为更多的模块。处理器6010被配置成根据参考附图前面描述的本公开的实施例来执行操作。具体地，对于处理器6010的详细操作，可以参考图1至图59的描述。

存储器6020被连接到处理器6010，并且存储操作系统(OS)、应用、程序代码、数据等等。被连接到处理器6010的RF模块6030将基带信号上变频为RF信号或者将RF信号下变频为基带信号。为此，RF模块6030执行数字-模拟转换、放大、滤波和上变频，或者反向地执行这些处理。显示模块6040被连接到处理器6010，并且显示各种类型的信息。显示模块6040可以被配置成，但不限于，诸如液晶显示器(LCD)、发光二极管(LED)显示器、以及有机发光二极管(OLED)显示器的已知组件。UI模块6050被连接到处理器6010，并且可以被配置有诸如键区、触摸屏等等的公知用户接口的组合。

在上面描述的本发明的实施例是本发明的要素和特征的组合。可以选择性地考虑要素或者特征，除非另作说明。每个要素或者特征可以在无需与其他要素或者特征结合的情况下被实践。此外，本发明的实施例可以通过组合要素和/或特征的一部分而构成。可以重新安排在本发明的实施例中描述的操作顺序。任何一个实施例的一些结构可以被包括在另一个实施例中，并且可以以另一个实施例的相应结构来替换。对于本领域技术人员来说显而易见的是，在所附权利要求书中未被明确地相互引用的权利要求可以组合地呈现为本发明的实施例，或者在提交本申请之后，通过后续的修改作为新的权利要求而被包括。

由BS执行的所描述的特定操作可以由BS的上节点执行。即，显然的是，在由包括BS的多个网络节点组成的网络中，可以由BS或者由BS之外的网络节点来执行用于与UE通信而执行的各种操作。术语“BS”可以被替换成术语“固定站”、“节点B”、“演进的节点B(e节点B或者eNB)”、“接入点(AP)”等等。

本发明的实施例可以通过各种手段来实现，所述各种手段例如硬件、固件、软件或者其组合。在硬件配置中，可以通过一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSDP)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现根据本发明的示例性实施例的方法。

在固件或者软件配置中，可以以模块、过程、功能等的形式实现本发明的实施例。软件代码可以被存储在存储器单元中，并且由处理器执行。存储器单元位于该处理器的内部或者外部，并且可以经由各种已知的手段将数据发送到处理器以及从处理器接收数据。

本领域技术人员应该理解，在不脱离本发明的精神和基本特征的情况下，除了在本文中阐述的那些之外，本公开可以以其他特定方式来实现。以上所述的实施例因此在所有方面被解释为说明性的和非限制性的。本公开的范围应由所附权利要求及其合法等同物，而不由以上描述来确定，并且旨在将落在所附权利要求的含义和等效范围内的所有变化包含在其中。

工业实用性

尽管围绕应用于第五代NewRAT系统的示例描述接收同步信号的方法及其装置，但是该方法和装置不仅能够被应用于第五代NewRAT系统而且能够被应用于各种无线通信系统。

Claims

1.一种接收同步信号块的方法，所述同步信号块在无线通信系统中由用户设备(UE)接收，所述方法包括：

接收包含主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的同步信号块；以及

经由其中接收到所述PBCH的资源区域接收解调参考信号(DMRS)，

其中，考虑所述DMRS的序列来确定所述同步信号块的索引。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，如果能够发送所述同步信号块的同步信号块候选的数量满足特定值，

则进一步考虑包括在所述PBCH的有效载荷中的多个比特来确定所述同步信号块的索引。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，经由所述DMRS接收用于所述同步信号块的索引的6个比特当中的3个比特，并且能够经由所述PBCH的有效载荷接收剩余的3个比特。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，根据能够发送所述同步信号块的同步信号块候选的数量来确定经由所述DMRS接收的所述同步信号块的索引的比特数。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述同步信号块的索引对应于一个DMRS索引。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，基于用于识别小区的小区标识符和所述同步信号块的索引来生成所述DMRS的序列。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述PBCH的加扰序列中包含的比特的一部分对应于所述同步信号块的索引。

8.一种在无线通信系统中接收同步信号块的用户设备(UE)，所述UE包括：

射频(RF)模块，所述RF模块被配置成与基站(BS)收发信号；和

处理器，所述处理器与所述RF模块连接，并且被配置成：

接收包含主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的同步信号块，

经由其中接收所述PBCH的资源区域接收解调参考信号(DMRS)，

其中，考虑所述DMRS的序列来确定所述同步信号块的索引。

9.根据权利要求8所述的UE，其中，如果能够发送所述同步信号块的同步信号块候选的数量满足特定值，

则进一步考虑包含在所述PBCH的有效载荷中的多个比特来确定所述同步信号块的索引。

10.根据权利要求9所述的UE，其中，经由所述DMRS接收用于所述同步信号块的索引的6个比特当中的3个比特，并且经由所述PBCH的有效载荷接收剩余的3个比特。

11.根据权利要求8所述的UE，其中，根据能够发送所述同步信号块的同步信号块候选的数量来确定经由所述DMRS接收的所述同步信号块的索引的比特数。

12.根据权利要求8所述的UE，其中，所述同步信号块的索引对应于一个DMRS索引。

13.根据权利要求8所述的UE，其中，基于用于识别小区的小区标识符和所述同步信号块的索引来生成所述DMRS的序列。

14.根据权利要求8所述的UE，其中，所述PBCH的加扰序列中包括的比特的一部分对应于所述同步信号块的索引。