CN111478753A - Nr非相关合并的pbch dmrs盲检方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种NR非相关合并的PBCH‑DMRS盲检方法，包括：借助PSS进行时域相关调度，并同步到终端接收到的最强的SSB信号，根据该同步信息，在接收缓冲区定位到SSB时域数据的存储位置；利用FFT硬件单元实现时频转换，依次把三个承载有PBCH‑DMRS的OFDM符号转换得到频域数据，抽取出PBCH‑DMRS信号；生成本地PBCH‑DMRS序列，利用LS算法进行信道估计等步骤；最后得到一组能量值，寻找最大信道能量值，其对应的DMRS即被视为发送的SSB所用的PBCH‑DMRS。本发明的盲检方法，去耦这种对时/频偏估计依赖的检测方法，即便没有时/频偏估计，依然可以对PBCH‑DMRS进行可靠检测。
Description
技术领域
本发明涉及NR技术标准，具体而言，涉及一种NR非相关合并的 PBCH-DMRS盲检方法。
背景技术
本发明对于背景技术的描述属于与本发明相关的相关技术，仅仅是用于说明和便于理解本发明的发明内容，不应理解为申请人明确认为或推定申请人认为是本发明在首次提出申请的申请日的现有技术。
在万物互联概念驱动下，NR技术标准的提出，从协议设计上通过引入更加灵活的帧结构，新的资源块概念，同时兼顾移动宽带通信，低时延 (满足工业互联的需求)。从而解决在4G时代，NBIoT和eMTC和LTE 不兼容的问题。相比于LTE，NR更广泛的应用天线波束赋形技术 (beamforming)于各个信道，提升高频覆盖能力的同时，进一步减了同道干扰，提升系统容量。即使是用来做下行同步的SSB，协议规定在5ms内基站发射具有不同beam方向的SSB，指向不同的空间方向。所以UE捕获 SSB的同时，也能得到适合其下行接收的初始beam方向，按照协议规定的 beam配对的概念，终端进一步可以在适合基站接收的beam上进行初始接入。基站所能发送的不同beam方向的SSB的上限数量是由子载波间隔决定的，而这些SSB的索引和其发射时间建立起对应关系。SSB的索引号信息全部或者部分的嵌入在PBCH的导频序列DMRS里，只要检测出PBCH- DMRS并解调/解码得到MIB的payload信息比特，也就得到了SSB的索引信息。
PBCH-DMRS存在于SSB之中。SSB的块结构如图1所示，一个SSB 时域上包含4个OFDM符号，第一和第三分别有PSS，SSS(主、副同步信号)，PBCH标志的灰色块是广播信道，PBCH-DMRS以4个RE的间隔插在PBCH所在的时频资源里。通过上面的介绍，终端在通过PSS和SSS获取了同步之后，可以盲检SSB承载的PBCH-DMRS。
由于一个SSB资源块的持续时间短，带宽不高，再加上天线的波束赋形，现有的盲检方法步骤流程图如图2所示，通过遍历本地的PBCH- DMRS去估计信道冲激响应，然后分别计算信道能量，从而得到PBCH- DMRS的信息。
为了增加盲检的可靠性，最后把三个OFDM符号上的估计信道能量做相关合并进行检测。
发明内容
本发明提供了一种NR非相关合并的PBCH-DMRS盲检方法，包括：
步骤S00:借助PSS进行时域相关调度，并同步到终端接收到的最强的 SSB信号，根据该同步信息，在接收缓冲区定位到SSB时域数据的存储位置；
步骤S01:利用FFT硬件单元实现时频转换，依次把三个承载有PBCH- DMRS的OFDM符号转换得到频域数据，抽取出PBCH-DMRS信号；
步骤S02:生成本地PBCH-DMRS序列，利用LS算法进行信道估计；
步骤S03:对频域信道估计值进行加窗函数运算；
步骤S04:对加窗函数运算之后的频域信道，使用逆FFT变换，得到相应符号上信道的时域冲激响应，然后分别计算三个符号上信道的PDP，求平均值；
步骤S05:根据接收信号带宽，选取仿真验证得到的经验值对PDP去噪，对去噪的PDP求和得到信道能量；
步骤S06:按照SSB的个数，依次进行从第S02步到第S05步的计算，得到一组能量值，寻找最大信道能量值，其对应的DMRS即被视为发送的 SSB所用的PBCH-DMRS。
可选的，在步骤S01中，根据PSS/SSS得到的小区ID，计算出偏移，抽取出接收的PBCH-DMRS信号数据。
可选的，在步骤S02中，可以依次生成本地PBCH-DMRS序列。
可选的，在步骤S02中，PBCH-DMRS信号是由gold序列生成。
可选的，在步骤S05中，对最大时延扩展之外的的PDP部分，被视作噪声，不计入信道能量的计算。
本发明提出一种NR非相关合并的PBCH-DMRS盲检方法，去耦这种对时/频偏估计依赖的的检测方法，即便没有时/频偏估计，依然可以对 PBCH-DMRS进行可靠检测。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述部分中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是SSB信息块的结构图；
图2是现有的盲检方法步骤流程图；
图3是本申请NR非相关合并的PBCH-DMRS盲检方法的流程图；
图4是在某实验中，不引入时偏和频偏，遍历SNR的测试结果示意图；
图5是在某实验中，检测时/频偏对盲检算法的影响示意图。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。
下述讨论提供了本发明的多个实施例。虽然每个实施例代表了发明的单一组合，但是本发明不同实施例可以替换，或者合并组合，因此本发明也可认为包含所记载的相同和/或不同实施例的所有可能组合。因而，如果一个实施例包含A、B、C，另一个实施例包含B和D的组合，那么本发明也应视为包括含有A、B、C、D的一个或多个所有其他可能的组合的实施例，尽管该实施例可能并未在以下内容中有明确的文字记载。
图2是现有的盲检方法步骤流程图。为了降噪，提高估计的可靠性，上述方法的时/频偏估计步骤要把PSS、SSS和PBCH-DMRS三个符号上估计的信道能量做相关合并，然而这就意味着时/频偏的估计要可靠，否则盲检性能就下降。尤其在初始接入阶段，终端在还没有的正确的本地DMRS 信号与PBCH-DMRS匹配之前，仅仅依靠PSS/SSS，很难得到可靠，高精度的时/频偏估计值。
基于此，本发明提出一种去耦这种对时/频偏估计依赖的的检测方法，即便没有时/频偏估计，依然可以对PBCH-DMRS进行可靠检测。
图3是本申请NR非相关合并的PBCH-DMRS盲检方法的流程图。
步骤S00:借助PSS进行时域相关调度，并同步到终端接收到的最强的 SSB信号，根据该同步信息，在接收缓冲区定位到SSB时域数据的存储位置。
步骤S01:利用FFT硬件单元实现时频转换，依次把三个承载有PBCH- DMRS的OFDM符号转换得到频域数据，抽取出PBCH-DMRS信号。
根据PSS/SSS得到的小区ID，计算出偏移，抽取出接收的PBCH-DMRS 信号数据。
步骤S02:生成本地PBCH-DMRS序列，利用LS算法进行信道估计。
为了节省存储开销，可以依次生成本地PBCH-DMRS序列。此外， PBCH-DMRS信号可以由gold序列生成。
步骤S03:对频域信道估计值进行加窗函数运算。
由于在初始接入阶段，能够使用的信号有限，对频域信道估计值进行加窗函数运算，以使其规则化，以便可以尽可能得到相对可靠的信道冲激响应。
步骤S04:对加窗函数运算之后的频域信道，使用逆FFT变换，得到相应符号上信道的时域冲激响应，然后分别计算三个符号上信道的PDP，求平均值。
步骤S05:根据接收信号带宽，选取仿真验证得到的经验值对PDP去噪，对去噪的PDP求和得到信道能量；
由于要使用信道能量来进行盲检，对最大时延扩展之外的的PDP部分，被视作噪声，不计入信道能量的计算。
时延扩展是时变参数，由多径信道决定，考虑到这个值只用来辅助选取有效的信道能量计算窗。根据接收信号带宽，选取仿真验证得到的经验值对PDP去噪，对去噪的PDP求和得到信道能量。
步骤S06:按照SSB的个数，依次进行从第S02步到第S05步的计算，得到一组能量值，寻找最大信道能量值，其对应的DMRS即被视为发送的 SSB所用的PBCH-DMRS。
至此，盲检结束。
以下是对本技术方案和相关合并方法的比较分析，如上介绍，终端 PBCH-DMRS的盲检方法是通过遍历可能的本地DMRS序列，进而做信道估计，然后选取最大信道能量所对应的本地序列作为估计的结果，选取最大信道能量和次大信道能量之间的差作为实验的比较指标，这个值越大，显然越好，但事实上，只要这个值能确保正确的盲检结果，方案依然是可行的。
接下来，介绍在某实验中，按照协议，实验选取SSB的类型为‘CaseB’，周期为5ms，每个周期只发送一个SSB，每次实验做2000轮盲检，仿真使用静态信道，归一化测试结果。通过计算本地序列估计出的信道能量，然后求最大和次大的差值作为性能比较指标。
图4是在该实验中，不引入时偏和频偏，遍历SNR的测试结果。从仿真结果来看，两种方法的指标受信噪比的变化影响，高信噪比时，指标值越高。
图5是在该实验中，检测时/频偏对盲检算法的影响。
因为在初始接入阶段的低采样率，所以采样精度不高，对于频偏实验仅考虑剩余频偏(整数倍和分数倍频偏可以通过SSS/PSS来估计)，实验选取48个采样点的固定时偏，遍历剩余频偏从0hz到500hz，由于相关合并方法做了正确的时频偏补偿，从仿真结果来看实验定义的指标显然高于本技术方案，然而即便如此从图5可以看出本技术方案依然可以可靠的盲检出PBCH-DMRS。
在本说明书的描述中，术语“一个实施例”、“一些实施例”、“具体实施例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或实例。而且，描述的具体特征、结构、材料或特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
以上仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (5)
1.一种NR非相关合并的PBCH-DMRS盲检方法，其特征在于，包括：
步骤S00:借助PSS进行时域相关调度，并同步到终端接收到的最强的SSB信号，根据该同步信息，在接收缓冲区定位到SSB时域数据的存储位置；
步骤S01:利用FFT硬件单元实现时频转换，依次把三个承载有PBCH-DMRS的OFDM符号转换得到频域数据，抽取出PBCH-DMRS信号；
步骤S02:生成本地PBCH-DMRS序列，利用LS算法进行信道估计；
步骤S03:对频域信道估计值进行加窗函数运算；
步骤S04:对加窗函数运算之后的频域信道，使用逆FFT变换，得到相应符号上信道的时域冲激响应，然后分别计算三个符号上信道的PDP，求平均值；
步骤S05:根据接收信号带宽，选取仿真验证得到的经验值对PDP去噪，对去噪的PDP求和得到信道能量；
步骤S06:按照SSB的个数，依次进行从第S02步到第S05步的计算，得到一组能量值，寻找最大信道能量值，其对应的DMRS即被视为发送的SSB所用的PBCH-DMRS。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤S01中，根据PSS/SSS得到的小区ID，计算出偏移，抽取出接收的PBCH-DMRS信号数据。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤S02中，可以依次生成本地PBCH-DMRS序列。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤S02中，PBCH-DMRS信号是由gold序列生成。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤S05中，对最大时延扩展之外的的PDP部分，被视作噪声，不计入信道能量的计算。
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