CN109525046A - 双边lclc型cpt系统工作频率点选择及极板电压优化方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了双边LCLC型CPT系统工作频率点选择及极板电压优化方法，属于无线电能传输的技术领域。系统包括：高频全桥逆变电路、包含原边补偿电感和原边补偿电容的原边LCLC补偿网络、包含两块发射极板和两块接收极板的耦合电容板、包含副边补偿电感和副边补偿电容的副边LCLC补偿网络、全桥整流滤波电路。本申请推导出双边LCLC型CPT系统能够实现恒流输出的多个频率点，以减小系统体积为目的选择最优工作频率点，提高了系统输出增益，拓宽了系统连续工作模式下的负载范围；当系统工作在最优频率点时，本申请通过设置补偿网络的参数实现了耦合极板电压应力的降低、电路近似零无功环流和开关器件的软开关，提高无线电能传输系统的效率及可靠性、减少成本。

Description

双边LCLC型CPT系统工作频率点选择及极板电压优化方法

技术领域

本发明公开了双边LCLC型CPT系统工作频率点选择及极板电压优化方法，属于无线电能传输的技术领域，适用于如LED供电和电池充电等需要恒定电流输出的应用场合。

背景技术

目前，国内对于无线电能传输(WPT，Wireless Power Transmission)技术的研究主要集中在磁场耦合方式。与磁场耦合相对偶的工作方式电场耦合以高频电场作为能量载体，高频交流电作用在发射极板上时，发射极板与接收极板间形成交互电场进而产生位移电流，实现了极板间的能量传输，具有可穿越金属隔离层、电磁辐射低、体积小等优点。

为提高系统的传输距离和功率等级，需要对电场耦合式无线电能传输系统的(CPT，Capacitive Power Transmission)耦合极板进行补偿。目前，主要的补偿方式有双边LC型补偿网络、LCL型补偿网络及LCLC型补偿网络等。此类补偿网络均通过补偿电容、电感谐振来实现系统传输功率等级的提升，其中，双边LCLC型补偿网络由于其极高的设计灵活度成为当前研究的热点。

由于耦合极板的等效耦合电容值多为pF级别，电路谐振往往会在耦合极板上泵升出极大的电压，极易引发空气击穿及电场泄露等问题，大大削弱了CPT系统的安全性和可靠性，加大了电路设计难度，提高了系统的成本。与此同时，采用传统的参数设计方法所设计的双边LCLC型CPT电路，由于其输出特性的限制，极易出现电流断续的情况。双边LCLC型补偿网络包含4个补偿电容及4个补偿电感，结构复杂，系统体积大，增加了分析的复杂度，限制了其应用和进一步发展。

本发明旨在优化双边LCLC型CPT系统性能，通过最优的工作频率点的选择及补偿网络参数设计，以实现在保证输出负载所需恒流和输入零无功的前提下减小耦合极板电压应力、拓宽连续工作模式下负载范围，减小系统体积的发明目的。

发明内容

本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了双边LCLC型CPT系统工作频率点选择及极板电压优化方法，在保证输出系统所需恒流和输入零无功的前提下，选取了提高系统输出增益并拓宽系统连续工作模式下负载范围的最优工作频率点，基于选择的最优工作频率点调整补偿网络参数实现了耦合极板的电压应力的减小，解决了现有双边LCLC型补偿网络的耦合极板电压应力大、连续工作模式下负载范围小、系统体积过大的技术问题。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

本申请提供了双边LCLC型CPT系统工作的频率点选择方法及极板电压优化方法。

双边LCLC型CPT系统包括：高频全桥逆变电路，包含原边第一补偿电感、原边第二补偿电感和原边第一补偿电容、原边第二补偿电容的原边LCLC补偿网络，包含两块发射极板和两块接收极板的耦合电容板，包含副边第一补偿电感、副边第二补偿电感和副边第一补偿电容、副边第二补偿电容的副边LCLC补偿网络，全桥整流滤波电路，原边第一补偿电感的一端与高频全桥逆变电路的一桥臂中点连接，原边第一补偿电感的另一端、原边第二补偿电感的一端均与原边第一补偿电容的一极相连接，原边第二补偿电感的另一端、原边第二补偿电容的一极均与耦合电容板的一块发射极板相连接，原边第一补偿电容的另一极、原边第二补偿电容的另一极、耦合电容板的另一块发射极板均与高频全桥逆变电路的另一桥臂中点相连接，副边第二补偿电容的一极、副边第二补偿电感的一端均与耦合电容板的一块接收极板相连接，副边第二补偿电感的另一端、副边第一补偿电感的一端均与副边第一补偿电容的一极相连接，副边第一补偿电感的另一端与全桥整流滤波电路的一桥臂中点连接，副边第二补偿电容的另一极、副边第一补偿电容的另一极、耦合电容板的另一块接收极板均与全桥整流滤波电路的另一桥臂中点相连接，全桥整流滤波电路的输出端接有负载。

系统存在能够实现恒流输出的频率点ω₀，且输出电流其中，C₁、C₂与I₁成反比，C_f1、C_f2与I₁成正比。由于补偿电感L₁、L₂与C_M存在谐振关系且C_M数量级为pF级别，补偿电感L₁、L₂的电感值和体积较大，成为双边LCLC型CPT电路体积过大的主要原因，为减小系统体积，原边等效自容C₁、副边等效自容C₂的选值应远大于C_M以实现对耦合电容板等效互容值C_M的补偿，而C₁及C₂的增加将造成I₁的减小，虽可通过增加电容值C_f1、C_f2保持I₁大小不变，但根据谐振关系可知，此时补偿电感L_f1、L_f2将会减小，造成连续输出模式下负载范围减小。当原边补偿电容值C₁、C_f1、C₂及C_f2满足约束条件：C₁/C_f1＝C₂/C_f2时，系统存在其它恒流角频率点ω₁：

且输出电流I_O：

，其中，C₁、C_f1、C₂及C_f2均与I_O呈正比。以减小系统体积为目标，在电容C₁、C₂的选值远大于C_M的基础上，系统工作在ω₁时的恒流输出增益大于工作在ω₀时的恒流输出增益。也就是说，在输出相同电流的情况下，基于相同的C_M、C₁、C₂选值，当系统频率由ω₀切换至ω₁时电感L_f1、L_f2增加，使得系统连续工作模式下负载范围增加。因此，系统工作在ω₁时既解决了由于电感L₁、L₂过大引起的系统体积过大的问题又解决了由于电感L_f1、L_f2较小引起的输出断流问题，减小了系统体积，扩大了连续工作模式下的负载范围。

当系统工作在恒流角频率点ω₁时，以优化耦合极板电压应力为目标，列出原边等效自容C₁的电压V₁、副边等效自容C₂的电压V₂、耦合极板的电压应力V_CM的表达式：

其中，Δ为：R_L为负载的阻值。

根据耦合极板的电压应力V_CM表达式及基本不等式定理可知，当V₁＝V₂＝V时，V_CM值将会减小且V_CM表达式可化简为：其中，V与V_CM呈现反比。基于系统所需V及V_CM的大小，可以通过提高原副边等效自容C₁、C₂电压进一步实现耦合极板电压应力的减小。

确定系统输入直流电压V_DC、频率ω₁、耦合极板等效互容值C_M及耦合极板等效自容值C_P、C_S，基于系统所需的I_O、V_CM，联立下述表达式：

，C₁/C_f1＝C₂/C_f2，V₁＝V₂＝V，和即可确定原边第一补偿电容值C_f1、原边等效自容值C₁、副边第一补偿电容值C_f2、副边等效自容值C₂，其中，C₁＝C_ex1+C_P，C₂＝C_ex2+C_S。原边第一补偿电感值L_f1、原边第二补偿电感值L₁、副边第一补偿电感值L_f2、副边第二补偿电感值L₂为：

全桥整流滤波电路的输出端并接有输出滤波电容时，输入阻抗Z_IN为纯阻性：

其中，

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

(1)本发明提出了双边LCLC型CPT系统工作频率点选择方法，在保证输出负载所需恒流和输入零无功的前提下，推导得到能够实现系统恒流输出的多个频率点，以减小系统体积为目的选择最优频率点，提高了系统的输出增益，拓宽了系统连续工作模式下的负载范围。

(2)本申请提出的极板电压优化方法，当系统工作在最优频率点时，调整与加载在耦合极板间的补偿器件上的电压，实现了耦合极板的电压应力的减小，提高了系统功率等级及系统的安全性和可靠性。

(3)在极板电压优化方法的基础上，在接在耦合极板间的补偿器件所能承受电压应力范围的约束下优化其它补偿参数，可实现电路近似零无功环流和开关器件的软开关。

附图说明

图1是双边LCLC型电场耦合式无线电能传输系统的拓扑结构图。

图2(a)、图2(b)是图1所示拓扑整流前后的电流和电压波形图。

图3是输出电流为2A，负载电阻为5Ω时的v_gate、v_AB、i_IN和I_O波形。

图4是输出电流为2A，负载电阻为10Ω时的v_gate、v_AB、i_IN和I_O波形。

图5是负载电阻为10Ω时的v_gate、v_CM/2、v₁和v₂波形。

图中标号说明：1为高频全桥逆变电路，2为原边LCLC补偿网络，3为耦合电容板，4为副边LCLC补偿网络，5为全桥整流滤波电路，6为负载，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄为第一、第二、第三、第四功率管，L_f1、L₁为原边第一、第二补偿电感，L_f2、L₂为副边第一、第二补偿电感，C_f1、C_ex1为原边第一、第二补偿电容，C_f2、C_ex2为副边第一、第二补偿电容，D₁、D₂、D₃、D₄为第一、第二、第三、第四二极管，C_O为输出滤波电容，R_L为负载。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

双边LCLC型CPT系统如图1所示，包括：高频全桥逆变电路1，包含原边第一补偿电感L_f1、原边第二补偿电感L₁和原边第一补偿电容C_f1、原边第二补偿电容C_ex1的原边LC补偿网络2，包含两块发射极板和两块接收极板的耦合电容板3，包含副边第一补偿电感L_f2、副边第二补偿电感L₂和副边第一补偿电容C_f2、副边第二补偿电容发C_ex2的副边LC补偿网络4，全桥整流滤波电路5。原边第一补偿电感L_f1的一端与高频全桥逆变电路中第一功率管Q₁、第三功率管Q₃所构成的桥臂的中点A连接，原边第一补偿电感L_f1的另一端、原边第二补偿电感L₁的一端均与原边第一补偿电容C_f1的一极相连接，原边第二补偿电感L₁的另一端、原边第二补偿电容C_ex1的一极均与耦合电容板3的一块发射极板相连接，原边第一补偿电容C_f1的另一极、原边第二补偿电容C_ex1的另一极、耦合电容板3的另一块发射极板均与高频全桥逆变电路1中第二功率管Q₂、第四功率管Q₄所构成的桥臂的中点B相连接，副边第二补偿电容C_ex2的一极、副边第二补偿电感L₂的一端均与耦合电容板3的一块接收极板相连接，副边第二补偿电感L₂的另一端、副边第一补偿电感L_f2的一端均与副边第一补偿电容C_f2的一极相连接，副边第一补偿电感L_f2的另一端与全桥整流滤波电路5中第一二极管D₁、第三二极管D₃构成的桥臂的中点连接，副边第二补偿电容C_ex2的另一极、副边第一补偿电容C_f2的另一极、耦合电容板3的另一块接收极板均与全桥整流滤波电路5中第二二极管D₂、第四二极管D₄构成的桥臂的中点相连接，全桥整流滤波电路5的输出端并接有输出滤波电容C_O和负载6。

本申请针对现有双边LCLC型补偿网络的耦合极板电压应力大、连续工作模式下负载范围小、系统体积过大的缺陷，在保证输出负载所需恒流和输入零无功的前提下选取最优工作频率点、调整原副边补偿网络参数，其具体方法为：

选定角频率ω₁及输入电压V_DC，基于负载所需的恒定电流I_O、系统所需的原边等效自容C₁、副边等效自容C₂的电压应力V及耦合极板的电压应力V_CM的大小，联立表达式：C₁/C_f1＝C₂/C_f2、V₁＝V₂＝V、 ，即可确定原边第一补偿电容值C_f1、原边等效自容值C₁、副边第一补偿电容值C_f2、副边等效自容值C₂，其中C₁＝C_ex1+C_P，C₂＝C_ex2+C_S。原边第一补偿电感值L_f1、原边第二补偿电感值L₁、副边第一补偿电感值L_f2、副边第二补偿电感值L₂为根据ω₁的表达式：确定出系统实现恒流输出工作频率ω₁的大小。

由于V与V_CM的大小成反比，实验验证中取V＝V_CM，这样既避免V_CM过大造成电场辐射和空气击穿，又避免V过大而引起补偿电容击穿。

该方法以保证负载所需恒定电流为前提，以减小耦合极板电压应力、拓宽连续工作情况下负载范围、减小系统体积为设计目标，此时，输入阻抗Z_IN为纯阻性，

其中，实现电路近似零无功环流和开关器件的软开关。

图2(a)为图1所示的双边LCLC谐振网络的电场耦合式无线电能传输系统整流前后的电流波形，图2(b)为整流前后的电压波形，由于负载侧只有电容滤波，其整流前后的电压电流满足：

图3、图4验证上述参数设置方法及工作频率选取的正确性，即系统可以输出并灵活调节与负载无关的恒流值且同时实现系统近似ZPA和开关器件的软开关。耦合电容板互容C_M＝35pF，电容板原副边自容C_P＝C_S＝35pF，系统直流输入电压V_DC＝24V，开关频率为592kHz，设定输出电流I_O为2A，原边等效自容C₁＝425pF，副边等效自容C₂＝410pF，原边第二补偿电感L₁＝285.6μH，副边第二补偿电感L₂＝296μH。

图3和图4展示了负载电阻R_L分别为5Ω和10Ω时的驱动信号v_gate、桥臂电压v_AB、输入电流i_IN和输出电流I_O的波形。从图中可以看出，当负载电阻从5Ω变到10Ω时，输出电流I_O保持在2A，实现恒流；输入电流i_IN和桥臂电压v_AB同相，有效减少无功能量。

图5验证上述参数设置方法的正确性，即满载，系统可以实现耦合极板的电压得到降低，图5展示了负载电阻R_L为10Ω时的驱动信号v_gate、原边第二补偿电容C_ex1电压v₁和副边第二补偿电容C_ex2电压v₂的波形。从图中可以看出，v₁、v₂及v_CM的幅值相同且等于预设值，V_CM的值也实现了降低。

Claims (5)

1.双边LCLC型CPT系统工作频率点选择方法，所述双边LCLC型CPT系统包括：高频全桥逆变电路(1)，包含原边第一补偿电感、原边第二补偿电感和原边第一补偿电容、原边第二补偿电容的原边LCLC补偿网络(2)、包含两块发射极板和两块接收极板的耦合电容板(3)，包含副边第一补偿电感、副边第二补偿电感和副边第一补偿电容、副边第二补偿电容的副边LCLC补偿网络(4)，全桥整流滤波电路(5)，原边第一补偿电感的一端与高频全桥逆变电路(1)的一桥臂中点连接，原边第一补偿电感的另一端、原边第二补偿电感的一端均与原边第一补偿电容的一极相连接，原边第二补偿电感的另一端、原边第二补偿电容的一极均与耦合电容板(3)的一块发射极板相连接，原边第一补偿电容的另一极、原边第二补偿电容的另一极、耦合电容板(3)的另一块发射极板均与高频全桥逆变电路(1)的另一桥臂中点相连接，副边第二补偿电容的一极、副边第二补偿电感的一端均与耦合电容板(3)的一块接收极板相连接，副边第二补偿电感的另一端、副边第一补偿电感的一端均与副边第一补偿电容的一极相连接，副边第一补偿电感的另一端与全桥整流滤波电路(5)的一桥臂中点连接，副边第二补偿电容的另一极、副边第一补偿电容的另一极、耦合电容板(3)的另一块接收极板均与全桥整流滤波电路(5)的另一桥臂中点相连接，全桥整流滤波电路(5)向其输出端接有的负载供电，

其特征在于，在保证原边等效自容和原边第一补偿电容参数值之比与副边等效自容和副边第一补偿电容参数值之比相同的前提下，确定系统恒流输出的工作角频率点ω₁及输出电流I_O：

ω₀为根据谐振关系确定的恒流角频率，

C_f1、C_ex1为原边第一、第二补偿电容的电容值，C_f2、C_ex2为副边第一、第二补偿电容的电容值，C₁＝C_ex1+C_P，C₂＝C_ex2+C_S，C₁＝C₂>>C_M，C_M为耦合电容板等效互容，C_P、C_S分别为耦合电容板的原边等效自容和副边等效自容，L_f1、L₁为原边第一、第二补偿电感的电感值，L_f2、L₂为副边第一、第二补偿电感的电感值。

2.双边LCLC型CPT系统极板电压优化方法，其特征在于，当系统工作在权利要求1确定的系统恒流输出的工作角频率点时，根据CPT系统所需耦合极板电压应力的大小和原边第二补偿电容电压的取值范围及副边第二补偿电容电压的取值范围，提高原边第二补偿电容和副边第二补偿电容的电压以实现耦合极板电压应力的减小，

原边第二补偿电容的电压V₁为：副边第二补偿电容的电压V₂为：耦合极板电压应力V_CM为：其中，V_DC为系统直流输入电压，R_L为负载的阻值，变量Δ为：

3.根据权利要求2所述双边LCLC型CPT系统极板电压优化方法，其特征在于，当原边第二补偿电容和副边第二补偿电容的电压相等且均为V时，耦合极板电压应力V_CM的表达式简化为：

4.双边LCLC型CPT系统补偿参数的优化方法，其特征在于，根据给定的系统直流输入电压、确定的系统恒流输出的工作角频率点及输出电流、耦合电容板的等效互容值、耦合电容板的原副边等效自容值，在原边第二补偿电容和副边第二补偿电容所能承受电压应力范围的约束下确定耦合极板电压应力大小，联立权利要求3中输出电流的表达式、耦合极板电压应力的表达式、原边等效自容和原边第一补偿电容参数值之比与副边等效自容和副边第一补偿电容参数值之比相同的表达式，从联立后的表达式中推导出原边第一补偿电容的电容值、原边第二补偿电容的电容值、副边第一补偿电容的电容值、副边第二补偿电容的电容值，再由谐振关系确定原边第一补偿电感的电感值、原边第二补偿电感的电感值、副边第一补偿电感的电感值、副边第二补偿电感的电感值，

5.根据权利要求4所述双边LCLC型CPT系统补偿参数的优化方法，其特征在于，全桥整流滤波电路(5)的输出端并接有输出滤波电容时，输入阻抗Z_IN为纯阻性：其中，