CN106655528A - 基于双侧lc网络的ecpt系统及其参数设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于双侧LC网络的ECPT系统，在系统的发射端应用并联型LC网络，将全桥逆变电路的输出电压提升至耦合机构所需的高压值，在系统的接收端应用串联型LC网络，将输出阻值进行阻抗变换，达到在相同耦合机构激励电压条件下，系统的传输功率和效率更高，并在此基础上提出了该系统的参数设计方法；在相同的传输功率前提下，本发明与现有的高阶ECPT系统相比，系统的传输效率更高和参数敏感性更低。

Description

基于双侧LC网络的ECPT系统及其参数设计方法

技术领域

本发明涉及无线电能传输技术领域，具体涉及一种基于双侧LC网络的ECPT系统及其参数设计方法。

背景技术

无线电能传输(Wireless Power Transfer,WPT)技术借助磁场、电场、微波、声波等介质作为能量载体来传输电能，目前已经受到国内专家学者的广泛关注，并在电动车、家用电器、医疗器械、水下探测、智能家居等多个领域取得了诸多成果。

ECPT(Electric-field Coupled Power Transfer)，又称为CPT(CapacitivePower Transfer)、CCPT(Capacitively Coupled Power Transfer)系统是一种以金属极板作为耦合机构，高频电场为能量载体的无线电能传输方式。系统的耦合机构可以采用轻薄的铜箔或铝箔来构成，因此具有轻便、对周围导体不会产生涡流损耗、电磁兼容性较好等诸多优点，在电动车充/供电、便携式电子产品充电，LED照明等诸多领域有很好的应用前景。目前国内外的专家学者在ECPT系统的高频逆变器设计、耦合机构的补偿、输出稳压控制、谐振拓扑、能量与信号并行传输、传输间距扩增等方面已获得了众多的研究成果。在传输距离提升方面，现有的ECPT系统已经取得了较大的突破，然而大多数系统存在拓扑结构复杂以及传输特性对参数变化较敏感的问题。

发明内容

本申请通过提供一种基于双侧LC网络的ECPT系统及其参数设计方法，以解决现有技术中高阶ECPT系统中的多个谐振元件所造成的拓扑复杂以及参数敏感的技术问题，在相同输出功率条件下，所提供系统的传输效率比现有高阶系统更高。

为解决上述技术问题，本申请采用以下技术方案予以实现：

一种基于双侧LC网络的ECPT系统，包括直流电源、全桥逆变电路、并联型LC网络、由两对耦合极板构成的电场耦合结构、串联型LC网络、整流滤波电路以及负载，其中，所述直流电源连接所述全桥逆变电路，为所述全桥逆变电路提供直流电，所述并联型LC网络由谐振电感L₁与谐振电容C₁构成，所述谐振电感L₁的一端连接所述全桥逆变网络的第一输出端，所述谐振电感L₁的另一端通过所述谐振电容C₁连接所述全桥逆变网络的第二输出端，在所述谐振电容C₁的两端各自连接有一块发射极板，所述串联型LC网络由谐振电感L₂与谐振电容C₂构成，在所述谐振电容C₂的两端各自连接有一块接收极板，发射极板与接收极板一一对应耦合实现能量无线传输，所述谐振电容C₂的一端通过所述谐振电感L₂连接所述整流滤波电路的第一输入端，所述谐振电容C₂的另一端连接所述整流滤波电路的第二输入端，在所述整流滤波电路的两个输出端之间连接所述负载。

为了减小电感的电磁干扰、体积与重量，所述谐振电感L₁、谐振电感L₂均采用磁芯绕制。

一种基于双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法，包括如下步骤：

S1：按权利要求1所述的电路拓扑结构构建一种基于双侧LC网络的ECPT系统，设定负载阻值R_L、输出功率P_out、系统运行频率f以及耦合机构等效电容C_s；

S2：计算所述串联型LC网络的效率η₂；

S3：判断η₂是否大于设定的效率阈值，如果是，则进入步骤S5，否则，进入步骤S4，这里的效率阈值通常根据实际的工程经验来选取；

S4：在所述整流滤波电路后配置有源阻抗变换电路以调节等效输出负载R_e，随后跳转至步骤S2；

S5：计算阻值增益G_r；

S6：计算串联型LC网络的谐振电容C₂和谐振电感L₂；

S7：由所述全桥逆变电路中MOSFET管的极限漏源电压、谐振电感L₁的上限电感值及并联型LC网络输入电流的全谐波畸变率共同确定电压增益G_V，式中，m代表谐波的阶数，n取值大于7即可包括谐波中90％以上的能量；

S8：计算并联型LC网络的谐振电容C₁和谐振电感L₁；

S9：计算直流电压输入U_dc。

S10：确定最终系统参数。

进一步地，步骤S2中所述串联型LC网络的效率式中，P_in2为注入接收单元的输入功率，U_e为串联型LC网络的等效输出电压，P_loss2为电感的损耗功率，R_e为整流滤波电路与负载R_L的等效交流电阻，即等效输出负载，R_e＝8R_L/π²。

进一步地，步骤S5中串联型LC网络的阻值增益 式中，R_2p为R_p极小值对应的接收单元等效输入电阻的阻值，R_Cs为耦合机构的介质损耗等效电阻的阻值，γ为介质损耗正切值，ω为系统的工作角频率，ω＝2πf。

进一步地，步骤S6中串联型LC网络的谐振电容谐振电感

进一步地，步骤S8中并联型LC网络的谐振电容谐振电感式中，R_p为耦合机构与接收单元的串联等效电路的并联等效电路对应的接收单元等效输入电阻的阻值，R₂为耦合机构与接收单元的串联等效电路的接收单元的等效输入电阻的阻值。

进一步地，步骤S9中式中，U_d为耦合机构激励电压。

进一步地，步骤S4中在所述整流滤波电路后配置buck、boost或者buck-boost中的任一种有源阻抗变换电路以调节等效输出负载R_e。

与现有技术相比，本申请提供的技术方案，具有的技术效果或优点是：在保证传输距离、功率和效率的前提下，使得系统的复杂度和参数敏感性有效地降低。

附图说明

图1为双侧LC网络的ECPT系统拓扑结构；

图2为双侧LC网络的ECPT系统等效电路图；

图3(a)为耦合机构与接收单元的串联等效电路图；

图3(b)为耦合机构与接收单元的串联等效电路的并联等效电路图；

图4(a)为串联型LC网络的拓扑结构图一；

图4(b)为串联型LC网络的拓扑结构图二；

图5(a)为不同耦合机构等效电容和等效输出负载对应的串联型LC网络谐振电容C₂参数的分布规律图；

图5(b)为不同耦合机构等效电容和等效输出负载对应的串联型LC网络谐振电感L₂参数的分布规律图；

图5(c)为不同耦合机构等效电容和等效输出负载对应的串联型LC网络阻值增益G_r参数的分布规律图；

图5(d)为不同耦合机构等效电容和等效输出负载对应的串联型LC网络效率η₂参数的分布规律图；

图6(a)为串联型LC网络输入阻抗的敏感性图；

图6(b)为串联型LC网络输入相角的敏感性图；

图7(a)为并联型LC网络的拓扑结构图一；

图7(b)为并联型LC网络的拓扑结构图二；

图8为并联型LC网络的电压增益与电感损耗和效率η₁的关系图；

图9(a)为并联型LC网络的元件参数对输入阻抗的影响图；

图9(b)为并联型LC网络的元件参数对输入相角的影响图；

图9(c)为并联型LC网络的元件参数对电压增益的影响图；

图10为并联型LC网络的THD及谐振电感L₁与电压增益的关系图；

图11为本发明的参数设计方法流程图；

图12为本发明的谐振电容C₁端电压与输出电压的仿真波形图；

图13为基于双侧LC谐振网络的ECPT系统拓扑结构；

图14为基于双侧LC谐振网络的ECPT系统的仿真波形图；

图15(a)为本发明的逆变器输出电压和电流的实验波形图；

图15(b)为本发明的谐振电容C₁端电压与输出电压的实验波形图。

具体实施方式

本申请实施例通过提供一种基于双侧LC网络的ECPT系统及其参数设计方法，以解决现有技术中高阶ECPT系统中的多个谐振元件所造成的拓扑复杂以及参数敏感的技术问题。

为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式，对上述技术方案进行详细的说明。

一种基于双侧LC网络的ECPT系统，包括直流电源、全桥逆变电路、并联型LC网络、由两对耦合极板构成的电场耦合结构、串联型LC网络、整流滤波电路以及负载，其中，所述直流电源连接所述全桥逆变电路，为所述全桥逆变电路提供直流电，所述并联型LC网络由谐振电感L₁与谐振电容C₁构成，所述谐振电感L₁的一端连接所述全桥逆变网络的第一输出端，所述谐振电感L₁的另一端通过所述谐振电容C₁连接所述全桥逆变网络的第二输出端，在所述谐振电容C₁的两端各自连接有一块发射极板，所述串联型LC网络由谐振电感L₂与谐振电容C₂构成，在所述谐振电容C₂的两端各自连接有一块接收极板，发射极板与接收极板一一对应耦合实现能量无线传输，所述谐振电容C₂的一端通过所述谐振电感L₂连接所述整流滤波电路的第一输入端，所述谐振电容C₂的另一端连接所述整流滤波电路的第二输入端，在所述整流滤波电路的两个输出端之间连接所述负载。

为了减小电感的电磁干扰、体积与重量，所述谐振电感L₁、谐振电感L₂均采用磁芯绕制。

一种基于双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法，包括如下步骤：

S1：按权利要求1所述的电路拓扑结构构建一种基于双侧LC网络的ECPT系统，设定负载阻值R_L、输出功率P_out、系统运行频率f以及耦合机构等效电容C_s；

S2：计算所述串联型LC网络的效率式中，P_in2为注入接收单元的输入功率，U_e为串联型LC网络的等效输出电压，P_loss2为电感的损耗功率，R_e为整流滤波电路与负载R_L的等效交流电阻，即等效输出负载，R_e＝8R_L/π²；

S3：判断η₂是否大于设定的效率阈值，如果是，则进入步骤S5，否则，进入步骤S4；

S4：在所述整流滤波电路后配置有源阻抗变换电路以调节等效输出负载R_e，随后跳转至步骤S2；

S5：计算阻值增益式中，R_2p为R_p极小值对应的接收单元等效输入电阻的阻值，R_Cs为耦合机构的介质损耗等效电阻的阻值，γ为介质损耗正切值，ω为系统的工作角频率，ω＝2πf；

S6：计算串联型LC网络的谐振电容和谐振电感

S7：由所述全桥逆变电路中MOSFET管的极限漏源电压、谐振电感L₁的上限电感值及并联型LC网络输入电流的全谐波畸变率共同确定电压增益G_V，式中，m代表谐波的阶数，n取值大于7即可包括谐波中90％以上的能量；

S8：计算并联型LC网络的谐振电容谐振电感式中，R_p为耦合机构与接收单元的串联等效电路的并联等效电路对应的接收单元等效输入电阻的阻值，R₂为耦合机构与接收单元的串联等效电路的接收单元的等效输入电阻的阻值；

S9：计算直流电压输入式中，U_d为耦合机构激励电压；

S10：确定最终系统参数。

下面将对双侧LC网络的ECPT系统的拓扑结构及其参数设计方法进行详细阐述：

图1为基于双侧LC网络的ECPT系统的拓扑结构。C_s1和C_s2表示耦合机构的发射极板和接收极板所构成的一对集中电容。谐振电感L₁与谐振电感C₁构成并联型LC网络，谐振电感L₂与谐振电容C₂构成串联型LC网络。直流电源、全桥逆变电路与并联型LC网络组成系统的发射单元，而接收单元由串联型LC 网络、整流滤波电路以及负载组成。系统的工作原理为：直流电源经由高频逆变电路转变为交变电压，后通过并联型LC网络倍升至更高等级电压后提供给耦合机构，并联LC网络还兼具补偿耦合机构的作用。接收单元所拾取到的电压再经由串联型LC网络后整流滤波成负载所需的直流电压。串联LC网络的作用是将输出负载进行阻抗变换，达到在相同输出功率条件下耦合机构激励电压最低。

图2为基于双侧LC网络的ECPT系统基频下的等效电路图，其中C_s＝C_s1C_s2/(C_s1+C_s2)，U_in1为全桥逆变电路输出电压的基频分量，R_e为整流滤波电路与负载R_L的等效交流电阻，即等效输出电阻，且R_e＝8R_L/π²。全桥逆变电路采用恒定驱动频率进行控制。

图3(a)为耦合机构与接收单元的串联等效电路，U_d为耦合机构激励电压、R₂为接收单元的等效输入电阻的阻值，R_Cs为耦合机构的介质损耗等效阻值：

式(1)中γ为耦合机构等效电容的介质损耗正切值。

图3(a)的并联等效电路如图3(b)所示，这种形式可以简化电路的分析。两种电路形式之间的转换关系为：

式中，ω为系统的工作角频率，ω＝2πf，f为系统运行频率。

就现有的高阶ECPT系统来看，耦合机构等效电容大多数在(10pF，50pF)范围内，输出负载阻值在(10Ω，100Ω)范围内。通过分析式(3)发现，对于现有的高阶ECPT系统，R_p将达到若干兆欧，因此需要很高的激励电压U_d才能传输所需的功率。然而，受到绝缘材料和元件耐压等级的限制，U_d不能过高。此时就可以通过增加接收单元等效输入电阻阻值R₂来降低U_d。同时通过分析(3)式可以发现，R_p关于R₂存在极小值点，这就意味着，在相同输出功率条件下耦合机构的激励电压可以达到极小值

式中，P_in2为注入接收单元的输入功率，R_{p_min}为R_p的极小值，

对应的接收单元等效输入电阻R₂为

串联LC网络的作用就是将接收单元的等效输入阻值R₂转变为R_2p。

然而即便耦合机构的激励电压达到极小值，通常也在1kV左右。现有的MOSFET耐压值高于这个电压范围的型号较少而且价格昂贵，另外由其特性可知，MOSFET最好运行在低压大电流状态。为了解决耦合机构的高激励电压需求和逆变器开关管低电压运行需求两者之间的矛盾，在逆变器之后设置并联型LC网络来将其输出电压抬升至耦合机构所需的高压值，同时补偿耦合机构的等效容抗。

本发明的双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法原理如下：

根据元件的连接方式，LC网络可分为并联型和串联型两种形式。串联型LC网络可将输出阻值转变为高阻值；并联型LC网络可提供高电压输出给耦合机构。在现有的ECPT系统分析中，通常假设所有的半导体器件为理想器件，且忽略电容和电感的寄生参数，本发明也采用相同的近似方法。

1、串联型LC网络

如图4为串联型LC网络的两种拓扑。在阻抗倍升能力方面，两种拓扑具有相同的效果。由电容的高频特性可知，图4(b)不能抑制后级电路注入的高次谐波，因此本发明采用图4(a)的拓扑形式。图4(a)的输入阻抗为：

当网络的输入阻抗为纯阻性时，即电抗X₂＝0，元件参数满足：

则串联型LC网络的阻值增益为：

联立式(8)和(9)可获得串联型LC网络的谐振电感和谐振电容：

由前面对耦合机构特性的分析可知，接收单元的等效输入阻值等于R_2p时，相同的输出功率P_out下耦合机构的激励电压U_d最优。因此串联LC网络的阻值增益应选择为：

为了减小电感的电磁干扰、体积与重量，本实施例所用的电感均采用磁芯进行绕制。高频运行状态下，磁芯损耗将不可忽略。负载R_L直接影响到串联型LC网络的效率：过小的R_L将会造成绝大部分能量损失在电感上，而由式(10)可知R_e过大则会造成谐振电感L₂过大，因此除了考虑耦合机构的激励电压最优以外，还需要综合考虑电感的损耗和体积来设计串联型LC网络。电感的损耗功率与多个因素相关，如所用磁芯材料以及电感电流，因而难以推导出C₂和L₂的通用表达式。

以MICROMETALS公司的高频环形2型铁粉磁芯为例，由其所给出的技术资料可知，电感的损耗功率为：

式中，为磁芯体积，B为磁芯中的磁通量密度，

式中，A为磁芯的横截面积，为电感L₂的端电压，N为电感的匝数，且可表示为：

其中，A_L为磁芯的电感系数。相比于电感的内阻，银云母电容的内阻可以忽略，由此串联型LC网络的效率为：

分析P_out＝100W，R_L在常见范围(10Ω，100Ω)变化，而C_s分别取值15pF,25pF,30pF,35pF,40pF,50pF时，使得η₂＞90％的L₂和C₂的选值。依据式(13)(14)(15)(16)，所得的LC网络的电路参数的分布规律如图5。

可以看到，在相同R_e条件下如果C_s过小，则为了使得接收单元的等效输入阻抗等于R_2p，那么网络的运行效率将低于90％，如图5(b)(d)所示。这是因为越小的C_s将会引起越大的耦合机构介质损耗；相反若C_s增加，LC型网络的阻值增益G_r与谐振电感L₂相应减小，网络的传输效率增加，如图5(c)(d)。在相同的C_s条件下，越小的R_e则对应越小的电感值。

因此在串联型LC网络的实际设计中，首先根据输出负载阻值的大小来选择尽可能大耦合机构的等效电容C_s，进而由式(6)(12)计算出串联型LC网络的阻值增益G_r，最后根据(10)(11)得到L₂和C₂。以R_L＝40Ω为例，根据图5(d)可知，为了使得网络的效率η₂高于90％，C_s可设计为35pF，后根据(6)(12)计算阻值增益G_r，继而由(10)(11)可得到C₂＝0.577nF，L₂＝174.9μH。

对于指定的R_e，有可能不存在使得η₂＞90％的耦合机构的等效电容C_s，此时则需要对R_e进行阻抗变换。通过在整流滤波电路后配置buck、boost、buck-boost等有源阻抗变换电路能够以足够高的效率来实现等效输出阻抗的微调。至于采用其他磁芯材料和输出功率的情况，仅需修改(1)式中的介质损耗正切值以及(13)式中的相应系数，基于相同的求解方法即可设计串联LC网络。

LC网络对电路参数的鲁棒性是保证系统正常工作的重要条件。通过分析L₂和C₂分别在自身设定值的±1μH和±10pF的变化范围内，输入阻抗以及输入相角的变化情况来分析串联LC网络的参数敏感性。由图6可以看到，当L₂和C₂在指定的范围变化时，输入阻抗的变化范围在±5％以内，而输入相角则并未出现剧烈的跳变。图中圆点对应为设定的工作点。

全谐波畸变率THD(Total Harmonic Distortion)表征了电路对高次谐波的抑制能力。越小的THD表明高次谐波所携带的能量相对于基波所携带的能量越小。谐波作用下的整流桥前级电路的阻抗较为复杂，因而很难获得整流桥注入电流的THD₂的解析形式。采用MATLAB的FFT工具箱，从数值仿真的角度来分析其高次谐波抑制能力，可得到THD₂为0.6％左右。这说明了串联LC网络能够很好地抑制整流桥所产生的谐波。

2、并联型LC网络

如图7为并联型LC网络的两种拓扑。在输出电压增益方面，两种拓扑具有相同的效果。与串联型LC网络类似，图7(b)不能对前级电路的高次谐波进行抑制，因而本实施例主要讨论图7(a)的并联LC拓扑形式。

图7(a)的输入阻抗可表示为：

并联型LC网络的输出电压U_d和输入电压U_in1的增益可表示为：

式中，Q＝ωC₁R_p为并联型LC网络的品质因数，为了确保并联型LC网络的功率因数为1且具有电压倍升效果，令式(17)的虚部为零，并与式(18)联立可得：

并联型LC网络的等效输入阻抗要远远大于耦合机构的等效串联电阻，因此耦合机构的介质损耗可以忽略。并联型LC网络的效率可近似为：

P_in1为注入并联型LC网络的输入功率，结合式(16)可知由并联型LC网络和串联型LC网络组成的ECPT系统的整体效率为：

由式(13)(14)(15)(21)可得电压增益与电感损耗以及效率η₁的关系如图8。可见，若要所设计的并联型LC网络运行效率不低于80％，电压增益不可过高。

基于(18)(19)(20)分析并联型LC网络的输入阻抗Z_1in变化百分比、输入相角和电压增益G_v与谐振电感L₁和谐振电容C₁之间的关系，绘制出等高图9，图9中圆点对应为设定的工作点。可以看到，当谐振电感L₁和谐振电容C₁在指定的范围变化时，输入阻抗与输入相角不会出现大幅的跳变，而且电压增益的变化百分比在±1％左右。

根据THD的一般定义可获得并联型LC网络输入电流的THD₁的一般表达式为：

式中，m代表谐波的阶数，n取值大于7即可包括谐波中90％以上的能量。可以看到THD₁仅与网络的电压增益有关。对于采用前述方法而设计的任意一个并联型LC网络，当电压增益高于13时即可得到低于1％的THD₁，如图10中虚线所示。因此，只要保证足够高的电压增益，并联型LC网络中即可忽略高次谐波的作用，仅考虑逆变器的输出电流的基波。因而根据傅里叶变换原理可得所需的直流电压输入可近似为：

由式(20)得到电压增益G_v与谐振电感L₁的关系曲线如图10中实线所示。若要谐振电感L₁不至于过大，电压增益G_v则不可过低。由此可见，电压增益G_v的下限值需要由MOSFET管的极限漏源电压、谐振电感L₁的电感值以及THD₁三者共同决定；电压增益G_v的上限值则由运行效率η₁来决定。本实施例中以G_v＝30为例，根据式(23)可知对应网络输入电流的THD₁为0.4％，由式(19)(20)可计算出并联型LC网络的相应参数为C₁＝0.492nF，L₁＝198μH。

综上，基于双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法流程图，如图11所示，需要指出的是在实际系统的设计中，应采用尽可能大的等效耦合电容C_s，以获得较高的传输效率以及较低耦合机构激励电压。

下面将通过仿真与实验的方法进一步验证本发明的有效性。

系统的运行频率f一般根据实际工程经验来确定，负载阻值R_L、输出功率P_out和耦合机构等效电容C_s则根据实际系统的具体需求来决定。仿真和实验系统选取f＝500kHz，R_L＝40Ω，P_out＝100W，C_s＝35pF。系统主要参数设计如表1。

表1系统主要参数

采用表1中的参数并参照图2中的电路图，在MATLAB软件中搭建仿真模型，仿真结果如图12所示。需要指出的是，为了便于对比仿真与实验的结果，仿真参数选取为实验样机中元件的测量值。图12中和U_out分别为并联型LC网络中谐振电容C₁的端电压和整流桥输出电压。峰值为1.35kV，有效值是逆变器输出电压基波分量的29.37倍，与理论计算值30基本一致。

当系统中所有的电感相对设定值均减小0.5μH，电容均减小5pF时，系统的仿真波形如图12中的虚线波形。激励电压和输出电压的幅值基本不变如图12。

为了对比所提系统与现有高阶ECPT系统的参数敏感性，在工作频率、输出功率、负载阻值以及等效耦合电容均相同的情况下，根据文献Lu F,Zhang H,Hofmann H,et al.ADouble-Sided LCLC Compensated Capacitive Power Transfer System for ElectricVehicle Charging[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2015,30(11):6011-6014.所提出的双侧LC系统的参数设计方法和拓扑结构如图13，建立了该系统的仿真模型，其主要参数如表2。

表2基于双侧LC网络的ECPT系统的主要参数

图14为相应的仿真波形，其中U₀与分别为输出电压和耦合机构激励电压。可以看到，在相同输出下，双侧LCLC系统的耦合机构激励电压的峰值为2.34kV，为双侧LC系统的1.73倍；而当电路中的电感电容减小相同值时，耦合机构激励电压比原先值降低了将近18％，输出电压降低19％，如图中虚线所示。由此可见，相比于双侧LC系统，这种高阶ECPT系统对元件参数的变化更加敏感，而且需要更多的元件。

实验所用的耦合机构由四块尺寸相同的印制在PCB板上的20cm×10cm金属铜箔组成，其中两块发射电极印制在同一块PCB板上，而两块接收电极印制在另一块PCB板。发射和接收极板之间的间距为3mm。采用意法半导体公司的MOSFET管STP30NF20作为全桥逆变器的开关管。为了降低实验装置中的高频损耗，所用的电容均为CDE公司所产的银云母电容，电感磁芯为MICROMETALS的铁粉磁环，整流桥由MUR1520G超快恢复二极管构成。实验所用的电感L₁＝200.4μH要略大于计算值198μH，这是为了逆变器的后级电路呈现弱感性，从而使得全桥逆变器中的开关管工作在零电压切换状态。实验结果如图15所示，与仿真结果基本一致，而且由图15(a)可以看到逆变器输出电流要滞后于输出电压2°左右。这说明了开关管处于零电压导通状态。实验装置以76.6％的效率输出100W功率，要略大于理论计算值72％。主要原因是磁芯损耗功率的计算式(13)是通过数据拟合获得，与实际磁芯存在一定偏差。

本申请的上述实施例中，通过提供一种基于双侧LC网络的ECPT系统及其参数设计方法，在系统的发射端应用并联型LC网络，将全桥逆变电路的输出电压提升至耦合机构所需的高压值，在系统的接收端应用串联型LC网络，将输出阻值进行阻抗变换，达到在相同输出功率条件洗耦合机构激励电压最低，并在此基础上提出了该系统的参数设计方法；本发明在保证较远传输距离和较高传输效率的前提下，与现有的高阶ECPT系统相比，进一步降低了系统的复杂度和参数敏感性。

应当指出的是，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的普通技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改性、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种基于双侧LC网络的ECPT系统，其特征在于，包括直流电源、全桥逆变电路、并联型LC网络、由两对耦合极板构成的电场耦合结构、串联型LC网络、整流滤波电路以及负载，其中，所述直流电源连接所述全桥逆变电路，为所述全桥逆变电路提供直流电，所述并联型LC网络由谐振电感L₁与谐振电容C₁构成，所述谐振电感L₁的一端连接所述全桥逆变网络的第一输出端，所述谐振电感L₁的另一端通过所述谐振电容C₁连接所述全桥逆变网络的第二输出端，在所述谐振电容C₁的两端各自连接有一块发射极板，所述串联型LC网络由谐振电感L₂与谐振电容C₂构成，在所述谐振电容C₂的两端各自连接有一块接收极板，发射极板与接收极板一一对应耦合实现能量无线传输，所述谐振电容C₂的一端通过所述谐振电感L₂连接所述整流滤波电路的第一输入端，所述谐振电容C₂的另一端连接所述整流滤波电路的第二输入端，在所述整流滤波电路的两个输出端之间连接所述负载。

2.根据权利要求1所述的基于双侧LC网络的ECPT系统，其特征在于，所述谐振电感L₁、谐振电感L₂均采用磁芯绕制。

3.如权利要求1所述的基于双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

S1：按权利要求1所述的电路拓扑构建一种基于双侧LC网络的ECPT系统，设定负载阻值R_L、输出功率P_out、系统运行频率f以及耦合机构等效电容C_s；

S2：计算所述串联型LC网络的效率η₂；

S3：判断η₂是否大于设定的效率阈值，如果是，则进入步骤S5，否则，进入步骤S4；

S4：在所述整流滤波电路后配置有源阻抗变换电路以调节等效输出负载R_e，随后跳转至步骤S2；

S5：计算阻值增益G_r；

S6：计算串联型LC网络的谐振电容C₂和谐振电感L₂；

S7：由所述全桥逆变电路中MOSFET管的极限漏源电压、谐振电感L₁的上限电感值及并联型LC网络输入电流的全谐波畸变率共同确定电压增益G_V，式中，m代表谐波的阶数，n取值大于7即可包括谐波中90％以上的能量；

S8：计算并联型LC网络的谐振电容C₁和谐振电感L₁；

S9：计算直流电压输入U_dc；

S10：确定最终系统参数。

4.根据权利要求3所述的基于双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法，其特征在于，步骤S2中所述串联型LC网络的效率式中，P_in2为注入接收单元的输入功率，U_e为串联型LC网络的等效输出电压，P_loss2为电感的损耗功率，R_e为整流滤波电路与负载R_L的等效交流电阻，即等效输出负载，R_e＝8R_L/π²。

5.根据权利要求3所述的基于双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法，其特征在于，步骤S5中串联型LC网络的阻值增益式中，R_2p为R_p极小值对应的接收单元等效输入电阻的阻值，R_Cs为耦合机构的介质损耗等效电阻的阻值，γ为介质损耗正切值，ω为系统的工作角频率，ω＝2πf。

6.根据权利要求3所述的基于双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法，其特征在于，步骤S6中串联型LC网络的谐振电容谐振电感

7.根据权利要求3所述的基于双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法，其特征在于，步骤S8中并联型LC网络的谐振电容谐振电感式中，R_p为耦合机构与接收单元的串联等效电路的并联等效电路对应的接收单元等效输入电阻的阻值，R₂为耦合机构与接收单元的串联等效电路的接收单元的等效输入电阻的阻值。

8.根据权利要求3所述的基于双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法，其特征在于，步骤S9中式中，U_d为耦合机构激励电压。

9.根据权利要求3所述的基于双侧LC网络的ECPT系统的参数设计方法，其特征在于，步骤S4中在所述整流滤波电路后配置buck、boost或者buck-boost中的任一种有源阻抗变换电路以调节等效输出负载R_e。