CN109474305A - 一种5g多载波扩频水声通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种5G多载波扩频水声通信方法，属于水声通信领域，涉及广义频分复用(GFDM，Generalized Frequency Division Multiplexing)水声通信技术，扩频水声通信技术。本发明提出了一种适用于水声领域的GFDM扩频水声通信系统，实现了在带宽资源有限的水声信道中有效的信息传输。本发明的目的是针对信道带宽资源有限的水声通信领域，提供一种有效的信息传输方法，对水声技术的发展具有重要意义。

Description

一种5G多载波扩频水声通信方法

技术领域

本发明涉及一种5G多载波扩频水声通信方法，属于水声通信领域，涉及广义频分复用(GFDM，Generalized Frequency Division Multiplexing)水声通信技术，扩频水声通信技术。

背景技术

在无线电5G中，对通信系统的主要需求为网络容量高、成本低且具有高的数据传输速率，这种高数据传输速率不仅是无线电中的需求也是高速水声通信中的需求。其中5G中的关键技术包括实现大规模多输入多输出(MIMO，Multiple Input Multiple Output)系统、高级多址技术、全双工、新型多载波技术及自适应编码调制技术等几个方面。在这种用户需求急速增长，多种应用场景之间要求用户间的不严格同步以及对器件处理能力的提升需求，导致的传统移动通信技术中的正交多址技术，如频分多址(FDMA,FrequencyDivision Multiple Access)、时分多址(TDMA,Time Division Multiple Access)技术、码分多址(CDMA，Code Division Multiple Access)技术和正交频分多址技术(OFDMA，Orthogonal Frequency Division Multiple Access)等向新技术、新方向演化。在非正交传输技术中，非正交多址技术及多载波技术为目前发展的两种主要技术，其中非正交多址技术以图样分割技术(PDMA，Pattern Division Multiple Access)为代表，可分为功率域分割、广义域分割和编码域分割几种分割方式。

这些新兴多载波技术具有传统多载波技术的数据传输速率高的优势，又比传统多载波技术更为灵活有效。然而，GFDM基于滤波器组的结构使得其信道估计是难题，目前尚未有相关文献有效的解决这一问题，在水声通信中，水声信道对通信系统的影响不能被忽略，这一缺点是阻碍其应用到水声通信领域的关键问题。基于以上问题，本文提出了一种多载波扩频水声通信技术。利用扩频技术的优势，弥补信道多途时延等问题。

发明内容

本发明的目的是针对信道带宽资源有限的水声通信领域，提供一种高效水声通信方案。

本发明提出了一种适用于水声领域的GFDM扩频水声通信系统，实现了在带宽资源有限的水声信道中有效的信息传输。本发明的目的是针对信道带宽资源有限的水声通信领域，提供一种有效的信息传输方法，对水声技术的发展具有重要意义。

本发明的目的是这样实现的：包括如下步骤：

步骤一：在发射端，对源数据进行编码，对编码后的串行数据数据用扩频序列对其进行扩频操作；

步骤二：对扩频后的数据进行GFDM调制，之后对调制后的数据加循环前缀，得发射数据；

步骤三：调制后的信号经过水声信道后，在接收端，对数据进行同步、GFDM解调；

步骤四：对解调后的数据进行解扩，对所得信号在持续时间内做积分、判决，得到接收端估计出的数据。

优选地，本发明还包括选自如下1-4任一个或多个特征：

1.步骤一中扩频过程为：

发射数据用d(t)表示，则过程可表示为：

d(n)和扩频所用的伪随机序列c(n)的取值为1或-1，g(t)和p(t)分别是持续时间为T_b和T_c的单位幅度的矩形脉冲，N代表扩频序列的长度，一般情况下，T_b＝NT_c；扩频后的序列p(t)为：

p(t)＝d(t)c(t)

其中，表1给出了几种典型g(t)的滤波器频域响应：

表1几种典型滤波器频域响应

其中，α代表滚降因子

2.步骤二中调制过程表示为：

经过GFDM调制后的数据为y(t)，用g[·]表示GFDM调制过程，则：

y(t)＝g[p(t)]＝g[d(t)c(t)]

采用BPSK调制方式的GFDM的离散扩频信号可表示为：

其中，d_k[i]为第k个子载波上的数据，c_k[j]代表其对应所乘的扩频序列，N_c代表子载波个数，Δf′＝1/T_c是子载波间隔。

3.步骤三中对接收信号进行GFDM解调过程为：

在接收端，正确同步的前提下，对接收信号y’(t)进行GFDM解调，用g^-1[·]代表GFDM解调过程，则待解扩信号r(t)可表示为：

r(t)＝g^-1[y′(t)]。

4.步骤四中对接收信号解扩过程为：

利用本地产生的与发射端相同的扩频序列c_r(t)对r(t)解扩：

m(t)＝r(t)c_r(t)＝g^-1[y′(t)]c_r(t)

＝g^-1[g[d(t)c(t)]]c_r(t)＝d(t)c(t)c_r(t)

对信号所在持续时间内进行积分：

其中扩频序列c(t)的脉冲持续时间为T_b，即

因此，q(t)可表示为：

5.步骤四中误码率分析

GFDM每个子块中的子载波数目相同，因此具有相同的误码性能，以混沌扩频序列为例分析误码率性能，由于混沌序列具有很强的自相关性，不同混沌序列彼此相互独立，因此，不同混沌序列之间E[R_kR_l]＝0；同时，混沌序列虽然具有类噪声的特性，但与高斯白噪声也彼此独立，并且，混沌序列的均值为0，方差为1，

取接收端解调信号d_m,k，则与其对应的信息序列用表示，相应的混沌序列用

其中，n_i和n′_i为彼此相互独立的高斯白噪声，分别为接收信号d_m,k中第i个扩频后数据和扩频码处的噪声，用w₁和w₂表示这两个噪声的集合，是扩频序列的集合；

将第k个子载波，第m个子符号上的信息用表示，则均值和方差分别为：

由于噪声的均值为0，方差为1，故上式可简化为

同理方差为：

因为GFDM每个子块的结构相同，因此，可根据均值和方差得其误码率为：

其中，erfc是误差函数，γ为信噪比。

GFDM扩频通信系统是对N路并行的且已经完成扩频的信号进行GFDM调制，一般情况下，并行数据数目小于OFDM系统的子载波数目。GFDM-DS系统将多个经直接扩频后的数据进行并行传输，在水声通信中，扩频信号受带宽限制，当扩频码较长时，传输信号和接收端同步均需要耗费大量的时间。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：首次实现了GFDM扩频水声通信系统，并通过仿真和实验验证了该系统的性能，在实验中基于M＝2，K＝29调制器结构的5G多载波扩频水声通信系统实现了0.0119的误码率，基于M＝29，K＝2调制器结构的5G多载波扩频水声通信系统实现了无误码的信息传输，证明该GFDM扩频水声通信系统是一种全新可灵活利用传输信道带宽的高效水声通信系统。

附图说明

图1扩频系统抗干扰示意图；

图2多载波时域扩频示意图；

图3多载波频域扩频示意图；

图4(a)GFDM扩频水声系统发射端原理图，(b)GFDM扩频水声系统接收端原理图；

图5不同滤波器组不同调制矩阵的GFDM扩频水声通信系统误码率性能比较图；

图6实验信道冲击响应；

图7实验发射接收图片(a)发射图像(b)GFDM扩频水声通信系统接收图像(M＝2，K＝29)(c)GFDM扩频水声通信系统接收图像(M＝29，K＝2)。

具体实施方式

扩频通信技术在发射端，利用扩频序列对发射信号进行扩频处理，将信号所占的原始带宽扩展，在接收端采用相关检查法对传输信号进行解扩处理，将传输过程中的噪声信号扩展成了宽带信号，其抗多途干扰的原理过程如图1所示，可以通过窄带滤波方法对目标信号进行提取，由于干扰信号不具有相干性，因此，对有用信号造成的干扰很小，具有相对较高的信噪比，由于在接收端进行的相关检测，即便采用同类型的信号进行干扰，因为不能准确得到伪随机序列的码型，干扰也很难起到太大的作用，这样就有效的提高了系统的抗干扰性能，进而降低了系统的误码率。

时域扩频：多载波时域扩频发送框图如图2所示。在发送端将数据信号进行串并转换，之后利用时域分布的扩频码，对每一个数据符号分别进行扩频操作，最后再将每一个经过扩频后的数据用不同频率的子载波进行调制，最终实现了多载波时域扩频。从图中可以看出，每一个发射数据经过时域扩频后的所有码片都在一个子载波上进行传输，说明该系统对抗频率选择性衰落的能力较差，而每一个发射数据经过时域扩频后，码片长度与扩频码长度相同，因此对抗时间选择性衰落的能力较强。

多载波频域扩频示意图如图3所示，发射的数据符号分别利用频域上分布的扩频码进行扩频。经过扩频后，每一个数据符号均得到L个码片，将这L个码片分别调制在子载波数目与码片个数相同的子载波上。这种扩频方式下，在时域上，发射数据和OFDM符号的持续时间是相同的。本章针对多载波系统研究了基于多载波时域扩频通信系统。

GFDM-DS系统是对N路并行的且已经完成扩频的信号进行GFDM调制，一般情况下，并行数据数目小于OFDM系统的子载波数目。GFDM-DS系统将多个经直接扩频后的数据进行并行传输，在水声通信中，扩频信号受带宽限制，当扩频码较长时，传输信号和接收端同步均需要耗费大量的时间,GFDM-DS扩频系统接收端采用上文介绍的方法，如图4(b)所示。

图5给出了高斯白噪声和多途信道下RC和RRC滤波器组不同调制矩阵的BER性能，其中选择的两种调制矩阵分别为：子块数目M＝2，子载波数目K＝29；子块数目M＝29，子载波数目K＝2。从图中可以看出，子载波数目K＝2的情况，无论是高斯白噪声信道还是多途信道下，其误码率性能明显优于子载波数目K＝29的调制矩阵。

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述。

实验于2017年5月在消声水池进行，水池长25米，宽15米，高10米，水池周围布有消声尖劈。发射换能器的工作频带为3-8kHz，布放深度为3米，接收水听器采用标准水听器，布放深度为3米，发射换能器和接收水听器水平距离5米。实测信道冲击响应如图6所示，最大多途时延约为5.5ms，采样频率48kHz，以两种扩频系统中RC滤波器组合RRC滤波器组，滚降参数的情况为例进行实验结果的对比。采用RC滤波器和RRC滤波器组进行的GFDM-DS和GFDM-CSS扩频水声通信系统的发射和接收。

本发明包括如下步骤：

步骤一：在发射端，对二进制源数据进行编码，对编码后的串行数据数据用扩频序列对其进行扩频操作，

图4(a)为GFDM扩频系统扩频及解扩发射端和接收端原理图，用扩频序列对进行了并串转换后的数据进行时域扩频，之后按照GFDM调制方法进行GFDM调制，得到调制后的数据，加循环前缀，得发射数据。在接收端，首先对接收到的信号做同步，在保证同步正确的前提下，对同步后的信号进行解调、解扩，之后对所得信号在持续时间内做积分后判决，得到接收端估计出的数据，其中发射数据用d(t)表示，则扩频过程可表示为：

d(n)和扩频所用的伪随机序列c(n)的取值为1或-1，g(t)和p(t)分别是持续时间为T_b和T_c的单位幅度的矩形脉冲，N代表扩频序列的长度，一般情况下，T_b＝NT_c，扩频后的序列p(t)为：

p(t)＝d(t)c(t)。

步骤二：对扩频后的数据进行GFDM调制，之后对调制后的数据加循环前缀，得发射数据，其中调制过程可表示为：

经过GFDM调制后的数据为y(t)，用g[·]表示GFDM调制过程，则：

y(t)＝g[p(t)]＝g[d(t)c(t)]

采用BPSK调制方式的GFDM的离散扩频信号可表示为：

其中，d_k[i]为第k个子载波上的数据，c_k[j]代表其对应所乘的扩频序列，N_c代表子载波个数，Δf′＝1/T_c是子载波间隔。

步骤三：调制后的信号经过水声信道后，在接收端，对数据进行同步、GFDM解调；

在接收端，正确同步的前提下，对接收信号y’(t)进行GFDM解调，用g^-1[·]代表GFDM解调过程，则待解扩信号r(t)可表示为：

r(t)＝g^-1[y′(t)]

步骤四：对解调后的数据进行解扩，对所得信号在持续时间内做积分、判决，得到接收端估计出的数据，其中解扩过程为：

利用本地产生的与发射端相同的扩频序列c_r(t)对r(t)解扩：

m(t)＝r(t)c_r(t)＝g^-1[y′(t)]c_r(t)

＝g^-1[g[d(t)c(t)]]c_r(t)＝d(t)c(t)c_r(t)

对信号所在持续时间内进行积分：

其中扩频序列c(t)的脉冲持续时间为T_b，即

因此，q(t)可表示为：

图7(a)为实验发射图片，(b)为调制器结构M＝2，K＝29的接收图像，误码率为0.0119。(c)为调制器结构M＝29，K＝2的接收图像，误码率为0。

根据实验结果，在传输信号占用带宽相同，不同调制矩阵结构包含的子载波平分信道资源的情况下，随着子载波数目的增多，GFDM扩频系统性能有所下降，因为子载波数目多时，对于非正交多载波技术来说，各个子载波间主瓣重叠严重，进而导致了误码性能的下降。因此，一方面需要设计合理的子载波结构，避免载波间干扰，另一方面需要针对GFDM的调制器结构研究设计合理的信道估计方法，去除信道对系统的影响，提高GFDM扩频系统性能。

以上所述具体实例，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质上对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化，均落入本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种5G多载波扩频水声通信方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：

步骤一：在发射端，对源数据进行编码，对编码后的数据进行GFDM调制，代表GFDM调制后的信号；

步骤二：对GFDM调制后的信号添加循环前缀；

若T₀代表子符号周期，T_cp代表循环前缀长度，则一个GFDM的符号周期为：

T_GFDM＝T_cp+M·T₀

其较OFDM技术使用更少的循环前缀，因此，具有更高的频谱效率；

步骤三：调制后的信号经过水声信道后，在接收端，对数据进行同步、水声信道估计与均衡后，进行GFDM解调；

步骤四：对GFDM解调后的信号进行解映射和解码。

2.根据权利要求1所述的一种5G多载波扩频水声通信方法，其特征在于：步骤一中GFDM调制过程为：

经过调制后的数据向量可表示为其中，且d_k,m代表传输在第k个子载波和第m个子符号上的数据，该数据对应的冲击响应为：

其中，n代表采样点，从上式中可以看出，每一个g_k,m[n]都是原型滤波器经过不同时间和频率的变换获得的；

发射数据可表示为：

令等式(4)可写为

GFDM中调制矩阵A的维度为KM×KM(K个子载波，M个子符号)，可表示为：

是经过时域频域移位生成的，类比和是的循环移位。

3.根据权利要求1所述的一种5G多载波扩频水声通信方法，其特征在于：步骤一中GFDM调制矩阵A的维度中参数K的选取方法分为两大类，其中第一类为：

当信道条件良好时，根据水声信道可用带宽，首先设置参数K的值，依据子载波数目参数K将可用带宽资源平均分配、另从数据长度N及关系式K×M＝N，推算出子块数目参数M的值。

4.根据权利要求1所述的一种5G多载波扩频水声通信方法，其特征在于：步骤一中GFDM调制矩阵A的维度中参数K的选取方法分为两大类，其中第二类为：

当信道条件不好或想利用零散频谱信息时，依据信道带宽频率的限制范围，采用自适应方法灵活设置子载波数目参数K，依据数据长度N及关系式K×M＝N，推算出子块数目参数M的值。

5.根据权利要求1所述的一种5G多载波扩频水声通信方法，其特征在于：步骤三中GFDM解调后经水声信道传输过程为：

经过水声信道后，接收信号为：

其中，代表接收信号，代表发射信号，水声信道传输函数用H表示，假设考虑高斯白噪声存在的情况，高斯白噪声用表示；在接收端，时频同步后，去循环前缀；

经过信道估计和均衡后，接收信号为可表示为：

6.根据权利要求1所述的一种5G多载波扩频水声通信方法，其特征在于：步骤三中GFDM解调过程为：

解调所用的矩阵B的维数和调制矩阵A相同，当接收端采用不同的均衡方式时，矩阵B的形式不同，以匹配滤波、迫零均衡和最小均方误差准则这三种方式为例，在这几种均衡方式下矩阵B的形式分别用B_MF,B_ZF和B_MMSE来表示，可分别表示为：

B_MF＝A^H

B_ZF＝A^-1

其中，噪声和信号的方差分别为和最终解调后获得估计的发射数据