CN110995364A - 一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法 - Google Patents

一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法 Download PDF

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CN110995364A CN201911197782.1A CN201911197782A CN110995364A CN 110995364 A CN110995364 A CN 110995364A CN 201911197782 A CN201911197782 A CN 201911197782A CN 110995364 A CN110995364 A CN 110995364A
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Abstract

一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，涉及水声通信技术领域。本发明是为了解决目前结合直接序列扩频和双差分编码技术的通信系统的通信速率较低且应用范围小的问题。本发明采用M元扩频代替直接序列扩频算法，在误码率性能不受到影响的前提下，相较于直接序列扩频通信系统，可以实现成倍提升通信速率。将M元扩频技术和双差分编码技术结合，可以应用在移动水声通信中，由于系统中不包含任何信道估计或多普勒跟踪技术，对于移动水声通信环境中不可预测的干扰具有鲁棒性。本发明不仅适用于远程移动水声通信，对近距离条件下的水下载人和无人潜器之间的移动水声通信同样适用。

Description

一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法
技术领域
本发明属于水声通信技术领域，尤其涉及通信速率的提升技术。
背景技术
对于远程、低信噪比、含有多普勒效应的水声通信，水声信道的复杂性是显著的。为了处理水声通信中的低信噪比问题以实现可靠的水声通信，国内外学者已经进行了深入研究。直接序列扩频技术以其良好的抗多途、抗信道衰落和低信噪比性能被广泛运用到水声通信领域。然而受限于水声信道较窄的可用带宽，直扩技术的通信速率很低。为了提升通信速率以及获得更可靠的通信性能，人们开始使用M元扩频技术。与传统的直扩信号相比，M元扩频在相同的扩频增益下所需带宽更窄，更适合应用于水下声信道，它的带宽利用率更高。从信号的频谱角度来看，M元扩频信号的频谱更接近白噪声，信号的隐蔽性更好，截获概率更低。
同样，在研发过程中对水声通信中的多普勒补偿技术也进行了大量研究，提出了包括判决反馈均衡器在内的各种多普勒估计和补偿技术。然而，这些技术要么是以提高接收机硬件复杂度和硬件成本为代价，要么需要较高的信噪比条件。通过双差分编解码技术，可以在不使用多普勒估计和补偿技术的前提下彻底消除多普勒频偏和扩展对水声通信系统性能的影响。双差分编码技术是一项应用于低轨道卫星通信中的成熟技术，它对于无线电通信中大范围快速时变的多普勒具有良好的抑制作用，而且结构简单易于实现。
一种结合直接序列扩频和双差分编码技术的通信系统已经被应用于低信噪比条件下的水声远程移动通信系统中。通过远程水声通信实验已验证了系统的可靠性能。然而这种通信系统的通信速率较低且应用范围小。
发明内容
本发明是为了解决目前结合直接序列扩频和双差分编码技术的通信系统的通信速率较低且应用范围小的问题，现提供一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法。
一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，包括以下步骤：
步骤一：在通信系统发射端，将待发送的原始二进制数据以每(k+1)bit数据为一组进行分组，并对每组的第1bit数据进行相移键控调制，k为正整数；
步骤二：对步骤一中每组调制后的第1bit数据进行双差分编码，将所有编码结果构成信息序列；
步骤三：将每组剩余的k bit数据转换为相应的十进制数据，在M个伪随机序列中选择与每个十进制数据相应的扩频码、并利用每个扩频码对步骤二获得的信息序列进行扩频，获得扩频后的信号，其中M＝2k；
步骤四：对步骤三中获得扩频后的信号进行脉冲成型和载波调制，获得适合在水声信道中传播的发射信号，将该发射信号经水声信道发送至通信系统接收端；
步骤五：通信系统接收端对发射信号进行捕获、并对捕获信号依次进行下变频和低通滤波，获得接收信号；
步骤六：分别对接收信号的同相分量和正交分量分别进行M元相关运算，获得M个解扩支路信号的同向分量和正交分量；
步骤七：分别计算每个解扩支路信号的同向分量和正交分量的平方和，在所有平方和中、利用最大相关判决准则选取最大的平方和作为解扩支路信号的能量；
步骤八：将解扩支路信号的能量划分为多个矩阵块，通过滑动搜索处理方法消除各个矩阵块中的多普勒积累效应，然后对每个矩阵块中的最大值进行双差分解码，获得复数数据，
步骤九：对所有复数数据进行相移键控调制，获得多个第1bit数据；
步骤十：提取每个矩阵块中的最大值所在行数作为位置信息，将该位置信息进行十进制到二进制的转换，获得多个k bit数据；
步骤十一：按照步骤一的分组规则将多个第1bit数据与多个k bit数据重新组合排序，获得原始二进制数据。
步骤三中，设M元扩频系统中的M个伪随机序列分别为：c0(t)，c1(t)，...，cM-1(t)，则M元扩频矩阵A表达为：
A＝[c0(t)，c1(t)，...，cM-1(t)]
根据下式利用十进制数据p[n]在A中选择相应的扩频序列作为扩频码cp[n](t)：
cp[n](t)＝AKp[n]α
其中，0≤p[n]≤M-1，
Figure BDA0002295098290000021
IM-1为(M-1)行(M-1)列的单位矩阵，
当p[n]＝0时，选取c0(t)作为扩频码，K0＝E，E表示单位矩阵，
当0<p[n]≤M-1时，选取cp[n](t)作为扩频码，获得扩频后的信号x(t)：
Figure BDA0002295098290000031
其中，Ts为符号间隔。
步骤四中，利用下式对扩频后的信号x(t)进行脉冲成型，获得基带发射信号s(t)：
Figure BDA0002295098290000032
其中，
Figure BDA0002295098290000033
为脉冲成型函数，Tc为码原间隔，Ts为符号间隔，β为滚降系数。
利用下式对基带发射信号s(t)进行载波调制，获得发射信号
Figure BDA0002295098290000034
Figure BDA0002295098290000035
其中，fc为载波频率、j为虚数单位。
步骤八中，通过下式对第m个矩阵块中的最大值y[m]进行双差分解码，获得复数数据z(m)：
Figure BDA0002295098290000036
其中，y*[m]表示y[m]的共轭。
本发明涉及双差分直接序列扩频(Direct sequence spread spectrum，DSSS)移动水声通信系统中通信速率的提升问题。本发明使用M元扩频技术替代直接序列扩频技术，与一般的直扩信号相比，M元扩频信号的系统带宽仅为具有相同处理增益的传统直扩系统的1/log2M，占用带宽小，更适用于水声信道环境，即：频谱利用率更高。从信号的频谱上看，M元扩频信号的频谱更接近白噪声，信号的隐蔽能力强。M元扩频使用的M个伪随机码与kbit(单位：比特)信息的对应关系总共有M！种，从中破译出信息比特是很困难的，即M元扩频比直扩具有更强的抗截获性和信息保密性。M元扩频还可以在码片速率不变的条件下实现可变速率或可变增益的扩频，有利于提高系统的抗干扰能力和支持综合业务的传输。并与双差分编码技术结合，双差分M元扩频通信方法能够在保证系统通信可靠性(误码率性能)的前提下实现通信速率的提升；并且，在提升系统通信速率的同时，解决水声通信中低信噪比和多普勒效应的问题。本发明不仅适用于远程移动水声通信，对近距离条件下的水下载人和无人潜器之间的移动水声通信同样有所帮助。
附图说明
图1是双差分M元扩频通信系统发射端的原理框图；
图2是双差分编码流程图；
图3是双差分M元扩频通信系统接收端的原理框图；
图4是双差分解码流程图；
图5是双差分直扩方法(DD-DSSS)和两种扩频增益的双差分M元扩频方法(DD-MSS)在高斯信道下的误码率比较图；
图6是双差分直扩方法和两种扩频增益的双差分M元扩频方法在多径信道下的误码率比较图；
图7是外场实验接收端基带信号相关输出结果图。
具体实施方式
具体实施方式一：参照图1至4具体说明本实施方式，本实施方式所述的一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，包括以下步骤：
步骤一：在通信系统发射端，将待发送的原始二进制数据a[n]以每(k+1)bit数据为一组进行分组，并对每组的第1bit数据a0[n]进行相移键控调制(BPSK)，k为正整数。
步骤二：对步骤一中每组BPSK调制后的a0[n]进行双差分编码，将所有编码结果构成信息序列b[n]；
其中，信息序列b[n]的表达式如下：
b[n]＝b[n-1]z[n]
其中，z[n]＝z[n-1]a0[n]，n＝0,1,2,...，
当n＝0时，b[-1]＝1，z[-1]＝1。
步骤三：将每组剩余的k bit数据(a1[n],a1[n],...,ak[n])转换为相应的十进制数据p[n]，0≤p[n]≤M-1，在M元扩频系统中的M个伪随机序列中选择与每个十进制数据相应的扩频码、并利用每个扩频码对步骤二获得的信息序列进行扩频，获得扩频后的信号，其中，M＝2k；
具体的，设M元扩频系统中的M个伪随机序列分别为：c0(t)，c1(t)，...，cM-1(t)，则M元扩频矩阵A的表达为：
A＝[c0(t)，c1(t)，...，cM-1(t)]
定义一个通过十进制数据p[n]选择指定扩频序列的矩阵K：
Figure BDA0002295098290000051
其中，IM-1为(M-1)行(M-1)列的单位矩阵，
则有，利用十进制数据p[n]在A中选择相应的扩频序列作为扩频码cp[n](t)：
cp[n](t)＝AKp[n]α
其中，
Figure BDA0002295098290000052
为M×1的单位向量，
当p[n]＝0时，选取c0(t)作为扩频码，K0＝E，E表示单位矩阵，
当0<p[n]≤M-1时，选取cp[n](t)作为扩频码，获得扩频后的信号x(t)：
Figure BDA0002295098290000053
其中，Ts为符号间隔。
步骤四：对步骤三中获得扩频后的信号进行脉冲成型和载波调制，获得适合在水声信道中传播的发射信号，将该发射信号经水声信道发送至通信系统接收端；
具体的，利用下式对扩频后的信号x(t)进行脉冲成型，获得基带发射信号s(t)：
Figure BDA0002295098290000054
其中，
Figure BDA0002295098290000055
为脉冲成型函数，Tc为码原间隔，Ts为符号间隔，β为滚降系数；
利用下式对基带发射信号s(t)进行载波调制，获得发射信号
Figure BDA0002295098290000056
Figure BDA0002295098290000061
其中，fc为载波频率、j为虚数单位。
步骤五：发射端发射的信号经过水声信道，受到各种可能造成信号畸变的因素影响，通信系统接收端对发射信号进行捕获，不活的信号中包括噪声、多途效应以及多普勒效应，对捕获信号依次进行下变频和低通滤波，获得接收信号r(t)；
接收信号r(t)的表达式为：
Figure BDA0002295098290000062
Δi为第i条路径的多普勒频移率，i＝1,2,…,N，n(t)为与发射信号独立的加性高斯白噪
声，hi为第i条路径分量信号的传播损失，τi为第i条路径到达信号的延时，δ(t)为单位冲激函数，N为路径总数，
在慢衰落信道条件下，各路多普勒频移率均近似等于Δ，对接收信号的幅度进行归一化处理，即：hi＝1，则r(t)能够简化为：
r(t)＝si[(1+Δ)t]+n(t)
其中，si(t)表示第i条路径的发射信号。
步骤六：分别对接收信号的同相分量rc(t)和正交分量rs(t)分别进行M元相关运算，获得M个解扩支路信号的同向分量和M个解扩支路信号的正交分量；
具体的，所述接收信号的同相分量rc(t)和正交分量rs(t)分别表达如下：
rc(t)＝si[(1+Δ)t]cosθ+nc(t)
rs(t)＝si[(1+Δ)t]sinθ+ns(t)
ns(t)和nc(t)分别为正交分量和同相分量的独立零均值高斯随机变量，θ为发射端载波相位。
步骤七：所有接收端的相关器进行相关运算输出的信号属于一个2M维实线性空间V，向量R0,...,Rj,...,RM-1∈V(j＝0,1,...,M-1)，分别表示为：
Figure BDA0002295098290000071
Figure BDA0002295098290000072
…
Figure BDA0002295098290000073
V中向量Rj的欧氏长度显示了接收信号r(t)与本地扩频序列集中的第j个元素sj(t)的相关程度，而解扩支路信号的同向分量和正交分量的平方和就是Rj的欧氏长度，即：解扩支路信号的能量；
解扩支路信号能量的计算可以推广为向量范数的计算，最大相关判决准则可表示为max(||R0||,||R1||,...,||Rj||,...,||RM-1||)，向量Rj的2范数，即为：
Figure BDA0002295098290000074
2范数的平方就是通常意义下的第j个信号能量Ej为：
Figure BDA0002295098290000075
所以，基于以上原理，分别计算每个解扩支路信号的同向分量和正交分量的平方和，在所有平方和中、利用最大相关判决准则选取最大的平方和作为解扩支路信号的能量；
第j个解扩支路信号的同向分量Rcj(t)和正交分量Rsj(t)分别表达如下：
Rcj(t)＝<rc(t),sj(t)>
Rsj(t)＝<rs(t),sj(t)>
最大相关判决准则的表达式为：
Figure BDA0002295098290000076
其中，
Figure BDA0002295098290000077
为最大解扩支路信号的能量，0≤t≤Ts，Ts为符号间隔。
步骤八：将解扩支路信号的能量以M行G列的形式划分为多个矩阵块，通过滑动搜索处理方法消除各个矩阵块中的多普勒积累效应，然后对每个矩阵块中的最大值y[m]进行双差分解码，获得复数数据：
Figure BDA0002295098290000078
其中，y*[m]表示y[m]的共轭。
步骤九：对所有复数数据进行相移键控调制，获得多个第1bit数据
Figure BDA0002295098290000081
所述
Figure BDA0002295098290000082
为接收端解调得到的以每(k+1)bit数据为一组，每组中的第1bit数据。
步骤十：提取每个矩阵块中的最大值所在行数作为位置信息，将该位置信息进行十进制到二进制的转换，获得多个k bit数据，所述多个k bit数据为接收端解调得到的以每(k+1)bit数据为一组，每组中除第1bit数据以外的k bit数据。
步骤十一：按照步骤一的分组规则将多个第1bit数据与多个k bit数据重新组合排序，获得原始二进制数据。
本实施方式所述的通信方法，在系统的发射端采用M元扩频代替直接序列扩频算法。M元扩频比直接序列扩频技术具有更强的抗截获性和信息保密性。因此系统在误码率性能不受到影响的前提下，相较于直接序列扩频通信系统，可以实现成倍提升通信速率。M元扩频还可以在码片速率不变的条件下实现可变速率或可变增益的扩频，有利于提高系统的抗干扰能力和支持综合业务的传输。将M元扩频技术和双差分编码技术结合，可以应用在移动水声通信中，由于系统中不包含任何信道估计或多普勒跟踪技术，对于移动水声通信环境中不可预测的干扰具有鲁棒性。同时，本实施方式能够成倍削减原方案数据计算量，成倍提高通信系统接收端数据处理速度。仿真和外场实验验证了该算法的有效性。
相对于双差分直扩水声通信方法，本实施方式采用的双差分M元扩频通信方法，将发射端需要进行双差分编码、扩频和载波调制等一系列步骤的数据长度缩短到了原来的1/(1+log2M)，这样的结果会使得整个系统获得如下几个方面的收益：
(1)、由于通信系统接收端包括同步、解扩、解调等存在大量相关运算，双差分M元扩频通信方案会在很大程度上成倍减小信号处理的运算量，减小接收处理的时间开销，使程序运行速度成倍提升，通信实时性更强；
(2)、由于信号时域长度减小，信号被非通信用户检测到的概率也更低；
(3)、双差分M元扩频通信方案的扩频信号频谱更接近白噪声，更难被破译，信息的隐蔽性和保密性更强。
如图5、6、7所示，为了验证本实施方式的可行性，本发明通过仿真和外场实验进行了验证，仿真中在高斯信道条件和水池多径信道条件下，双差分M元扩频通信方法在通信速率等于和大于双差分直扩通信方法的情况下，误码率均低于双差分直扩通信方法。外场实验结果也表明双差分M元扩频通信系统在移动水声通信时的误码率较低。

Claims (8)

1.一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤一：在通信系统发射端，将待发送的原始二进制数据以每k+1bit数据为一组进行分组，并对每组的第1bit数据进行相移键控调制，k为正整数；
步骤二：对步骤一中每组调制后的第1bit数据进行双差分编码，将所有编码结果构成信息序列；
步骤三：将每组剩余的k bit数据转换为相应的十进制数据，在M个伪随机序列中选择与每个十进制数据相应的扩频码、并利用每个扩频码对步骤二获得的信息序列进行扩频，获得扩频后的信号，其中M＝2k；
步骤四：对步骤三中获得扩频后的信号进行脉冲成型和载波调制，获得适合在水声信道中传播的发射信号，将该发射信号经水声信道发送至通信系统接收端；
步骤五：通信系统接收端对发射信号进行捕获、并对捕获信号依次进行下变频和低通滤波，获得接收信号；
步骤六：分别对接收信号的同相分量和正交分量分别进行M元相关运算，获得M个解扩支路信号的同向分量和正交分量；
步骤七：分别计算每个解扩支路信号的同向分量和正交分量的平方和，在所有平方和中、利用最大相关判决准则选取最大的平方和作为解扩支路信号的能量；
步骤八：将解扩支路信号的能量划分为多个矩阵块，通过滑动搜索处理方法消除各个矩阵块中的多普勒积累效应，然后对每个矩阵块中的最大值进行双差分解码，获得复数数据，
步骤九：对所有复数数据进行相移键控调制，获得多个第1bit数据；
步骤十：提取每个矩阵块中的最大值所在行数作为位置信息，将该位置信息进行十进制到二进制的转换，获得多个k bit数据；
步骤十一：按照步骤一的分组规则将多个第1bit数据与多个k bit数据重新组合排序，获得原始二进制数据。
2.根据权利要求1所述的一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，其特征在于，步骤二中的信息序列b[n]的表达式如下：
b[n]＝b[n-1]z[n]
其中，z[n]＝z[n-1]a0[n]，n＝0,1,2,...，
当n＝0时，b[-1]＝1，z[-1]＝1，
a0[n]为步骤一每组的第1bit数据。
3.根据权利要求2所述的一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，其特征在于，步骤三中，设M元扩频系统中的M个伪随机序列分别为：c0(t)，c1(t)，...，cM-1(t)，则M元扩频矩阵A表达为：
A＝[c0(t)，c1(t)，...，cM-1(t)]
根据下式利用十进制数据p[n]在A中选择相应的扩频序列作为扩频码cp[n](t)：
cp[n](t)＝AKp[n]α
其中，0≤p[n]≤M-1，
Figure FDA0002295098280000021
IM-1为(M-1)行(M-1)列的单位矩阵，
当p[n]＝0时，选取c0(t)作为扩频码，K0＝E，E表示单位矩阵，
当0<p[n]≤M-1时，选取cp[n](t)作为扩频码，获得扩频后的信号x(t)：
Figure FDA0002295098280000022
其中，Ts为符号间隔。
4.根据权利要求1所述的一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，其特征在于，步骤四中，利用下式对扩频后的信号x(t)进行脉冲成型，获得基带发射信号s(t)：
Figure FDA0002295098280000023
其中，
Figure FDA0002295098280000024
为脉冲成型函数，Tc为码原间隔，Ts为符号间隔，β为滚降系数。
5.根据权利要求4所述的一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，其特征在于，步骤四中，利用下式对基带发射信号s(t)进行载波调制，获得发射信号
Figure FDA0002295098280000025
Figure FDA0002295098280000031
其中，fc为载波频率、j为虚数单位。
6.根据权利要求1所述的一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，其特征在于，步骤五获得的接收信号r(t)的表达式为：
Figure FDA0002295098280000032
Δi为第i条路径的多普勒频移率，i＝1,2,…,N，n(t)为与发射信号独立的加性高斯白噪
声，hi为第i条路径分量信号的传播损失，τi为第i条路径到达信号的延时，δ(t)为单位冲激函数，N为路径总数，
各路多普勒频移率均近似等于Δ，对接收信号的幅度进行归一化处理，则r(t)能够简化为：
r(t)＝si[(1+Δ)t]+n(t)
其中，si(t)表示第i条路径的发射信号。
7.根据权利要求1所述的一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，其特征在于，步骤六中，所述接收信号的同相分量rc(t)和正交分量rs(t)分别表达如下：
rc(t)＝si[(1+Δ)t]cosθ+nc(t)
rs(t)＝si[(1+Δ)t]sinθ+ns(t)
ns(t)和nc(t)分别为正交分量和同相分量的独立零均值高斯随机变量，θ为发射端载波相位，
第j个解扩支路信号的同向分量Rcj(t)和正交分量Rsj(t)分别表达如下：
Rcj(t)＝<rc(t),sj(t)>
Rsj(t)＝<rs(t),sj(t)>
其中，j＝0,1,...,M-1，sj(t)为本地扩频序列集中的第j个元素，0≤t≤Ts，Ts为符号间隔。
8.根据权利要求1所述的一种提升双差分扩频水声通信系统通信速率的通信方法，其特征在于，步骤八中，通过下式对第m个矩阵块中的最大值y[m]进行双差分解码，获得复数数据z(m)：
Figure FDA0002295098280000041
其中，y*[m]表示y[m]的共轭。
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