CN115426233A - 一种叠加导频的m元多相序列扩频水声通信方法 - Google Patents

一种叠加导频的m元多相序列扩频水声通信方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115426233A
CN115426233A CN202210975102.XA CN202210975102A CN115426233A CN 115426233 A CN115426233 A CN 115426233A CN 202210975102 A CN202210975102 A CN 202210975102A CN 115426233 A CN115426233 A CN 115426233A
Authority
CN
China
Prior art keywords
sequence
signal
spread spectrum
spreading
data block
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210975102.XA
Other languages
English (en)
Inventor
何成兵
田欣园
张群飞
史文涛
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Northwestern Polytechnical University
Original Assignee
Northwestern Polytechnical University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Northwestern Polytechnical University filed Critical Northwestern Polytechnical University
Priority to CN202210975102.XA priority Critical patent/CN115426233A/zh
Publication of CN115426233A publication Critical patent/CN115426233A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B13/00—Transmission systems characterised by the medium used for transmission, not provided for in groups H04B3/00 - H04B11/00
    • H04B13/02—Transmission systems in which the medium consists of the earth or a large mass of water thereon, e.g. earth telegraphy
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/26524—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation
    • H04L27/26526—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation with inverse FFT [IFFT] or inverse DFT [IDFT] demodulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] receiver or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

发明提出一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，首先运用具有理想脉冲自相关特性的多相PeCan序列作为扩频码序列，由于序列的产生具有随机性以及不可预测性，可以有效提高系统的抗干扰能力；其次在发射端，将用作导频信号的PeCan序列，与作为数据的PeCan序列相叠加，可以有效节省带宽；并构造循环前缀单载波块结构，避免多径衰落信道引起的符号间干扰(ISI)；同时使用最大比合并(Maximal RatioCombining,MRC)频域均衡器进行接收端信道均衡，可以有效对抗信道衰落；最后在接收端解扩解码时，只使用FFT/IFFT操作，可以有效降低计算复杂度。

Description

一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法
技术领域
本发明属于水声通信领域，具体来说，涉及多相扩频码序列、叠加导频进行信道估计、最大比合并频域均衡的一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法。
背景技术
随着海洋开发和国防建设的发展，利用水声通信技术传递信息的需求大大增加。水声信道是一种带宽有限信道，由于传播损耗的影响，发射信号在高频段的衰减非常大，在低频段容易受到环境噪声和发射换能器的影响而不能被使用；而且水声信道有复杂的多径结构、受多普勒频移严重影响，这些特点使得可靠的水声通信成为研究难点。
扩频通信是一种信息处理传输技术，在发送端采用伪随机码(即PN码)作为扩频码，将待传输的数据信息的频谱扩展调制到一个比信息带宽宽得多的频带上，接收端采用与发射端相同的扩频码对接收信号进行解扩解调。扩频通信通过扩频码实现频谱扩展，普通的二元伪随机序列在扩频序列周期选取上受到一定的限制，序列个数也不多，这些缺点导致二元伪随机序列不能满足实际要求。
一般的扩频技术其伪随机码速率很高，射频带宽非常宽，在频带受限的情况下，如水声通信中难以满足系统要求，这时就可以采用M元扩频技术。M元扩频通信因其具有抗多径干扰以及隐蔽性等优点，在水声通信中得到广泛使用。然而，常规的M元扩频技术，接收端需要M个相关器，当M较大时，接收端的计算量较大，不易处理。
发明内容
为了克服现有技术的问题，本发明提出一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，运用具有优秀相关特性的多相PeCan序列作为扩频码序列，该序列的复杂度高、易于生成，可以提高频带利用率，满足工程上的需求；本发明中，在发射端将作为导频信号与数据符号相叠加，比起传统的内插导频方法，可以有效的节省系统带宽；在M元扩频的基础上，本发明采用循环移位技术(CSK)，此时在接收端只需与扩频码数目相同的相关器进行相关操作，利用序列的相关性进行通信，只使用FFT/IFFT操作，降低了系统的复杂度。
本发明的技术方案为：
一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，包括以下步骤：
步骤1：将经串并转换后的待通信数据信息比特平均分给N个单载波数据块，每个单载波块所含的信息量为(J-1)×(log2(M1)+log2(M2)+log2(M3))；其中(J-1)是每个单载波数据块并行发射的扩频序列个数，M1为M元扩频的调制阶数，M2为循环移位的调制阶数，M3为相位调制的阶数；其中第k个单载波数据块uk表示为：
uk＝[uk,1,uk,2,…,uk,J-1],uk,j∈uk,j＝1,2,…,J-1
uk,j为第k个单载波数据块并行发射的第j个扩频序列；
步骤2：对于每个单载波数据块，从长度为L，数目为Nc的PeCan扩频序列集合P中随机选取其中一个扩频序列Pn∈P,n＝0,1,…,Nc-1作为导频信号，再剩余的Nc-1个扩频序列随机选择(J-1)个扩频序列，其中
Figure BDA0003798000540000021
步骤3：对步骤2得到的(J-1)个扩频序列中的每个扩频序列进行循环移位和相位调制，并叠加形成数据块，其中第k个单载波块对应的数据块Fk为
Figure BDA0003798000540000022
步骤4：将步骤2选择的导频信号Pn，与步骤3生成的数据块Fk进行叠加，在叠加处的信号为：
sk＝Pn+Fk；
步骤5：将步骤4得到的叠加处的信号sk尾部长为Lcp的部分复制到信号前部，得到第k个数据块的发送信号
Figure BDA0003798000540000023
其中Lcp为设定的循环前缀长度；
步骤6：对于每个数据块，均重复步骤2到步骤5，得到系统的发射端信号s：
Figure BDA0003798000540000024
对发射端信号s进行并串转换后，通过水声信道，传输到接收端，在接收端进行串并转换，得到N个接收单载波数据块，与步骤1中的N个单载波数据块一一对应；对于每个接收单载波数据块，将信号去除循环前缀后得到时域接收信号y，并采用基于叠加导频的系统频域传输模型表示为：
Yk＝HkSk+W
其中，Yk、Hk、Sk分别为第k个接收单载波数据块对应的时域接收信号y、时域信道响应h、时域发射信号s分别作L点FFT得到的相应频域值，W为信道的加性高斯白噪声的频域形式；
步骤7：将步骤6得到的信号Yk和导频信号Pn作相关处理，并通过IFFT得到
Figure BDA0003798000540000031
Figure BDA0003798000540000032
其中
Figure BDA0003798000540000033
表示相关估计得到的第k个接收单载波数据块的时域信道响应；FFT*是傅里叶变换FFT的复共轭；
步骤8：对步骤7得到的时域信道响应
Figure BDA0003798000540000034
进行信道均衡，使用最大比合并MRC频域均衡器，得到频域接收信号Yk经过均衡处理后得到的频域信号为zk＝CkYk；Ck为第k个接收单载波数据块的MRC均衡器矩阵；
步骤9：对步骤8得到的频域信号zk进行解扩和解调，利用相关FFT处理得到扩频码的索引位置
Figure BDA0003798000540000035
以及循环移位位置
Figure BDA0003798000540000036
利用循环移位位置
Figure BDA0003798000540000037
对第k个接收单载波数据块进行相位解调；
步骤10：对于N个接收单载波数据块均重复步骤7到步骤9，从而完成接收端的解调过程，对解调后的数据进行并串转换输出。
进一步的，步骤2具体过程为：
从Nc个PeCan扩频序列中随机选取其中一个扩频序列Pn∈P,n＝0,1,…,Nc-1作为导频信号，剩余的Nc-1个扩频序列分成(J-1)个子集，每个子集包含M1个PeCan扩频序列；再从每个子集中随机选择一个PeCan扩频序列，共得到(J-1)个扩频序列。
进一步的，步骤3具体过程为：
对于PeCan扩频序列Pj，将待通信数据信息比特中的b2＝log2(M2)个信息比特映射到Pj上，得到序列
Figure BDA0003798000540000041
该序列
Figure BDA0003798000540000042
表示扩频序列Pj以b2为移位距离向右循环移位所得到的序列：
Figure BDA0003798000540000043
再将待通信数据信息比特中的b3＝log2(M3)个PSK调制符号映射到序列
Figure BDA0003798000540000044
上，得到序列
Figure BDA0003798000540000045
将步骤2得到的(J-1)个扩频序列对应的序列
Figure BDA0003798000540000046
相叠加形成第k个单载波块对应的数据块Fk
Figure BDA0003798000540000047
进一步的，步骤7中时域信道估计的结果表示为：
Figure BDA0003798000540000048
其中，Γ是设定的阈值。
进一步的，均衡器的抽头系数表示为：
Figure BDA0003798000540000049
其中，Ct为第k个接收单载波数据块的MRC均衡器矩阵Ck中的第t个均衡器抽头系数。
进一步的，步骤9中，扩频码的索引位置
Figure BDA00037980005400000410
为：
Figure BDA00037980005400000411
Figure BDA00037980005400000412
为第k个接收单载波数据块对应的(J-1)个PeCan扩频序列中的第j个PeCan扩频序列。
进一步的，步骤9中，循环移位位置
Figure BDA0003798000540000051
为：
Figure BDA0003798000540000052
其中
Figure BDA0003798000540000053
表示根据扩频码的索引位置
Figure BDA0003798000540000054
从第k个接收单载波数据块对应的(J-1)个PeCan扩频序列中找到的PeCan扩频序列。
有益效果
本发明所提出的一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，使用多相序列(PeCan)扩频码序列集，由于序列产生方式具有随机性，且序列本身具有强自相关特性，可以有效增强系统的隐蔽性，提高系统的抗干扰能力。将数据符号与导频信号相叠加，避免导频符号单独占据带宽资源，从而节省带宽；循环前缀单载波块结构可以消除由于多径效应产生符号间干扰。使用最大比合并MRC频域均衡器，可以有效的对抗信道的衰落，并且比起最小均方误差MMSE均衡器在误比特率上有更好的表现形式。在系统接收端处，解扩解调时只采用了FFT/IFFT操作，能够明显地降低系统的计算量，具有很好的应用前景。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1：水声通信整体框架图。
图2：多相序列(PeCan)星座图。幅值为1，序列长度L＝1024，序列的长度等于序列对应的相位数，即有1024个相位数。
图3：在扩频码序列长度L＝1024的情况下，PeCan扩频码序列的时域自相关、时域互相关性以及频域自相关性曲线。(a)PeCan时域自相关性，(b)PeCan时域互相关性，(c)PeCan频域自相关性；从图中可以看出，时/频域自相关函数的主峰均很尖锐，具有强自相关性，使得信号易于检测；互相关函数几乎为0，可以提高系统抗干扰能力。
图4：循环前缀单载波块结构图。一帧数据信息中的循环前缀单载波块结构示意图。
图5：PeCan循环移位扩频解码图。
图6：在M1＝4，M3＝4下，并行发射的扩频码序列个数J＝2、3、4、5下的BER与信噪比(SNR)的关系曲线仿真结果。从中可以看出MRC均衡器的误码率性能好于MMSE均衡器，在使用MRC均衡时，J＝2、3、4、5分别在SNR＝-5、-2、0、3dB下达到10-4的误码率，随着J的增加，误码率性能越差，在实验中考虑使用J＝2、3。
图7：在J＝3，M1＝4下，多进制相位调制阶数M3＝2、4、8下的BER与信噪比(SNR)的关系曲线仿真结果。从中可以看出在误码率为10-4时，使用MRC均衡器比MMSE均衡器的性能提升了约0.8dB；以及M3的改变对系统误码率的影响很小，在实验中，考虑使用M3＝4，即QPSK调制。
图8：在J＝2，M3＝4下，扩频码索引调制阶数M1＝2、4、8下的BER与信噪比(SNR)的关系曲线仿真结果，从中可以看出在误码率为10-4时，使用MRC均衡器比MMSE均衡器的性能提升了约0.8dB；以及改变M1的数值对系统误码率的影响很小。在湖上实验考虑使用M1＝4、8。
图9：数据信息包结构图。
图10：发射信号时域波形图。
图11：醴泉湖多径信道结构图。
图12：信道的时变冲激响应图。
图13：醴泉湖所有通道部分接收信号波形图。
具体实施方式
本发明提出一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，首先运用具有理想脉冲自相关特性的多相PeCan序列作为扩频码序列，由于序列的产生具有随机性以及不可预测性，可以有效提高系统的抗干扰能力；其次在发射端，将用作导频信号的PeCan序列，与作为数据的PeCan序列相叠加，可以有效节省带宽；并构造循环前缀单载波块结构，避免多径衰落信道引起的符号间干扰(ISI)；同时使用最大比合并(Maximal Ratio Combining,MRC)频域均衡器进行接收端信道均衡，可以有效对抗信道衰落；最后在接收端解扩解码时，只使用FFT/IFFT操作，可以有效降低计算复杂度。
本发明的具体步骤为：
步骤1：将经串并转换后的待通信数据信息比特平均分给N个单载波数据块，每个单载波块所含的信息量为(J-1)×(log2(M1)+log2(M2)+log2(M3))；其中(J-1)是每个单载波数据块并行发射的扩频序列个数，M1为M元扩频的调制阶数，M2为循环移位的调制阶数，M3为相位调制的阶数；其中第k个单载波数据块uk表示为：
uk＝[uk,1,uk,2,…,uk,J-1],uk,j∈uk,j＝1,2,…,J-1
uk,j为第k个单载波数据块并行发射的第j个扩频序列；
步骤2：对于每个单载波数据块，从长度为L，数目为Nc的PeCan扩频序列集合P中随机选择(J-1)个扩频序列，其中
Figure BDA0003798000540000071
具体过程为：从Nc个PeCan扩频序列中随机选取其中一个扩频序列Pn∈P,n＝0,1,…,Nc-1作为导频信号，剩余的Nc-1个扩频序列分成(J-1)个子集，每个子集包含M1个PeCan扩频序列；再从每个子集中随机选择一个PeCan扩频序列，共得到(J-1)个扩频序列；
步骤3：对步骤2得到的(J-1)个扩频序列中的每个扩频序列进行循环移位和相位调制；
具体过程为，对于PeCan扩频序列Pj，将待通信数据信息比特中的b2＝log2(M2)个信息比特映射到Pj上，得到序列
Figure BDA0003798000540000072
该序列
Figure BDA0003798000540000073
表示扩频序列Pj以b2为移位距离向右循环移位所得到的序列：
Figure BDA0003798000540000074
再将待通信数据信息比特中的b3＝log2(M3)个PSK调制符号映射到序列
Figure BDA0003798000540000075
上，得到序列
Figure BDA0003798000540000076
将步骤2得到的(J-1)个扩频序列对应的序列
Figure BDA0003798000540000081
相叠加形成第k个单载波块对应的数据块Fk
Figure BDA0003798000540000082
步骤4：将步骤2选择的导频信号Pn，与步骤3生成的数据块Fk进行叠加，在叠加处的信号为：
sk＝Pn+Fk
步骤5：将步骤4得到的叠加处的信号sk尾部长为Lcp的部分复制到信号前部，得到第k个数据块的发送信号
Figure BDA0003798000540000083
其中Lcp为设定的循环前缀长度；
步骤6：对于每个数据块，均重复步骤2到步骤5，得到系统的发射端信号s：
Figure BDA0003798000540000084
对发射端信号s进行并串转换后，通过水声信道，传输到接收端，在接收端进行串并转换，得到N个接收单载波数据块，与步骤1中的N个单载波数据块一一对应；对于每个接收单载波数据块，将信号去除循环前缀后得到时域接收信号y，并采用基于叠加导频的系统频域传输模型表示为：
Yk＝HkSk+W
其中，Yk、Hk、Sk分别为第k个接收单载波数据块对应的时域接收信号y、时域信道响应h、时域发射信号s分别作L点FFT得到的相应频域值，W为信道的加性高斯白噪声的频域形式；
步骤7：将步骤6得到的信号Yk和导频信号Pn作相关处理，并通过IFFT得到
Figure BDA0003798000540000085
Figure BDA0003798000540000086
其中
Figure BDA0003798000540000087
表示相关估计得到的第k个接收单载波数据块的时域信道响应；FFT*是傅里叶变换FFT的复共轭；并由于水声信道具有稀疏性，时域信道估计的结果可以表示为：
Figure BDA0003798000540000091
其中，Γ是设定的阈值；
步骤8：对步骤7得到的时域信道响应
Figure BDA0003798000540000092
进行信道均衡，使用最大比合并MRC频域均衡器，均衡器的抽头系数表示为：
Figure BDA0003798000540000093
其中，Ct为第k个接收单载波数据块的MRC均衡器矩阵Ck中的第t个均衡器抽头系数；
将频域接收信号Yk经过均衡处理后得到的频域信号为zk＝CkYk；
步骤9：对步骤8得到的频域信号zk进行解扩和解调，利用相关FFT处理得到扩频码的索引位置以及循环移位位置：
其中扩频码的索引位置
Figure BDA0003798000540000094
为：
Figure BDA0003798000540000095
Figure BDA0003798000540000096
为第k个接收单载波数据块对应的(J-1)个PeCan扩频序列中的第j个PeCan扩频序列；
循环移位位置
Figure BDA0003798000540000097
为：
Figure BDA0003798000540000098
其中
Figure BDA0003798000540000099
表示根据扩频码的索引位置
Figure BDA00037980005400000910
从第k个接收单载波数据块对应的(J-1)个PeCan扩频序列中找到的PeCan扩频序列；
利用循环移位位置
Figure BDA00037980005400000911
对第k个接收单载波数据块进行相位解调；
步骤10：对于N个接收单载波数据块均重复步骤7到步骤9，从而完成接收端的解调过程，对解调后的数据进行并串转换输出。
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
步骤1：本发明的系统框图如图1所示。将经串并转换后的待通信数据信息比特平均分给N个单载波数据块，每个单载波块所含的信息量为(J-1)×(log2(M1)+log2(M2)+log2(M3))；其中(J-1)是每个单载波块并行发射的扩频序列个数，M1为M元扩频的调制阶数，M2为循环移位的调制阶数，M3为相位调制的阶数；其中第k个单载波块uk表示为：
uk＝[uk,1,uk,2,…,uk,J-1],uk,j∈uk,j＝1,2,…,J-1
uk,j为第k个单载波数据块并行发射的第j个扩频序列。
步骤2：对于每个单载波数据块，从长度为L，数目为Nc的PeCan扩频序列集合P中随机选择(J-1)个扩频序列，其中
Figure BDA0003798000540000101
PeCan多相序列的星座图如图2所示，PeCan扩频序列的相关性如图3所示。
具体过程为：从Nc个PeCan扩频序列中随机选取其中一个扩频序列Pn∈P,n＝0,1,…,Nc-1作为导频信号，剩余的Nc-1个扩频序列分成(J-1)个子集，每个子集包含M1个PeCan扩频序列；再从每个子集中随机选择一个PeCan扩频序列，共得到(J-1)个扩频序列。
步骤3：对步骤2得到的(J-1)个扩频序列中的每个扩频序列进行循环移位和相位调制；
具体过程为，对于PeCan扩频序列Pj，将待通信数据信息比特中的b2＝log2(M2)个信息比特映射到Pj上，得到序列
Figure BDA0003798000540000102
该序列
Figure BDA0003798000540000103
表示扩频序列Pj以b2为移位距离向右循环移位所得到的序列：
Figure BDA0003798000540000104
再将待通信数据信息比特中的b3＝log2(M3)个PSK调制符号映射到序列
Figure BDA0003798000540000105
上，得到序列
Figure BDA0003798000540000106
将步骤2得到的(J-1)个扩频序列对应的序列
Figure BDA0003798000540000111
相叠加形成第k个单载波块对应的数据块Fk
Figure BDA0003798000540000112
基于M元扩频的CSK相位调制的数据率Rb可以表示为：
Figure BDA0003798000540000113
步骤4：将步骤2选择的导频信号Pn，与步骤3生成的数据块Fk进行叠加，在叠加处的信号为：
sk＝Pn+Fk。
步骤5：将步骤4得到的叠加处的信号sk尾部长为Lcp的部分复制到信号前部，得到第k个数据块的发送信号
Figure BDA0003798000540000114
循环前缀单载波块结构示意图如图4所示，其中Lcp为设定的循环前缀长度。
步骤6：对于每个数据块，均重复步骤2到步骤5，得到系统的发射端信号s：
Figure BDA0003798000540000115
对发射端信号s进行并串转换后，通过水声信道，传输到接收端，在接收端进行串并转换，得到N个接收单载波数据块，与步骤1中的N个单载波数据块一一对应；对于每个接收单载波数据块，将信号去除循环前缀后得到时域接收信号y，并采用基于叠加导频的系统频域传输模型表示为：
Yk＝HkSk+W
其中，Yk、Hk、Sk分别为第k个接收单载波数据块对应的时域接收信号y、时域信道响应h、时域发射信号s分别作L点FFT得到的相应频域值，W为信道的加性高斯白噪声的频域形式。
步骤7：将步骤6得到的信号Yk和导频信号Pn作相关处理，并通过IFFT得到
Figure BDA0003798000540000116
Figure BDA0003798000540000121
其中
Figure BDA0003798000540000122
表示相关估计得到的第k个接收单载波数据块的时域信道响应；FFT*是傅里叶变换FFT的复共轭；并由于水声信道具有稀疏性，时域信道估计的结果可以表示为：
Figure BDA0003798000540000123
其中，Γ是设定的阈值。
步骤8：对步骤7得到的时域信道响应
Figure BDA0003798000540000124
进行信道均衡，使用最大比合并MRC频域均衡器，均衡器的抽头系数表示为：
Figure BDA0003798000540000125
其中，Ct为第k个接收单载波数据块的MRC均衡器矩阵Ck中的第t个均衡器抽头系数；
将频域接收信号Yk经过均衡处理后得到的频域信号为zk＝CkYk。
步骤9：对步骤8得到的频域信号zk进行解扩和解调，利用相关FFT处理得到扩频码的索引位置以及循环移位位置：
其中扩频码的索引位置
Figure BDA0003798000540000126
为：
Figure BDA0003798000540000127
Figure BDA0003798000540000128
为第k个接收单载波数据块对应的(J-1)个PeCan扩频序列中的第j个PeCan扩频序列；
循环移位位置
Figure BDA0003798000540000129
为：
Figure BDA00037980005400001210
其中
Figure BDA00037980005400001211
表示根据扩频码的索引位置
Figure BDA00037980005400001212
从第k个接收单载波数据块对应的(J-1)个PeCan扩频序列中找到的PeCan扩频序列。
在计算机仿真时，L＝1024，b2＝10bit，对PeCan序列进行循环相关得到循环移位扩频解码结果，解码结果如图5所示。从图中可以看出相关峰明显，从解码结果可知该序列循环移位57次，对应的信息为0000111001。
利用循环移位位置
Figure BDA0003798000540000131
对第k个接收单载波数据块进行相位解调；
对于N个接收单载波数据块均重复步骤7到步骤9，从而完成接收端的解调过程，对解调后的数据进行并串转换输出。
在计算机仿真中，对所提出的方案进行性能分析测试。将各种参数进行比较，误比特率BER与信噪比SNR的关系如图6、图7、图8，仿真参数如表1所示。
表1：计算机仿真系统参数
并行发射的扩频码个数J 2，3，4，5
M<sub>1</sub> 2，4，8
CSK调制阶数M<sub>2</sub> 1024
相位调制阶数M<sub>3</sub> 2，4，8
码片时长T<sub>c</sub> 0.21ms
循环前缀长度L<sub>cp</sub> 256
单载波块个数N 10
扩频序列长度L 1024
为了进一步验证所提方案的性能，在醴泉湖进行湖上实验，由编码效率为1/2的二进制分组码(5,7)编码器对信息比特进行卷积编码、随机交织后，经过一个滚降因子为0.25的平方根升余弦脉冲整形滤波器后，形成发射数据。
发射的数据信息包结构如图9所示，一个数据块包括一个500ms的同步信号，100ms的零填充信号，数据信号后跟一个100ms的线性调频信号，最后跟一个100ms的零填充周期。数据信息包由10个已编码的数据块组成。
在实验中，连续发送四种参数的信号，每个信号持续时间约70秒，发射信号时域波形图如图10所示。实验中发射信号的参数设置如表2所示。
表2：湖上实验系统参数
Figure BDA0003798000540000141
发射船与接收船相距约500m，发射换能器在大约8m的深度进行信号发射，接收端是一个线性八元阵，每个水听器相距0.5m，最底端的水听器放置深度大约在12m处，醴泉湖的水声信道多径结构较为复杂，如图11所示，信道冲激响应(CIR)接收信号部分通道示意图如图12所示，按照
Figure BDA0003798000540000142
其中，PS是信号的功率，PN是噪声的功率，估计出的信噪比SNR大约在12dB左右。实验数据处理的结果如表3所示。
表3：湖上实验数据处理结果
Figure BDA0003798000540000143
本发明使用多相序列(PeCan)扩频码序列集，可以有效增强系统的隐蔽性，提高系统的抗干扰能力。将数据符号与导频信号相叠加，避免导频符号单独占据带宽资源，从而节省带宽；循环前缀单载波块结构可以消除由于多径效应产生符号间干扰。使用最大比合并MRC频域均衡器，可以有效的对抗信道的衰落，并且比起最小均方误差MMSE均衡器在误比特率上有更好的表现形式。在系统接收端处，解扩解调时只采用了FFT/IFFT操作，能够明显地降低系统的计算量，具有很好的应用前景。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (7)

1.一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤1：将经串并转换后的待通信数据信息比特平均分给N个单载波数据块，每个单载波块所含的信息量为(J-1)×(log2(M1)+log2(M2)+log2(M3))；其中(J-1)是每个单载波数据块并行发射的扩频序列个数，M1为M元扩频的调制阶数，M2为循环移位的调制阶数，M3为相位调制的阶数；其中第k个单载波数据块uk表示为：
uk＝[uk,1,uk,2,…,uk,J-1],uk,j∈uk,j＝1,2,…,J-1
uk,j为第k个单载波数据块并行发射的第j个扩频序列；
步骤2：对于每个单载波数据块，从长度为L，数目为Nc的PeCan扩频序列集合P中随机选取其中一个扩频序列Pn∈P,n＝0,1,…,Nc-1作为导频信号，再剩余的Nc-1个扩频序列随机选择(J-1)个扩频序列，其中
Nc＝(J-1)×M1+1，
Figure FDA0003798000530000011
Pj＝{Pj(i)}|i＝0,1,…,L-1∈P；
步骤3：对步骤2得到的(J-1)个扩频序列中的每个扩频序列进行循环移位和相位调制，并叠加形成数据块，其中第k个单载波块对应的数据块Fk为
Figure FDA0003798000530000012
步骤4：将步骤2选择的导频信号Pn，与步骤3生成的数据块Fk进行叠加，在叠加处的信号为：
sk＝Pn+Fk；
步骤5：将步骤4得到的叠加处的信号sk尾部长为Lcp的部分复制到信号前部，得到第k个数据块的发送信号
Figure FDA0003798000530000013
其中Lcp为设定的循环前缀长度；
步骤6：对于每个数据块，均重复步骤2到步骤5，得到系统的发射端信号s：
Figure FDA0003798000530000014
对发射端信号s进行并串转换后，通过水声信道，传输到接收端，在接收端进行串并转换，得到N个接收单载波数据块，与步骤1中的N个单载波数据块一一对应；对于每个接收单载波数据块，将信号去除循环前缀后得到时域接收信号y，并采用基于叠加导频的系统频域传输模型表示为：
Yk＝HkSk+W
其中，Yk、Hk、Sk分别为第k个接收单载波数据块对应的时域接收信号y、时域信道响应h、时域发射信号s分别作L点FFT得到的相应频域值，W为信道的加性高斯白噪声的频域形式；
步骤7：将步骤6得到的信号Yk和导频信号Pn作相关处理，并通过IFFT得到
Figure FDA0003798000530000021
Figure FDA0003798000530000022
其中
Figure FDA0003798000530000023
表示相关估计得到的第k个接收单载波数据块的时域信道响应；FFT*是傅里叶变换FFT的复共轭；
步骤8：对步骤7得到的时域信道响应
Figure FDA0003798000530000024
进行信道均衡，使用最大比合并MRC频域均衡器，得到频域接收信号Yk经过均衡处理后得到的频域信号为zk＝CkYk；Ck为第k个接收单载波数据块的MRC均衡器矩阵；
步骤9：对步骤8得到的频域信号zk进行解扩和解调，利用相关FFT处理得到扩频码的索引位置
Figure FDA0003798000530000025
以及循环移位位置
Figure FDA0003798000530000026
利用循环移位位置
Figure FDA0003798000530000027
对第k个接收单载波数据块进行相位解调；
步骤10：对于N个接收单载波数据块均重复步骤7到步骤9，从而完成接收端的解调过程，对解调后的数据进行并串转换输出。
2.根据权利要求1所述一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，其特征在于：步骤2具体过程为：
从Nc个PeCan扩频序列中随机选取其中一个扩频序列Pn∈P,n＝0,1,…,Nc-1作为导频信号，剩余的Nc-1个扩频序列分成(J-1)个子集，每个子集包含M1个PeCan扩频序列；再从每个子集中随机选择一个PeCan扩频序列，共得到(J-1)个扩频序列。
3.根据权利要求1所述一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，其特征在于：步骤3具体过程为：
对于PeCan扩频序列Pj，将待通信数据信息比特中的b2＝log2(M2)个信息比特映射到Pj上，得到序列
Figure FDA0003798000530000031
该序列
Figure FDA0003798000530000032
表示扩频序列Pj以b2为移位距离向右循环移位所得到的序列：
Figure FDA0003798000530000033
再将待通信数据信息比特中的b3＝log2(M3)个PSK调制符号映射到序列
Figure FDA0003798000530000034
上，得到序列
Figure FDA0003798000530000035
将步骤2得到的(J-1)个扩频序列对应的序列
Figure FDA0003798000530000036
相叠加形成第k个单载波块对应的数据块Fk
Figure FDA0003798000530000037
4.根据权利要求1所述一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，其特征在于：步骤7中时域信道估计的结果表示为：
Figure FDA0003798000530000038
其中，Γ是设定的阈值。
5.根据权利要求1所述一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，其特征在于：步骤8中，均衡器的抽头系数表示为：
Figure FDA0003798000530000039
其中，Ct为第k个接收单载波数据块的MRC均衡器矩阵Ck中的第t个均衡器抽头系数。
6.根据权利要求1所述一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，其特征在于：步骤9中，扩频码的索引位置
Figure FDA00037980005300000310
为：
Figure FDA0003798000530000041
Figure FDA0003798000530000042
为第k个接收单载波数据块对应的(J-1)个PeCan扩频序列中的第j个PeCan扩频序列。
7.根据权利要求6所述一种叠加导频的M元多相序列扩频水声通信方法，其特征在于：步骤9中，循环移位位置
Figure FDA0003798000530000043
为：
Figure FDA0003798000530000044
其中
Figure FDA0003798000530000045
表示根据扩频码的索引位置
Figure FDA0003798000530000046
从第k个接收单载波数据块对应的(J-1)个PeCan扩频序列中找到的PeCan扩频序列。
CN202210975102.XA 2022-08-15 2022-08-15 一种叠加导频的m元多相序列扩频水声通信方法 Pending CN115426233A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210975102.XA CN115426233A (zh) 2022-08-15 2022-08-15 一种叠加导频的m元多相序列扩频水声通信方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210975102.XA CN115426233A (zh) 2022-08-15 2022-08-15 一种叠加导频的m元多相序列扩频水声通信方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115426233A true CN115426233A (zh) 2022-12-02

Family

ID=84198955

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210975102.XA Pending CN115426233A (zh) 2022-08-15 2022-08-15 一种叠加导频的m元多相序列扩频水声通信方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115426233A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116405055A (zh) * 2023-06-07 2023-07-07 中国人民解放军国防科技大学 一种扩频通信方法、系统及相关装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116405055A (zh) * 2023-06-07 2023-07-07 中国人民解放军国防科技大学 一种扩频通信方法、系统及相关装置
CN116405055B (zh) * 2023-06-07 2023-08-29 中国人民解放军国防科技大学 一种扩频通信方法、系统及相关装置

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112073352B (zh) 基于索引调制的单载波高速扩频水声通信方法
Leus et al. Multiband OFDM for covert acoustic communications
Amini et al. Filterbank multicarrier communications for underwater acoustic channels
CN109474305B (zh) 一种5g多载波扩频水声通信方法
CN109474304A (zh) 自适应多制式水声通信系统及方法
CN101567727A (zh) 一种差分循环移位扩频水声通信方法
Kumar et al. Recent trends in multicarrier underwater acoustic communications
CN112491756A (zh) 一种fbmc系统中联合信道均衡的rls信道估计方法
CN111431832A (zh) 一种基于多维ofdm的信号调制方法和系统及mimo通信系统
WO2020113463A1 (zh) 一种5g多载波扩频水声通信方法
He et al. Time-frequency domain turbo equalization for single-carrier underwater acoustic communications
CN111355677A (zh) 一种基于滤波器组的多载波水下高速通信系统
CN103441980A (zh) 基于频率反转镜技术的无边带信息浅海水声通信图样选择峰均比抑制算法
CN115426233A (zh) 一种叠加导频的m元多相序列扩频水声通信方法
Jing et al. A new IDMA system based on CSK modulation for multiuser underwater acoustic communications
CN101771644A (zh) 一种基于联合检测和软判决译码的信号接收方法
CN110808933A (zh) 基于小波包变换的索引调制水声多载波通信方法
CN111478720B (zh) 一种基于交叉子带划分的多带双曲调频扩频通信方法
CN106487738B (zh) 一种基于正交导频序列的水声ofdm通信系统选择性映射峰均比抑制算法
CN110324065B (zh) 一种基于循环移位键控扩频调制的多用户水声通信方法
CN1801792A (zh) 一种mimo－ofdm系统中的信道估计方法
CN104967581A (zh) 低能量弥散多径信道下单载波频域均衡的信道估计方法
CN112737984B (zh) 多载波非相干水声通信的频响估计及信号传输方法、系统
CN112822133B (zh) 一种多用户正交频分复用差分混沌键控通信方法
Barua et al. A labview-based implementation of real-time adaptive modulation for underwater acoustic OFDM communication

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination