CN111355677A

CN111355677A - 一种基于滤波器组的多载波水下高速通信系统

Info

Publication number: CN111355677A
Application number: CN201811562695.7A
Authority: CN
Inventors: 朱向东; 马跃宏; 王彪
Original assignee: Ocean Applied Acoustic Tech Co ltd
Current assignee: Ocean Applied Acoustic Tech Co ltd
Priority date: 2018-12-20
Filing date: 2018-12-20
Publication date: 2020-06-30

Abstract

本发明公开了一种基于滤波器组的多载波水下高速通信系统(Filter Bank Multi‑carrier，FBMC)；在发送端，先将发送信号Turbo编码和4QAM映射，再通过基于扩展高斯函数(EGF)的脉冲成型滤波器滤波成型，最后通过IFFT、串并转换、上采样等处理后进行信号发送；在接收端，接收信号通过被动时间反转镜技术(PTRM)的处理之后，经过下采样、并串转换、FFT、脉冲成型滤波后，再经过频域判决反馈均衡器(F‑DFE)的处理进而得到接收信号；通过仿真证明本发明所提方法的有效性，相比于一般的多载波系统，本发明方法可以在更低频谱资源下达到更高的传输速度，在接收端也能获得高质量的传输性能。

Description

一种基于滤波器组的多载波水下高速通信系统

技术领域

本发明属于水声通信领域，涉及一种在复杂水声环境中的信号传输的通信系统设计。涉及EGF脉冲成型滤波、被动时间反转(PTRM)等多种方法。

背景技术

如何实现水下高速通信一直是水声通信领域中需要优先解决的问题，随着人类的不断发展，海洋的重要性越来越凸显出来。声波是目前在海洋中唯一能够远距离传播的最有效的能量形式，因此水声在国家海洋发展战略中占有极其重要的地位，高速水声通信也就越来越受到人们的重视。高速水声通信在军事和民用两方面都有着良好的发展前景，在军事上，潜艇和潜艇、舰船之间的高速的、可靠的通信是至关重要的；在民用上，水声监测技术、水下设备的信息交换等用途的发展都使得高速水声通信技术有着重要的研究地位。但是，在频谱资源紧缺、水下环境复杂等因素的影响下，完成高质量、高速度的水声通信存在着一定的困难。

水下声信道是一个极其复杂的时间-空间-频率变化的信道，是至今难度最大的无线通信信道。与无线信道不同，水声信道的可用频段远远小于无线领域，存在着严重的多途效应、大衰落、强噪声以及相对运动导致的多普勒效应等干扰因素。对于浅水信道，多途效应的影响很大，它不同于深水区域，不存在汇聚效应，只能在水面和水底之间不停的反射、折射、散射。声波必然会沿着很多不同的路径传播，接收端所接收到的信号呈现频率选择性衰落、时间选择性衰落以及非平稳等特性，严重的码间串扰使得水下通信面临着巨大的挑战，高质量的水声高速通信的实现也存在着较大的困难。现阶段的水声OFDM通信，使用循环前缀很好的应对码间串扰，但是以降低传输速度为代价；因此，研究既具有高速度又有高质量的水声通信是必然的发展。

大量研究发现：水声信道具有长多径效应、强多普勒效应、强稀疏性等特点。针对水声信道的上述主要特点，在发送端采用更加合适的脉冲成型滤波器-扩展高斯函数(EGF)滤波器和偏移正交幅度调制(OQAM)可以最大程度的降低多普勒效应的影响，加快通信系统的传输速度；在接收端采用被动时间反转(PTRM)技术和频域判决反馈均衡(F-DFE)技术压缩信道长度，降低信道强稀疏性和长多径效应的影响，提高通信系统的通信质量，从而实现高速度、高质量的水声通信。

为此，本发明方法提出一种基于滤波器组的多载波水下高速通信系统来完成高速度、高质量的水声通信。

发明内容

本发明的目的在于构建一种基于滤波器组的多载波水声高速通信系统，本发明采用turbo编码方式对发送码元编码偏移正交幅度调制(OQAM)映射发送信号，并将映射后的信号通过扩展高斯函数(EGF)滤波器脉冲成型。在接收端，采用被动时间反转镜(PTRM)技术压缩接收信号所受到的多径信道影响，最后在FFT处理后采用频域判决反馈均衡器(F-DFE)进一步滤波并采用迭代译码的方式，从而在输出端获得无失真传输的信号码元。

为了达成上述目的，本发明所述的多载波通信系统包括主要流程如下：

流程1，将发送信号码元进行Turbo编码，再通过偏移正交幅度调制(OQAM)进行处理。

流程2，在映射后的信号中插入训练序列用于接收端的均衡，之后经过IFFT变换、扩展高斯函数(EGF)脉冲成型滤波器脉冲成型之后，最后对信号低通、带通滤波处理。

流程3，将经过一系列处理后的有用信号分为10帧来发送，用线性调频信号(LFM)作为每一帧发送信号的同步信号，在LFM信号之后插入探测信号，用于被动时间反转处理，最后为有用信号。同时，帧信号的每一部分信号之间都要插入保护间隔，避免信号之间的干扰。

流程4，将接收信号与同步信号卷积，确定每一帧信号的开始部分；然后提取每一帧信号中的探测信号，将探测信号用于被动时间反转处理。经过被动时间反转处理后的信号经过低通、带通滤波后再经过FFT变换、脉冲成型、串并转换后提取每个子载波上的有用信息。

流程5，将提取的有用频域信号经过频域判决反馈均衡器(F-DFE)处理，进一步降低码间干扰和环境噪声的影响；之后将信号按照OQAM逆映射得到接收码元，最后再进行迭代译码。

与现有的多载波通信系统相比，本发明具有以下优点：

1、在发送端采用扩展高斯函数(EGF)作为脉冲成型滤波函数，脉冲成型滤波器函数具有更好的TFL特性，相比于CP-OFDM通信系统的矩形脉冲滤波器有更低的带外辐射，实现更高的频带利用率；更低的带外辐射也能够最大程度地避免子载波间干扰(ICI)，一定程度上降低接收端恢复信号的难度；同时，EGF函数滤波器能够很好地对抗多普勒效应的影响，减少接收端频率补偿的难度。

2、在CP-OFDM通信系统中，需要加入循环前缀(CP)来对抗码间串扰(ISI)。一般来说，添加的CP长度要大于信道多径长度，才能达到良好的效果，在水下通信时，由于水声信道冗长的多途干扰，需要插入较长的CP来对抗ISI，换句话说，也就是降低了通信系统的有效传输速度。FBMC通信系统不需要插入CP，一定程度上提高了系统的有效传输速度。

与CP-OFDM相比，FBMC采用OQAM调制，在相同的时间内发送了两个实数符号，相当于一个复数符号。所以在不考虑CP的情况下，FBMC系统与传统的OFDM系统有着相同的频谱和功率效率。如果考虑CP带来的损失，FBMC系统则有着更高的频谱效率和有效发射功率。

附图说明

图1是基于滤波器组的多载波水声通信系统的流程图。

图2是α＝1时的EGF函数图。

图3是发送端信号的帧结构图。

图4是仿真水声信道冲激响应。

图5是仿真水声信道声速剖面图。

图6是不同迭代译码次数的接收端误码率图。

图7是在SNR＝10dB、niter＝5时的接收端星座图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行详细说明：

如图1所示，本发明所述的通信流程主要包括如下部分：

流程1的详细内容说明：

流程1，流程1，将发送信号码元经过Turbo编码后通过偏移正交幅度调制(OQAM)，Turbo编码参数为：生成矩阵G＝[111；101]；编码速率rate＝1/2。OQAM调制是将编码后的信号码元通过4QAM调制进行映射，分别映射到[0.707+0.707i；0.707-0.707i；-0.707+0.707i；-0.707-0.707i]四个复数点；然后再将映射后的信号实虚部分离并取实值进行后续处理。

流程2的详细内容说明：

流程2，在映射后的信号中插入训练序列用于接收端的均衡，之后经过IFFT变换、扩展高斯函数(EGF)脉冲成型滤波器脉冲成型之后，最后对信号低通、带通滤波处理。EGF函数是正交化后的高斯脉冲，既保证了正交性又满足良好时频特性。

EGF函数的公式为：

其中，v₀τ₀＝0.5，g_α为高斯函数，其系数

和

均为实数，可以由下式得到：

α为EGF扩展因子，该函数的时频特性可以通过调整自身的参数来改变。本发明方法根据水声信道的色散特点来设定参数为

α＝1，具体的EGF函数如图2所示。

流程3的详细内容说明：

流程3，将经过一系列处理后的有用信号分为10帧来发送，每一帧信号包括LFM(同步信号)、用于PTRM处理的探测信号、调制的有用信号，每一部分信号和帧与帧之间插入保护间隔，避免信号间的干扰，信号帧结构如图3所示。仿真所用信道为清江实测信道，声速剖面图如图5所示；归一化信道冲激响应如图4所示。

流程4的详细内容说明：

流程4，将接收到的每一帧信号与LFM信号卷积，确保每一帧信号的同步正确；然后提取帧信号中的探测信号进行PTRM处理。假设发射点声源为S点，S点发送探测信号P_rs(t)和信号码元S_rs(t)，在接收端R点，首先将接收端接收到的探测信号时间反转得到P_rs(-t)，然后将接收信号S_rs(t)与P_rs(-t)卷积。最后再将处理后的信号与探测信号P(t)卷积就可以获得发射端信号S(t)，具体流程和公式推导如下：

接收端探测信号：

接收端信号：

时间反转后的探测信号

预处理后的信号：

最后的输出信号：

经过被动时间反转处理后的信号经过低通、带通滤波后再经过FFT变换、脉冲成型、串并转换后提取每个子载波上的有用信息。

流程5的详细内容说明：

流程5，将提取的频域信号经过频域判决反馈均衡器(F-DFE)处理，进一步降低码间干扰和环境噪声的影响；之后将信号按照OQAM逆映射得到接收码元，最后再进行Log-Map迭代译码，迭代次数niter＝5。具体的频域判决反馈流程如下：

频域判决反馈均衡器(F-DFE)由前向滤波器w(n)、反馈滤波器b(n)、硬判决器组成。假设前馈滤波器长度为N_f，反馈滤波器长度为N_b，则前向滤波器系数向量为w(n)＝[w(0),w(1)...w(N_f-1)]^T，反馈滤波器系数向量为b(n)＝[b(0),b(1)...b(N_b-1)]^T，其中T为向量转置符号。接收信号序列为s(n)，前馈滤波器输出为y(n)＝s(n)×w(n)，反馈滤波器输出为r(n)＝y(n)×b(n)，判决模块输出为d(n)＝y(n)-r(n)。

RLS算法能够有效地跟踪时变信道深度衰落，同时能够降低信道环境噪声所带来的干扰，RLS算法的迭代流程如下：

更新抽头系数C(n)＝C(n-1)+K(n)[d(n)-X(n)^HC(n-1)].

更新增益系数K(n-1)＝P(n-1)X(n)[1+X(n)^HP(n-1)X(n)]^-1.

更新初始化矩阵P(n)＝[P(n-1)-K(n)X(n)^HP(n-1)]/λ.

下面对本发明进行仿真测试。仿真的参数为：

多载波通信系统发送端参数：信号基带带宽B＝6.4KHz，基带采样频率f₀＝12.8KHz，采样率f_s＝128KHz，子载波数目N＝512，发送端码元数M＝20480，理论传输速度v＝15.6kb/s。

为了让扩展高斯函数(EGF)滤波器具备良好的时频特性，设定参数

IFFT和FFT点数为1024点，上采样倍数为10倍，低通滤波器的阶数为200，归一化截止频率为0.12；带通滤波器的阶数为200，归一化带通频率为0.16-0.24。

LFM参数：调频带宽B＝8000Hz，脉宽T＝0.05s。

频域判决反馈均衡器参数：收敛方法采用递归最小二乘算法(RLS)，前馈滤波器长度LF＝5，遗忘因子λ＝0.998；反馈滤波器长度LB＝3，遗忘因子λ＝0.998；增益矩阵系数δ＝3。

仿真结果如下：接收端采用Log-Map译码算法迭代的处理方式。如图6所示，当迭代次数为1时，接收端的误码率在SNR＝25dB时仅有10e-2。误码性能有限；当迭代次数为2时，接收端误码率在SNR＝25dB时达到了10e-5，系统的误码性能有着较大的提升；随着迭代次数的增加，通信系统接收端分别在SNR＝14dB，SNR＝12dB，SNR＝10dB时完成了无误码传输；随着迭代次数的增加，系统的计算复杂度也同步增加，但是，接收端误码率没有明显提升。为了达到最高的通信效率，故采用niter＝5为最终的迭代次数。图7给出了在niter＝5的情况下，环境噪声SNR＝10dB时接收端信号的星座图，从图中可以看出，星座图中复数点较为准确的分布，结合Log-Map迭代译码算法能够实现信号的准确译码。

仿真结果表明：相比于传统多载波通信系统，基于滤波器组的多载波水下通信系统有着更加出色的抗多径干扰表现、更快的传输速度、更少的频谱资源占用，更加适合当今频谱资源紧缺、传输速度和质量高要求的局面。

本发明采用扩展高斯函数(EGF)滤波器对发送信号进行脉冲成型，从而提高系统的有效传输速度、提高对抗多普勒效应的能力。采用偏移正交幅度调制(OQAM)映射信号，达到信号实部正交的目的，让接收端可以无干扰的解出信号。在接收端，在时域采用被动时间反转镜(PTRM)对信道长度进行压缩，降低稀疏水声信道的多径干扰；在频域采用基于递归最小二乘(RLS)算法的判决反馈均衡器，进一步降低残余的码间干扰；最后采用Log-Map译码迭代算法提高接收端误码率。在本发明中，因为采用上述方法，可以在复杂的水下环境中，占有较少的频谱资源的情况下，完成高传输质量、高传输速度的水下通信。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims

1.一种基于滤波器组的多载波水下高速通信系统，系统流程包括如下关键部分：

1)本发明方法采用Turbo编码技术对发送端信号进行编码处理，Turbo编码参数如下所示：生成矩阵G＝[111；101]；编码速率rate＝1/2。

2)原型脉冲滤波器采用扩展高斯(EGF)函数，EGF滤波器是由高斯函数演变而来的一种新的函数，该函数在保留了高斯函数优点的同时克服了不能成为正交基的不足,EGF函数表示如下：

其中，

g_α为高斯函数，

和

均为实数。公式如下：

理论上，EGF滤波器是无数项之和，在实际应用上一般截取部分EGF函数使用，依旧能够使滤波器保持非常好的正交性和TFL特性,由式(1.1)可知，EGF滤波器的形状主要受到α、τ₀和v₀的影响,本发明所设置的EGF滤波器参数分别为α＝0.5，τ₀＝0.5和v₀＝1。

3)采用基于偏移正交幅度调制(OQAM)的方法,OQAM调制实际上是经过QAM调制后的数据在经过脉冲成型滤波器时，将调制后的数据实虚部分离并取实值与子载波调制，降低数据间的干扰,在水下FBMC通信系统中，接收端发送的信号是经过OQAM调制后的实值数据,假设发送端和接收端的基函数的实数域内积为：

其中，令t-nτ₀＝x+μ/2和t-n₀τ₀＝x+μ/2，则可得到：

其中A_g(τ,v)为滤波器函数g(t)的模糊函数，由于本发明采用EGF滤波器，为偶函数，故式(1.4)可以表示为

从上式可以看出，只要将数据实虚部分离并取实值，经过脉冲成型滤波器后与子载波调制，就可以满足正交性，可以在接收端完成无失真恢复。

4)本发明方法采用被动时间反转镜(Passive time reversal mirror，PTRM)技术对时域接收信号进行信道短化,相比于主动时间反转镜(Active time reversal mirror，ATRM)技术，PTRM技术对水下阵列的要求低，不需要换能器具备收发合置功能，更加简便且有效,具体原理如下：假设发射点声源为S点，S点发送探测信号P_rs(t)和信号码元S_rs(t)，经过信道冲激响应为h(t)的水声信道后，在接收端R点，接收的探测信号P_rs(t)和信号S_rs(t)分别为：

式中，n(t)为环境噪声,然后将接收到的探测信号时间反转得到时间反转信号P_rs(-t)，然后将接收信号S_rs(t)与P_rs(-t)卷积得到r'(t)为：

最后再将处理后的信号与探测信号P(t)卷积就可以获得处理后的信号r(t)为

r(t)中主要包含发送端信号S(t)和n_t1(t)，其中n_t1(t)为信道噪声的综合表示，其中包含探测信号、发送信号等信息。从PTRM流程中看出，PTRM技术有效地压缩了信道长度，最大限度地降低了水声信道稀疏性和长时延影响。

5)本发明采用基于递归最小二乘法(RLS)的频域判决反馈均衡器(F-DFE)对频域信号进行均衡,频域判决反馈均衡器(F-DFE)由前向滤波器w(n)、反馈滤波器b(n)、硬判决器组成；假设前馈滤波器长度为N_f，反馈滤波器长度为N_b，则前向滤波器系数向量为w(n)＝[w(0),w(1)...w(N_f-1)]^T，反馈滤波器系数向量为b(n)＝[b(0),b(1)...b(N_b-1)]^T，其中T为向量转置符号。接收信号序列为s(n)，前馈滤波器输出为y(n)＝s(n)×w(n)，反馈滤波器输出为r(n)＝y(n)×b(n)，判决模块输出为d(n)＝y(n)-r(n)；

1、更新抽头系数C(n)＝C(n-1)+K(n)[d(n)-X(n)^HC(n-1)]. (2.6)

2、更新增益系数K(n-1)＝P(n-1)X(n)[1+X(n)^HP(n-1)X(n)]^-1. (2.7)

3、更新初始化矩阵P(n)＝[P(n-1)-K(n)X(n)^HP(n-1)]/λ. (2.8)。