CN109379050B - 低噪声放大器电路 - Google Patents

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Abstract

用于将单端输入信号转换为差分输出信号的放大器（300）。该放大器（300）包括第一晶体管（301）、第二晶体管（302）、第三晶体管（303）和第四晶体管（304）。以共源极或共发射极模式配置的第一晶体管（301）接收单端输入信号并且生成差分输出信号的第一部分。以共源极或共发射极模式配置的第二晶体管（302）生成差分输出信号的第二部分。第三和第四晶体管（303，304）电容性交叉耦合。放大器（300）还包括电感退化，使得第一晶体管（301）的源极或发射极连接至第一电感器（321）并且第二晶体管（302）的源极或发射极连接至第二电感器（322）。

Description

低噪声放大器电路
技术领域
本文中的实施例涉及放大器。特别地，实施例涉及无线通信设备中用于将单端输入信号转换为差分输出信号的低噪声放大器。
背景技术
在无线通信设备(例如现代蜂窝电话)中采用的收发器通常高度地集成有被集成在射频集成电路(RFIC)上的大部分收发器功能，该收发器通常包括发射器和接收器。高度集成的RFIC减小了电话的印刷电路板(PCB)面积、复杂性和功耗，同时降低了部件的成本。另外，在高端移动电话和膝上型电脑中使用的蜂窝接收器需要在多个频带操作，并且蜂窝接收器必须支持若干无线标准，诸如全球移动通信系统(GSM)、宽带码分多址(WCDMA)和长期演进(LTE)等。
由于每个接收频带通常需要在天线与RFIC之间的其自身的预选择滤波器，所以RFIC的接收器输入的数目基本上由需要支持的频带的数目确定。实际上，现有技术的RFIC具有10到30个接收器输入。另外，由于差分信号处理被认为对共模扰动和干扰更加不敏感并且具有鲁棒性，所以通常针对接收器RFIC采用差分输入。自然，RFIC接收器的对应的第一级——通常为低噪声放大器(LNA)——也被实现为差分输入、差分输出放大器。不幸的是，由于每个差分LNA需要两个输入封装引脚，所以在假定需要支持大量频带时，接收器输入所消耗的RFIC封装引脚的数目将显著增加。例如，在20个差分接收器输入的情况下，在RFIC中一共需要40个用于接收器输入的封装引脚。另外，在RFIC与包含预选择滤波器等的前端模块(FEM)之间的PCB上路由20个差分射频(RF)迹线变得非常有挑战性。出于这一原因，非常有益的是，LNA具有单端输入以降低接收器所需要的RFIC封装引脚的数目。另外，这简化了FEM与RFIC之间的PCB路由，并且还降低了对应路由所需要的PCB面积和足迹。另一方面，由于电气性能原因，非常有益的是，实现下变频混频器，其在接收器下游在LNA之后作为双平衡电路，因此LNA需要具有差分输出。因此，需要单端到差分LNA。
单端到差分放大器可以使用单端放大器来实现，单端放大器即具有单端输入和输出的放大器，其之后是无源或有源巴伦电路，巴伦电路将放大器的单端输出信号转换为差分信号。不幸的是，单端放大器对差地建模的接地和电源寄生效应非常敏感，电源寄生效应诸如是寄生电感，其可以降低放大器增益、输入匹配、噪声图(NF)等，并且在一些极端情况下可能引起电路振荡。由于单端放大器设计需要对接地和电源寄生效应的非常准确的建模，因此由于更长的设计周期而存在对上市时间的惩罚的风险。另外，在包含RFIC的产品中，客户或另一子承包商可以设计PCB，因此，可以有益的是，使用对PCB寄生效应(例如电源和接地电感)不敏感的LNA。最后，不可避免的接地和电源寄生回路也可以充当不期望的虚假信号的磁性耦合的牺牲回路。
通常，无源巴伦电路被实现为感应变压器。然而，在放大器输出处使用的无源巴伦电路或变压器电路通常比对应的差分电感器具有更低的品质因子，这导致功耗惩罚。另外，有源巴伦电路通过引入噪声和非线性而降低了接收器的性能，同时也增加了接收器的功耗。
通过采用巴伦电路来实现单端到差分放大器也是可能的，该巴伦电路之后是差分放大器，即具有平衡的或差分的输入和输出的放大器。巴伦电路将单端输入信号转换为差分放大器的差分信号。传统的巴伦电路可以被实现为芯片上或芯片外感应变压器。然而，由于巴伦电路的损耗关于接收器NF非常关键，所以巴伦电路通常实现为具有高品质因子(Q因子)和低损耗的芯片外部件。
不幸的是，由于每个RFIC接收器输入需要其自己的巴伦电路并且外部巴伦电路几乎与预选择滤波器一样昂贵，所以解决方案由于高成本而不太吸引人，并且消耗大的PCB面积。
US 6366171公开了单端到差分LNA，其可以集成在硅上，但是在该技术中，需要补偿电路以改善差分信号相位不平衡。另外，生成差分输出信号所需要的辅助支路生成大量噪声和非线性。
在US 7646250和CHOI，J.等人的A Low Noise and Low Power RF Front-End for5.8-GHz DSRC Receiver in 0.13um CMOS，Journal of Semiconductor Technology andScience，Vol.11，No.1，March，2011中公开了具有类型拓扑的单端到差分信号转换器，该拓扑能够响应于单端输入电压而提供良好平衡的输出电流。图1中示出了如下拓扑，其中单端到差分转换器包括第一晶体管M1和第二晶体管M2，每个晶体管被配置为共源放大器。另外，电容性交叉耦合的晶体管对M3和M4耦合至第一和第二晶体管M1和M2的输出。ZL是在转换器的输出处耦合的LC谐振器电路。不幸的是，由于这一电路具有电容性或虚输入阻抗，所以其输入阻抗不能匹配真阻抗，诸如50Ω，甚至是在芯片外匹配网络的情况下。因此，图1所示的单端到差分转换器在图2所示并且在以下描述的无线接收器中不能用作LNA，在图2中LNA输入阻抗需要匹配在LNA前面的带通滤波器的特征阻抗，该特征阻抗通常为50Ω。
在图2所示的无线接收器中，需要RF滤波器或带通滤波器以执行所接收的RF频带的预选择。在没有RF滤波器的情况下，接收器的线性要求是压倒性的并且是不实际的。另一方面，如果RF滤波器的终端阻抗明显不同于规定的特征阻抗，则会在RF滤波器的通带中引起大的波纹(ripple)和损耗并且使RF滤波器的过渡频带恶化。这样的大的损耗需要避免，因为它们例如可能导致接收器NF和灵敏度的惩罚。因此，非常重要的是，LNA针对RF滤波器呈现足够准确的终端阻抗。
发明内容
因此，本文中的实施例的第一目的是提供具有改进的性能的单端到差分放大器。
根据本文中的实施例的第一方面，该目的通过用于将单端输入信号转换为差分输出信号的放大器来实现。根据本文中的实施例的放大器包括第一晶体管，第一晶体管以共源极或共发射极模式配置以接收单端输入信号并且生成差分输出信号的第一部分。放大器还包括第二晶体管，第二晶体管以共源极或共发射极模式配置以生成差分输出信号的第二部分。放大器还包括第三晶体管和第四晶体管，第三晶体管和第四晶体管交叉耦合并且按照以下方式连接至第一和第二晶体管：
第一晶体管的漏极或集电极经由第一电容器耦合至第四晶体管的栅极或基极；
第二晶体管的漏极或集电极经由第二电容器耦合至第三晶体管的栅极或基极；以及
第一晶体管的漏极或集电极连接至第三晶体管的源极或发射极，第二晶体管的漏极或集电极连接至第四晶体管的源极或发射极。
另外，第一晶体管的漏极或集电极直接地或者经由第三电容器耦合至第二晶体管的栅极或基极。
放大器还包括退化电感，使得第一晶体管的源极或发射极连接至第一电感器并且第二晶体管的源极或发射极连接至第二电感器
本文中的实施例的第二目的是提供具有改进的性能的多频带接收器。
根据本文中的实施例的一方面，该目的通过在多个频带操作的接收器来实现。该接收器包括被配置成接收单端输入信号并且生成单端输出信号的一个或多个射频滤波器。接收器还包括一个或多个根据本文中的实施例的被配置成将单端输入信号转换为差分输出信号的放大器，该单端输入信号是从射频滤波器生成的单端输出信号。另外，一个或多个放大器的输入阻抗被配置成分别匹配一个或多个射频滤波器在操作频率处的输出阻抗。
根据本文中的实施例的另一方面，该目的通过在接收器中的方法来实现，该接收器用于在多个频带操作。该方法包括在一个或多个射频滤波器中接收单端输入信号并且生成单端输出信号。该方法还包括在一个或多个根据本文中的实施例的放大器中接收所生成的单端输出信号并且在一个或多个放大器中将所接收的单端输入信号转换为差分输出信号。另外，一个或多个放大器的输入阻抗被配置成分别匹配一个或多个射频滤波器在操作频率处的输出阻抗。
根据本文中的实施例的放大器具有若干优点。第一，由于放大器包括作为电感退化的共源极或共发射极晶体管的第一晶体管、连同输入匹配电路，因此其能够提供良好定义和良好调节的输入阻抗。第二，由于放大器能够提供良好定义和良好调节的输入阻抗，其输入阻抗可以被设计成匹配RF滤波器的特征阻抗，因此放大器适合用作无线通信设备中的接收器中的低噪声放大器。第三，由于放大器包括交叉耦合并且连接至第一和第二晶体管的第三晶体管和第四晶体管，因此放大器能够提供良好平衡的差分输出信号。另外，由于交叉耦合的第三和第四晶体管，所以由放大器中的第二晶体管引起的噪声和非线性在良好平衡的差分输出信号处被消除。因此，第二晶体管对整个放大器噪声和线性性能具有可忽略的影响。
因此，本文中的实施例提供在输入阻抗匹配、噪声和线性方面具有改进的性能的单端到差分放大器。另外，本文中的实施例还提供由于使用根据本文中的实施例的放大器作为接收器中的低噪声放大器而具有改进的性能的多频带接收器。由于放大器的在输入阻抗匹配、噪声和非线性方面的改进的性能，在例如噪声和线性方面的整个接收器性能得到了改进。
附图说明
参考附图更详细地描述本文中的实施例的示例，在附图中：
图1是图示根据现有技术的具有电容交叉耦合的晶体管对的单端到差分放大器的示意图。
图2是图示根据现有技术的具有单端到差分LNA的直接转换接收器的示意图。
图3是图示根据本文中的实施例的单端到差分放大器的示意图。
图4是图示图3所示的单端到差分放大器的分析模型的示意图。
图5是图示本文中的实施例能够在其中实现的无线通信设备的框图。
图6是描绘根据本文中的实施例的接收器中的方法的流程图。
具体实施方式
当今，无线通信设备中的大多数接收器基于直接转换或零中频(零IF)架构，因为这些接收器拓扑允许非常高水平的集成和低成本。零IF接收器还允许多模式、多频带接收器的有效集成。
图2示出了具有单端到差分LNA 210的直接转换接收器200的简化框图。天线220向RF滤波器230馈送所接收的RF模拟信号，RF滤波器230执行所接收的RF频带的预选择并且传递所选择的RF模拟信号。LNA 210放大所选择的RF模拟信号并且驱动下变频混频器240(简称为混频器)，下变频混频器240对放大的RF模拟信号进行下变频。下变频后的模拟信号在低通滤波器和模拟基带(ABB)250的增益级中被滤波和放大，并且然后在模数转换器(ADC)260中被转换为数字信号。如图2所示，LNA 210输入处的所选择的RF信号是单端的，但是在ADC 260之前的其余信号处理利用差分信号来执行。
在集成的直接转换接收器中使用的混频器240实际上总是基于单平衡或双平衡电路拓扑。如果混频器使用差分本振(LO)信号和单端RF信号操作，则其被称为单平衡。然而，如果混频器使用差分RF和LO信号二者，则其称为双平衡。
与单平衡混频器相比，双平衡混频器生成较少的偶数阶失真并且提供更好的端口到端口隔离。另外，单平衡拓扑更易受LO信号的噪声的影响。出于这些原因，双平衡混频器拓扑是优选的，并且LNA 210需要为双平衡混频器提供差分驱动信号，如图2所示。本文中的实施例提供改善接收器200的性能的LNA电路。
根据本文中的实施例，图3示出了用于将单端输入信号转换为差分输出信号的单端到差分放大器300。图3是简化的示意图，其中省略了所有偏置细节。放大器300可以用作图2中的接收器中的LNA210。
如图3所示，放大器300包括第一晶体管301 M1、第二晶体管302 M2、第三晶体管303M3和第四晶体管304 M4。虽然图3所示的晶体管是具有栅极、漏极和源极这样的端子名称的金属氧化物半导体(MOS)晶体管，然而也可以使用其他类型的晶体管，例如具有基极、集电极和发射极这样的对应端子名称的双极结晶体管(BJT)。
以共源极或共发射极模式配置的第一晶体管301接收单端输入信号并且生成差分输出信号的第一部分，即输出电流iOUT+。也以共源极或共发射极模式配置的第二晶体管302生成差分输出信号的第二部分，即输出电流iOUT-。第三和第四晶体管303、304电容交叉耦合并且连接至第一和第二晶体管301、302。
另外，如图3所示，第一、第二、第三和第四晶体管301、302、303、304的具体连接是：第一晶体管301的漏极或集电极经由第一晶体管311 C1耦合至第四晶体管304的栅极或基极；第二晶体管302的漏极或集电极经由第二电容器312 C2耦合至第三晶体管303的栅极或基极；另外，第一晶体管301的漏极或集电极经由第三电容器313 C3耦合至第二晶体管302的栅极或基极；并且另外，第一晶体管301的漏极或集电极连接至第三晶体管303的源极或发射极，第二晶体管302的漏极或集电极连接至第四晶体管304的源极或发射极。
根据一些实施例，第三电容器C3可以用短路来代替。在这种情况下，第二晶体管302的栅极或基极直接连接至第一晶体管301的漏极或集电极。
放大器300还包括电感退化(degeneration)，使得第一晶体管301的源极或发射器连接至第一电感器321 LS1，并且第二晶体管302的源极或发射极连接至第二电感器322LS2。
根据一些实施例，退化电感器321和322，即LS1和LS2，也可以使用单个差分电感器来实现。因此，放大器300包括差分退化电感，使得第一晶体管301的源极或发射极连接至差分电感器的第一端子并且第二晶体管302的源极或发射极连接至差分电感器的第二端子。取决于差分电感器拓扑，差分电感器的中间接入端子可以接地。
放大器300还包括匹配电路330。第一晶体管301的栅极或基极通过匹配电路330耦合至单端输入信号。在图3中，ZGND表示寄生接地阻抗，理想情况下ZGND＝0Ω。匹配电路330通常使用芯片外高品质(高Q)无源部件来实现。最普遍的是，一个或两个无源部件足以将感兴趣的频率处的放大器输入阻抗与RF滤波器的阻抗(例如50Ω)进行匹配。匹配电路330可以包括(比如从第一晶体管301的栅极开始)在放大器300输入端子(即称为VIN的端子)与地之间的串联电感和并联电容。在图3中，第一、第二和第三电容器311、312、313(即C1、C2和C3)被假定充当感兴趣的操作频率处的短路。
在感兴趣的频率处，输入匹配电路330连同第一晶体管301(其是电感退化的共源晶体管M1)将放大器300输入阻抗与RF滤波器230的特征阻抗进行匹配。第一晶体管301还放大第一晶体管301的栅极-源极的输入电压VIN。下面，第一晶体管301M1将输入电压VIN的经放大的版本或其栅极-源极电压VGS1转换成差分输出电流的第一部分iOUT+。第二晶体管302(其是共源晶体管M2)负责将其栅极-源极电压VGS2转换成差分输出电流的第二部分iOUT-，即差分输出电流的互补。另外，由于交叉耦合的第三和第四晶体管303、304，即M3和M4，输出电流iOUT+和iOUT-得以很好地平衡。
总之，作为单端到差分放大器的放大器300将输入信号、经由输入匹配网络330向第一晶体管301 M1的栅极或基极施加的电压vIN转换成在交叉耦合的第三和第四晶体管303、304——M3和M4——的漏极或集电极可用的差分输出信号，即输出电流iOUT＝iOUT+-iOUT-，其中iOUT+＝-iOUT-。在放大器300的输出处，可以根据需要通过负载阻抗ZL将差分输出电流转换成差分输出电压vOUT＝ZL*iOUT。
现在，描述放大器300中的单端到差分转换的详细操作。通过图3中的放大器300的检验，输出电流可以被书写为：
ioUT+＝gm3(v2-v1) (1)
iOUT-＝gm4(v1-v2) (2)
其中v1和v2是节点1和2处的电压，gm3和gm4分别是第三晶体管M3和第四晶体管M4的跨导。通过选择gm3＝gm4
iOUT-＝gm3(v1-v2)＝-gm3(v2-v1)＝-iOUT+ (3)
因此，获得了良好平衡的输出电流。
在感兴趣的频率f0处，放大器300的输入阻抗ZIN被设计成匹配特征RF预选择滤波器阻抗Rs，其也被称为源极电阻，通常Rs＝50Ω：
ZIN(ω0)＝Rs (4)
其中ω0＝2πf0。另外，在操作频率f0处，当阻抗匹配时，即放大器300的输入阻抗与源极电阻匹配时，或者满足等式(4)中的条件，差分输出电流的幅度可以近似为：
|iOUT(ω0)|＝|iOUT+-iOUT-|＝2|iOUT+|＝2gm1|vGS1|＝2gm1QvIN (5)
其中gm1是第一晶体管M1的跨导，vGS1是第一晶体管M1的栅极-源极电压，Q是输入匹配电路330的品质因子(Q因子)并且表示为：
Figure BDA0001772594880000091
因此，放大器300的等效跨导以下式给出：
Figure BDA0001772594880000092
可见，等式(7)描述如何将单端输入电压vIN转换成差分输出电流iOUT并且在跨导方面的转换增益是2gm1Q。
另外，当阻抗在感兴趣的频率处匹配时，放大器300的输入电流幅度被表示为：
Figure BDA0001772594880000093
因此，由(5)给出的放大器300输出电流被书写为：
|iOUT(ω0)|＝2gm1QvIN＝2gm1QRs|iIN(ω0)| (9)
因此，阻抗匹配处的放大器300的电流增益以下式给出：
Figure BDA0001772594880000101
在实践中，2gm1QRs＞＞1并且因此
|iOUT(ω0)|＞＞|iIN(ω0)| (11)
在阻抗匹配处使用等式(11)中表示的近似，针对节点3的基尔霍夫电流定律可以被书写为：
Figure BDA0001772594880000102
其中v3是寄生接地阻抗ZGND上的电压。由于iOUT+＝-iOUT-，因此
Figure BDA0001772594880000103
并且因此
v3≈0 (14)
因此，寄生接地阻抗ZGND上的电压接近零。换言之，实际上在操作频率f0下没有电流流过ZGND。在单端到差分放大器300中流过寄生接地阻抗ZGND的残余RF电流是由等式(8)中表示的输入电流引起的。与经由真实单端电感退化的共源放大器中的接地阻抗流动的电流相比，根据本文中的实施例的单端到差分放大器300中的寄生接地RF电流是更小的因子2gm1QRs，即等式(10)中表示的电流增益。因此，在单端到差分放大器300中，寄生接地阻抗例如对等效跨导、输入匹配和输入阻抗仅具有较小影响。这是有益的，因为不准确地建模的集成电路(IC)封装接地引脚等现在对放大器300的性能有不可忽略的影响。因此，根据本文中的实施例的放大器300由于增强的设计周期而会降低上市时间，如以上讨论的。
在本文中的放大器300中，由第二晶体管M2引起的噪声和非线性在输出电流处被消除。图4示出了放大器300的分析模型，图3中使用的相同的附图标记在图4中用于相同的部件。如图4所示，由第二晶体管M2引起的噪声或弱的非线性用电流源in2表示。另外，ZGND表示寄生接地阻抗，Rs是源极电阻，通常Rs＝50Ω。
为了分析由于in2而产生的输出电流iOUT+，放大器300输入经由源极电阻器Rs接地。现在，输出电流由下式给出：
iOUT+＝gm3(v2-v1)＝gm1vGS1 (15)
iOUT-＝in2+gm2vGS2＝gm4(v1-v2) (16)
在此，v1和v2是节点1和2处的电压，vGS1和vGS2是M1和M2的栅极-源极电压，gmi是晶体管iMi的跨导，其中i＝1、2、3、4。另外，节点3的基尔霍夫电流定律可以被书写为：
Figure BDA0001772594880000111
其中等式(15)和(16)已经被使用，并且gm3＝gm4。因此，再次发现v3≈0并且因此in2没有引起流经接地阻抗ZGND的电流。因此，vGS1＝0并且iOUT+＝0，这意味着iOUT+＝0，因为
iOUT+＝gm3(v2-v1)＝0 (18)
因此，根据等式(16)，iOUT-＝0。因此，放大器300输出电流表明没有由辅助支路中的第二晶体管M2的噪声或弱的非线性引起的分量。这是根据本文中的实施例的单端到差分放大器300的明显的优点。
如背景技术部分中讨论的，通过在无线通信设备的接收器中采用单端输入LNA，可以减小RFIC所需要的封装引脚的数目，并且可以简化FEM与RFIC之间的PCB路由。因此，可以减小PCB面积和占位面积(footprint)。因此，可以实现更低的成本和物料清单(BOM)。根据本文中的实施例的放大器300具有单端输入，因此放大器300实现了以上优点。
另外，根据本文中的实施例的放大器300在电感退化的晶体管(诸如第一和第二晶体管M1和M2)的接地节点以及电源节点二者处最小化感兴趣的频率处的信号电流。因此，非理想接地和电源阻抗对放大器300的转换增益、输入阻抗、噪声图等的影响得以最小化。因此，放大器300的使用可以降低由于增强的设计周期而导致的上市时间。
根据本文中的实施例的放大器300将单端输入信号转换成差分输出信号。单端到差分转换以如下方式来执行：该方式使得其对放大器噪声或线性性能具有最小影响。这是由于以下事实：由生成互补的输出信号所需的放大器300的第二或辅助支路而引起的噪声和非线性在差分输出信号处被消除。因此，根据本文中的实施例的放大器300适合用作无线通信设备的接收器中的LNA，如图5所示，因为其输入阻抗可以准确地匹配RF预选择滤波器的特征阻抗。如图5所示，无线通信设备500包括接收器510，其中放大器300能够在接收器510中实现。无线通信设备500还包括发送器520、存储器530和处理单元540。另外，放大器300可以与接收器51O的其余部分集成在相同的RFIC上，并且其在放大器300的输入处不需要任何昂贵的芯片外电感式巴伦电路并且在放大器300的输出处不需要任何集成的巴伦电路。
根据本文中的实施例的放大器300也适于多频带接收器，因为单端到差分转换本身是宽带的，而放大器300的输入阻抗可以被配置成匹配在感兴趣的频率处的RF滤波器输出阻抗。根据一些实施例，用于在多个频带操作的多频带接收器可以包括被配置成接收单端输入信号并且生成单端输出信号的一个或多个射频滤波器。多频带接收器还可以包括根据本文中的实施例的用于将单端输入信号转换成差分输出信号的一个或多个放大器300，单端输入信号是从射频滤波器生成的单端输出信号。另外，一个或多个放大器300的输入阻抗被配置成分别匹配一个或多个射频滤波器在操作频率处的输出阻抗。
现在参考图6描述用于在多个频带操作的接收器中的方法的对应实施例。如以上提及的，接收器包括一个或多个射频滤波器以及一个或多个放大器300。方法包括以下动作：
动作601
一个或多个射频滤波器接收单端输入信号。
动作602
一个或多个射频滤波器生成单端输出信号。
动作603
一个或多个放大器300接收所生成的单端输出信号。
动作604
一个或多个放大器300将所接收的单端输出信号转换成差分输出信号。
本领域技术人员将会理解，虽然以N沟道金属氧化物半导体(NMOS)器件对放大器300进行描述，但是放大器300可以包括任何其他类型的设备或晶体管，诸如双极结晶体管(BJT)、P通道MOS(PMOS)器件、互补MOS(CMOS)器件等。在使用词语“包括(comprise)”或“包括(comprising)”时，其应当解释为非限制，即表示“至少包括”。
本文中的实施例不限于以上描述的优选实施例。可以使用各种替选、修改和等同方案。因此，以上实施例不应当被理解为限制由所附权利要求定义的本发明的范围。

Claims (15)

1.一种用于将单端输入信号转换为差分输出信号的低噪声放大器，所述放大器包括：
第一晶体管，以共源极或共发射极模式被配置，以接收所述单端输入信号，并且生成所述差分输出信号的第一部分，所述第一晶体管的源极或发射极连接至第一电感器的第一端，以及所述第一晶体管的栅极或基极耦合至所述单端输入信号；
第二晶体管，以共源极或共发射极模式被配置，以生成所述差分输出信号的第二部分，所述第二晶体管的源极或发射极连接至第二电感器的第一端；以及
第三晶体管和第四晶体管，并且其中所述第三晶体管和所述第四晶体管交叉耦合并且连接至所述第一晶体管和所述第二晶体管以使得：
所述第一晶体管的漏极或集电极经由第一电容器耦合至所述第四晶体管的栅极或基极；
所述第二晶体管的漏极或集电极经由第二电容器耦合至所述第三晶体管的栅极或基极；以及
所述第一晶体管的所述漏极或集电极连接至所述第三晶体管的源极或发射极，所述第二晶体管的所述漏极或集电极连接至所述第四晶体管的源极或发射极；以及
所述第一晶体管的所述漏极或集电极直接地或者经由第三电容器耦合至所述第二晶体管的栅极或基极；
其中所述第一电感器的第二端连接至所述第二电感器的第二端以形成第一节点，所述第一节点在操作频率相对于地具有为零或基本为零的电压。
2.如权利要求1所述的放大器，其中所述第一电感器和所述第二电感器包括具有第一端子、第二端子和中间接入端子的差分电感器的部分，其中所述第一电感器的所述第一端包括所述差分电感器的所述第一端子，其中所述第二电感器的所述第一端包括所述差分电感器的所述第二端子，以及其中由所述第一电感器的所述第二端至所述第二电感器的所述第二端的所述连接形成的所述第一节点包括所述差分电感器的所述中间接入端子。
3.如权利要求1所述的放大器，其中所述放大器的输入阻抗被配置成匹配射频滤波器的输出阻抗。
4.如权利要求1所述的放大器，其中所述第一电感器和所述第二电感器经由寄生阻抗耦合至地。
5.如权利要求1所述的放大器，其中所述交叉耦合的第三晶体管和第四晶体管经选定参数，使得消除所述第二晶体管的非线性、所述第一节点和地之间的电流为零或基本为零、或者良好平衡所述差分输出信号。
6.如权利要求1所述的放大器，其中所述交叉耦合的第三晶体管和第四晶体管经选定参数，使得消除所述第二晶体管的非线性、所述第一节点和地之间的电流为零或基本为零以及良好平衡所述差分输出信号。
7.如权利要求1所述的放大器，其中所述第一晶体管的所述栅极或基极通过匹配电路耦合至所述单端输入信号。
8.一种无线通信设备，包括一个或多个放大器，其中所述一个或多个放大器中的每个放大器是用于将单端输入信号转换为差分输出信号的低噪声放大器，所述放大器包括：
第一晶体管，以共源极或共发射极模式被配置，以接收所述单端输入信号并且生成所述差分输出信号的第一部分，所述第一晶体管的源极或发射极连接至第一电感器的第一端，以及所述第一晶体管的栅极或基极耦合至所述单端输入信号；
第二晶体管，以共源极或共发射极模式被配置，以生成所述差分输出信号的第二部分，所述第二晶体管的源极或发射极连接至第二电感器的第一端；以及
第三晶体管和第四晶体管，并且其中所述第三晶体管和所述第四晶体管交叉耦合并且连接至所述第一晶体管和所述第二晶体管以使得：
所述第一晶体管的漏极或集电极经由第一电容器耦合至所述第四晶体管的栅极或基极；
所述第二晶体管的漏极或集电极经由第二电容器耦合至所述第三晶体管的栅极或基极；以及
所述第一晶体管的所述漏极或集电极连接至所述第三晶体管的源极或发射极，所述第二晶体管的所述漏极或集电极连接至所述第四晶体管的源极或发射极；以及
所述第一晶体管的所述漏极或集电极直接地或者经由第三电容器耦合至所述第二晶体管的栅极或基极；
其中所述第一电感器的第二端连接至所述第二电感器的第二端以形成第一节点，所述第一节点在操作频率相对于地具有为零或基本为零的电压。
9.如权利要求8所述的无线通信设备，其中所述交叉耦合的第三晶体管和第四晶体管经选定参数，使得消除所述第二晶体管的非线性、所述第一节点和地之间的电流为零或基本为零、或者良好平衡所述差分输出信号。
10.如权利要求8所述的无线通信设备，其中所述交叉耦合的第三晶体管和第四晶体管经选定参数，使得消除所述第二晶体管的非线性、所述第一节点和地之间的电流为零或基本为零以及良好平衡所述差分输出信号。
11.如权利要求8所述的无线通信设备，其中所述第一晶体管的所述栅极或基极通过匹配电路耦合至所述单端输入信号。
12.一种用于在多个频带操作的接收器，所述接收器包括：
一个或多个射频滤波器，被配置成接收单端输入信号并且生成单端输出信号；
一个或多个放大器，被配置成将作为从所述射频滤波器生成的所述单端输出信号的单端输入信号转换为差分输出信号，其中所述一个或多个放大器中的每个放大器是用于将单端输入信号转换为差分输出信号的低噪声放大器，所述放大器包括：
第一晶体管，以共源极或共发射极模式被配置，以接收所述单端输入信号并且生成所述差分输出信号的第一部分，所述第一晶体管的源极或发射极连接至第一电感器的第一端，以及所述第一晶体管的栅极或基极耦合至所述单端输入信号；
第二晶体管，以共源极或共发射极模式被配置，以生成所述差分输出信号的第二部分，所述第二晶体管的源极或发射极连接至第二电感器的第一端；以及
第三晶体管和第四晶体管，并且其中所述第三晶体管和第四晶体管交叉耦合并且连接至所述第一晶体管和第二晶体管以使得：
所述第一晶体管的漏极或集电极经由第一电容器耦合至所述第四晶体管的栅极或基极；
所述第二晶体管的漏极或集电极经由第二电容器耦合至所述第三晶体管的栅极或基极；以及
所述第一晶体管的所述漏极或集电极连接至所述第三晶体管的源极或发射极，所述第二晶体管的所述漏极或集电极连接至所述第四晶体管的源极或发射极；以及
所述第一晶体管的所述漏极或集电极直接地或者经由第三电容器耦合至所述第二晶体管的栅极或基极；
其中所述第一电感器的第二端连接至所述第二电感器的第二端以形成第一节点，所述第一节点在操作频率相对于地具有为零或基本为零的电压。
13.如权利要求12所述的接收器，其中所述交叉耦合的第三晶体管和第四晶体管经选定参数，使得消除所述第二晶体管的非线性、所述第一节点和地之间的电流为零或基本为零、或者良好平衡所述差分输出信号。
14.如权利要求12所述的接收器，其中所述交叉耦合的第三晶体管和第四晶体管经选定参数，使得消除所述第二晶体管的非线性、所述第一节点和地之间的电流为零或基本为零以及良好平衡所述差分输出信号。
15.如权利要求12所述的接收器，其中所述第一晶体管的所述栅极或基极通过匹配电路耦合至所述单端输入信号。
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