CN109378982B - 一种三相电压型pwm整流器自适应连续变结构预测控制方法 - Google Patents

一种三相电压型pwm整流器自适应连续变结构预测控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法，采用双闭环控制，根据三相电压型PWM整流器系统的实际电信号，得到两相旋转坐标系下及亮相静止坐标系下的电网电流值，将这两个电流值输入预测模型，得到
Figure DEST_PATH_IMAGE002
轴电压参考值和
Figure DEST_PATH_IMAGE004
轴电压参考值；然后电压矢量空间分为7个区域，并确定电压矢量参考值所在的区域，根据上述电压参考值选择最优输出电压矢量，并将各矢量作用时间输入到调制器，将调制器输出的开关位置信号作为控制功率器件的开关信号。本发明加快了到达阶段的趋近速度，抑制了变结构控制系统的输出抖振，较传统的指数趋近律大大减小了系统输出抖振，改善了系统的启动响应、动态响应，提高了整流器的运行品质。

Description

一种三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子功率变换装置控制领域，具体设计一种三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法。
背景技术
三相PWM整流器具有能量双向流动、网测功率因数高、谐波畸变率低以及直流母线电压可调等优点，已成为现代电力电子领域研究的热点之一，并广泛应用在风力发电、光伏发电、有源电力滤波等应用领域。各种控制策略，如PI控制、滞环控制、无差拍控制等控制理论被应用到PWM整流器的控制中，但由于电压型PWM整流器本身具有多变量、非线性、强耦合的特点，使得诸如PI等线性控制易受外部扰动、系统参数变化等的影响，会降低系统的动静态性能。
模型预测控制具有控制效果好、鲁棒性强等优点，可有效地克服过程的不确定性、非线性。变结构控制是一类特殊的非线性控制，此种控制策略不同于其他控制之处在于系统的结构不固定，而是可以在动态过程中，根据系统当前的状态有目的不断地变化，迫使系统按照预定滑动模态的状态轨迹运动。由于变结构控制系统算法简单，响应速度快，对外界噪声干扰和参数摄动具有鲁棒性，变结构控制作为非线性控制的重要方法近年来得到了广泛深入的研究。但变结构控制中存在非连续的开关控制，使得抖振成为了变结构控制中固有的特性，影响了系统的控制性能。
发明内容
本发明的目的在于提供一种三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法，能够有效地加快到达阶段的趋近速度，抑制了变结构控制系统的输出抖振。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法，采用双闭环控制，其中电流内环采用模型预测控制，电压外环采用基于自适应连续函数构造的趋近律变结构控制，依次包括以下步骤：
(1)采集三相电压型PWM整流器系统的三相电网电压ua、ub、uc，三相输入电流ia、ib、ic及直流母线实际电压值Udc；
(2)将采集到的三相电网电压ua、ub、uc和三相输入电流ia、ib、ic经过3/2坐标变换，得到两相静止坐标系下的电网电压uα、uβ和输入电流iα、iβ，将两相静止坐标系下的电网电压信号经过软件锁相环，得到电网电压位置角θ；
(3)将直流母线电压参考值
Figure GDA0003819296950000021
与步骤(1)得到的直流母线电压实际值Udc作差，经过自适应连续变结构控制，得到同步旋转坐标系下的d轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000022
设q轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000023
为0，再经由(2)得到的电网电压位置角θ进行Park反变换，得到两相静止坐标系下的α轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000024
和β轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000025
其中，下标α、β、d、q和dc均为区分作用，并非变量；
(4)将步骤(2)得到的两相静止坐标系下的电网电压uα、uβ和输入电流iα、iβ，以及步骤(3)得到的两相静止坐标系下的α轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000026
和β轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000027
输入预测模型，得到α轴电压参考值
Figure GDA0003819296950000028
和β轴电压参考值
Figure GDA0003819296950000029
(5)根据电压矢量平面各点与8个电压矢量vα、vβ的距离关系，将电压矢量空间分为7个区域，并确定步骤(4)中得到的电压矢量参考值
Figure GDA00038192969500000210
和
Figure GDA00038192969500000211
所在的区域；其中，电压矢量vα、vβ分别为PWM整流器的α轴、β轴输入电压；
(6)将步骤(4)得到的α轴电压参考值
Figure GDA00038192969500000212
和β轴电压参考值
Figure GDA00038192969500000213
与步骤(5)中相对应的区域电压矢量参考值点乘，若计算结果大于计算值c(k)，则电压矢量参考值在该区域内，此时选择该电压矢量作为最优输出电压矢量；
(7)将步骤(6)得到的各矢量作用时间输入到调制器，将调制器输出的开关位置信号作为控制功率器件的开关信号。
优选的，所述步骤(3)中自适应连续变结构控制过程为：首先选取系统的状态变量为
Figure GDA00038192969500000214
式中，
Figure GDA00038192969500000215
为直流母线电压参考值，Udc为直流母线电压实际值，x1为自定义的中间变量；
设计自适应连续变结构中的开关面切换函数为s＝x1，以自适应连续函数重新构造变结构控制的趋近律，趋近律构造为：
Figure GDA00038192969500000216
其中，
Figure GDA00038192969500000217
k1＞0，k2＞k1＞0，1＜m＜3，1＜n＜3，s为切换函数，s′为切换函数s的导数，
Figure GDA00038192969500000218
为自适应连续函数，sgn(s)为符号函数；
对式(1)求导，由于
Figure GDA00038192969500000219
是给定值，故求导结果为：
Figure GDA00038192969500000220
根据三相PWM整流器在d、q坐标系下直流侧的电流关系式
Figure GDA0003819296950000031
根据式(3)和式(4)可得：
Figure GDA0003819296950000032
其中，id和iq分别为同步旋转坐标系下的网侧电流，sd和sq分别为同步旋转坐标系下d、q轴开关函数，iR为负载电流，下标d、q和dc均为区分作用，并非变量；
将式(2)代入式(5)，可得
Figure GDA0003819296950000033
假定输入电压为三相对称电压，稳态时，有
Figure GDA0003819296950000034
eq＝0，
Figure GDA0003819296950000035
iq＝0，
Figure GDA0003819296950000036
Figure GDA0003819296950000037
其中，ed和eq分别为三相PWM整流器在两相旋转坐标系中的电网电压，URMS为电网电压有效值，下标RMS为区分作用，并非变量；
由三相PWM整流器在同步旋转坐标系下的数学模型
Figure GDA0003819296950000038
可推导出：
Figure GDA0003819296950000039
其中，R和L分别表示PWM变换器的电阻和电感值；
将式(8)其代入式(6)中，可得
Figure GDA00038192969500000310
稳态时，有
Figure GDA00038192969500000311
即
Figure GDA00038192969500000312
那么式(9)可改写为
Figure GDA00038192969500000313
即得同步旋转坐标系下的d轴电流参考值
Figure GDA00038192969500000314
优选的，所述步骤(4)中的预测模型如下：
Figure GDA0003819296950000041
式中，uα、uβ分别为三相PWM整流器在两相静止坐标系中电网电压，vα、vβ、iα、iβ分别为PWM整流器的α轴、β轴输入电压、输入电流，
Figure GDA0003819296950000042
和
Figure GDA0003819296950000043
分别为(k+1)时刻α轴、β轴的参考电流，iα(k)和iβ(k)分别为k时刻α轴、β轴的电流值，L为整流器进线电感，Ts为采样周期。
优选的，所述步骤(5)中，电压矢量空间的7个区域分别为：以电压矢量空间的原点为中心，以水平向右为0度，以竖直向上为90度，其中，区域VII为以原点为中心的六边形，六边形的边长为
Figure GDA0003819296950000044
区域I为-30°～30°的范围，区域II为90°～150°的范围，区域III为30°～90°的范围，区域IV为-90°～-150°的范围，区域V为-30°～-90°的范围，区域VI为150°～-150°的范围。
优选的，确定电压矢量参考值所在区域时，定义变量
Figure GDA0003819296950000045
并定义以下规则：若u1＞0，则A＝1，否则A＝0；若u2＞0，则B＝1，否则B＝0；若u3＞0，则C＝1，否则C＝0，则电压矢量所在区域的计算公式为：N＝A+2B+4C。
优选的，在确定电压矢量参考值所在区域N后，进一步判断电压矢量参考值是否在区域VII的范围内，判断方法为：令
Figure GDA0003819296950000046
若
Figure GDA0003819296950000047
则选择vαm(k)和vβm(k)作为输出电压矢量，其中m为I～IV；若
Figure GDA0003819296950000048
Figure GDA0003819296950000049
则选择vα0，7(k)和uβ0，7(k)作为输出电压矢量。
本发明能够有效地加快到达阶段的趋近速度，抑制了变结构控制系统的输出抖振，与传统PI控制策略相比，改善了系统的启动响应、动态响应，提高了整流器的运行品质。
附图说明
图1为本发明所述三相电压型PWM整流器主电路拓扑图；
图2为本发明的结构原理图；
图3为本发明的电压矢量分区图；
图4为传统指数趋近律的趋近过程S与时间的关系图；
图5为传统变结构运动的相轨迹图；
图6为传统变结构控制x1的收敛过程示意图；
图7为传统变结构控制系统的输出示意图；
图8为本发明趋近律的趋近过程S与时间的关系图；
图9为本发明变结构运动的相轨迹图；
图10为本发明变结构控制x1的收敛过程示意图；
图11为本发明变结构控制系统的输出示意图；
图12为传统PI控制和本发明控制的直流母线电压启动响应、动态响应波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的其他所有实施例，都属于本发明的保护范围。
根据图1中的三相电压型PWM整流器，可建立三相PWM整流器在两相静止坐标系下的数学模型为：
Figure GDA0003819296950000051
式中，uα、uβ分别为三相PWM整流器在两相静止坐标系中电网电压，vα、vβ、iα、iβ分别为PWM整流器的α轴、β轴输入电压、输入电流，L、R分别为交流侧电感和等效电阻。
如图2所示，本发明公开了一种三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法，采用双闭环控制，其中电流内环采用模型预测控制，电压外环采用基于自适应连续函数构造的趋近律变结构控制，依次包括以下步骤：
(1)采集三相电压型PWM整流器系统的三相电网电压ua、ub、uc，三相输入电流ia、ib、ic及直流母线实际电压值Udc；
(2)将采集到的三相电网电压ua、ub、uc和三相输入电流ia、ib、ic经过3/2坐标变换，得到两相旋转坐标系下的电网电压uα、uβ和输入电流iα、iβ，将两相旋转坐标系下的电网电压信号经过软件锁相环，得到电网电压位置角θ；
其中，对电压进行软件锁相环的过程利用计算机实现，为现有技术，不再赘述。
(3)将直流母线电压参考值
Figure GDA0003819296950000052
与步骤(1)得到的直流母线实际电压值Udc作差，经过自适应连续变结构控制，得到同步旋转坐标系下的d轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000053
设q轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000054
为0，再经由(2)得到的电网电压位置角θ进行Park反变换，得到两相静止坐标系下的α轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000055
和β轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000056
其中，直流母线电压参考值
Figure GDA0003819296950000057
根据经验值选取，为定值，下标α、β、d、q和dc均为区分作用，并非变量；
自适应连续变结构控制过程为：首先选取系统的状态变量为
Figure GDA0003819296950000061
式中，
Figure GDA0003819296950000062
为直流母线电压参考值，Udc为直流母线电压实际值，x1为自定义的中间变量；
设计自适应连续变结构中的开关面切换函数为s＝x1，以自适应连续函数重新构造变结构控制的趋近律，趋近律构造为：
Figure GDA0003819296950000063
其中，
Figure GDA0003819296950000064
k1＞0，k2＞k1＞0，1＜m＜3，1＜n＜3，s为切换函数，s′为切换函数s的导数，
Figure GDA0003819296950000065
为自适应连续函数，sgn(s)为符号函数；
当系统远离开关面，即s较大时，指数函数项k2s|s|n起主要作用，由于n为大于1的常数，|s|n的引入使得系统在远离开关面的阶段有更大的趋近速度，显著加快了到达阶段的趋近运动，较传统的指数趋近律进一步缩短了趋近时间，而且随着s的减小使运动点到达开关面时的速度很小。当系统的趋近点逼近开关面，即s接近于零时，自适应连续函数
Figure GDA0003819296950000066
的引入随着s值的变小使得趋近速度自适应变小，实现了到达阶段趋近开关面的平滑过渡，最终在接近稳态时确保了系统低速趋近，较传统的等速趋近大大减小了系统输出的抖振。适当增大n同时减小m，可以加快到达阶段的趋近速度，同时减小系统输出抖振。
对式(1)求导，由于
Figure GDA0003819296950000067
是给定值，故求导结果为：
Figure GDA0003819296950000068
根据三相PWM整流器在d、q坐标系下直流侧的电流关系式
Figure GDA0003819296950000069
根据式(3)和式(4)可得：
Figure GDA00038192969500000610
其中，id和iq分别为同步旋转坐标系下的网侧电流，sd和sq分别为同步旋转坐标系下d、q轴开关函数，iR为负载电流，下标d、q和dc均为区分作用，并非变量；
将式(2)代入式(5)，可得
Figure GDA00038192969500000611
假定输入电压为三相对称电压，稳态时，有
Figure GDA00038192969500000612
eq＝0，
Figure GDA00038192969500000613
iq＝0，
Figure GDA00038192969500000614
Figure GDA0003819296950000071
其中，ed和eq分别为三相PWM整流器在两相旋转坐标系中的电网电压，URMS为电网电压有效值，下标RMS为区分作用，并非变量；
由三相PWM整流器在同步旋转坐标系下的数学模型
Figure GDA0003819296950000072
可推导出：
Figure GDA0003819296950000073
其中，R和L分别表示PWM变换器的电阻和电感值；
将式(8)其代入式(6)中，可得
Figure GDA0003819296950000074
稳态时，有
Figure GDA0003819296950000075
即
Figure GDA0003819296950000076
那么式(9)可改写为
Figure GDA0003819296950000077
即得同步旋转坐标系下的d轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000078
(4)将步骤(2)得到的两相旋转坐标系下的电网电压uα、uβ和输入电流iα、iβ，以及步骤(3)得到的两相静止坐标系下的α轴电流参考值
Figure GDA0003819296950000079
和β轴电流参考值
Figure GDA00038192969500000710
输入预测模型，得到α轴电压参考值
Figure GDA00038192969500000711
和β轴电压参考值
Figure GDA00038192969500000712
Figure GDA00038192969500000713
式中，uα、uβ分别为三相PWM整流器在两相静止坐标系中电网电压，vα、vβ、iα、iβ分别为PWM整流器的α轴、β轴输入电压、输入电流，
Figure GDA00038192969500000714
和
Figure GDA00038192969500000715
分别为(k+1)时刻α轴、β轴的参考电流，iα(k)和iβ(k)分别为k时刻α轴、β轴的电流值，L为整流器进线电感，Ts为采样周期。
(5)根据电压矢量平面各点与8个电压矢量vα、vβ的距离关系，将电压矢量空间分为7个区域，并确定步骤(4)中得到的电压矢量参考值
Figure GDA0003819296950000081
和
Figure GDA0003819296950000082
所在的区域；其中，电压矢量vα、vβ分别为PWM整流器的α轴、β轴输入电压；
如图3所示，电压矢量空间的7个区域分别为：以电压矢量空间的原点为中心，以水平向右为0度，以竖直向上为90度，其中，区域VII为以原点为中心的六边形，六边形的边长为
Figure GDA0003819296950000083
区域I为-30°～30°的范围，区域II为90°～150°的范围，区域III为30°～90°的范围，区域IV为-90°～-150°的范围，区域V为-30°～-90°的范围，区域VI为150°～-150°的范围。
确定电压矢量参考值所在区域时，定义变量
Figure GDA0003819296950000084
并定义以下规则：若u1＞0，则A＝1，否则A＝0；若u2＞0，则B＝1，否则B＝0；若u3＞0，则C＝1，否则C＝0，则电压矢量所在区域的计算公式为：N＝A+2B+4C。
在确定电压矢量参考值所在区域N后，进一步判断电压矢量参考值是否在区域VII所示的中间小六边形范围内，判断方法为：令
Figure GDA0003819296950000085
若
Figure GDA0003819296950000086
Figure GDA0003819296950000087
则选择vαm(k)和vβm(k)作为输出电压矢量，其中m为I～IV；若
Figure GDA0003819296950000088
Figure GDA0003819296950000089
则选择vα0，7(k)和vβ0，7(k)作为输出电压矢量。
(6)将步骤(4)得到的α轴电压参考值
Figure GDA00038192969500000810
和β轴电压参考值
Figure GDA00038192969500000811
与步骤(5)中相对应的区域电压矢量参考值点乘，若计算结果大于计算值c(k)，则电压矢量参考值在该区域内，此时选择相应矢量作为最优输出电压矢量；
(7)将步骤(6)得到的各矢量作用时间输入到调制器，将调制器输出的开关位置信号作为控制功率器件的开关信号。
图4、图5、图6、图7为采用传统指数趋近律性能图，图8、图9、图10、图11为本发明趋近律性能图，由图4、图7和图8、图11可以看出，采用传统指数趋近律的到达阶段速度缓慢，输出抖振大，而采用本发明趋近律明显提高了到达阶段的趋近速度，并且抑制了系统的输出抖振。图12为传统PI控制策略和本发明控制的直流母线电压启动响应、动态响应波形，从图12中可以看出，本发明的控制策略明显改善了系统的响应速度，具有优良的动静态性能。
综上所述，本发明能够有效地加快到达阶段的趋近速度，抑制了变结构控制系统的输出抖振，与传统PI控制策略相比，改善了系统的启动响应、动态响应，提高了整流器的运行品质。

Claims (5)

1.一种三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法，采用双闭环控制，其中电流内环采用模型预测控制，电压外环采用基于自适应连续函数构造的趋近律变结构控制，其特征在于，依次包括以下步骤：
(1)采集三相电压型PWM整流器系统的三相电网电压ua、ub、uc，三相输入电流ia、ib、ic及直流母线实际电压值Udc；
(2)将采集到的三相电网电压ua、ub、uc和三相输入电流ia、ib、ic经过3/2坐标变换，得到两相静止坐标系下的电网电压uα、uβ和输入电流iα、iβ，将两相静止坐标系下的电网电压信号经过软件锁相环，得到电网电压位置角θ；
(3)将直流母线电压参考值
Figure FDA0003819296940000011
与步骤(1)得到的直流母线电压实际值Udc作差，经过自适应连续变结构控制，得到同步旋转坐标系下的d轴电流参考值
Figure FDA0003819296940000012
设q轴电流参考值
Figure FDA0003819296940000013
为0，再经由(2)得到的电网电压位置角θ进行Park反变换，得到两相静止坐标系下的α轴电流参考值
Figure FDA0003819296940000014
和β轴电流参考值
Figure FDA0003819296940000015
其中，下标α、β、d、q和dc均为区分作用，并非变量；
自适应连续变结构控制过程为：首先选取系统的状态变量为
Figure FDA0003819296940000016
式中,
Figure FDA0003819296940000017
为直流母线电压参考值，Udc为直流母线电压实际值，x1为自定义的中间变量；
设计自适应连续变结构中的开关面切换函数为s＝x1，以自适应连续函数重新构造变结构控制的趋近律，趋近律构造为：
Figure FDA0003819296940000018
其中，
Figure FDA0003819296940000019
k1>0，k2>k1>0，1<m<3，1<n<3，s为切换函数，s′为切换函数s的导数，
Figure FDA00038192969400000110
为自适应连续函数，sgn(s)为符号函数；
对式(1)求导，由于
Figure FDA00038192969400000111
是给定值，故求导结果为：
Figure FDA00038192969400000112
根据三相PWM整流器在d、q坐标系下直流侧的电流关系式
Figure FDA00038192969400000113
根据式(3)和式(4)可得：
Figure FDA00038192969400000114
其中，id和iq分别为同步旋转坐标系下的网侧电流，sd和sq分别为同步旋转坐标系下d、q轴开关函数，iR为负载电流，下标d、q和dc均为区分作用，并非变量；
将式(2)代入式(5)，可得
Figure FDA0003819296940000021
假定输入电压为三相对称电压，稳态时，有
Figure FDA0003819296940000022
eq＝0,
Figure FDA0003819296940000023
iq＝0，
Figure FDA0003819296940000024
Figure FDA0003819296940000025
其中，ed和eq分别为三相PWM整流器在两相旋转坐标系中的电网电压，URMS为电网电压有效值，下标RMS为区分作用，并非变量；
由三相PWM整流器在同步旋转坐标系下的数学模型
Figure FDA0003819296940000026
可推导出：
Figure FDA0003819296940000027
其中，R和L分别表示PWM变换器的电阻和电感值；
将式(8)其代入式(6)中，可得
Figure FDA0003819296940000028
稳态时，有
Figure FDA0003819296940000029
即
Figure FDA00038192969400000210
那么式(9)可改写为
Figure FDA00038192969400000211
即得同步旋转坐标系下的d轴电流参考值
Figure FDA00038192969400000212
(4)将步骤(2)得到的两相静止坐标系下的电网电压uα、uβ和输入电流iα、iβ，以及步骤(3)得到的两相静止坐标系下的α轴电流参考值
Figure FDA00038192969400000213
和β轴电流参考值
Figure FDA00038192969400000214
输入预测模型，得到α轴电压参考值
Figure FDA00038192969400000215
和β轴电压参考值
Figure FDA00038192969400000216
(5)根据电压矢量平面各点与8个电压矢量vα、vβ的距离关系，将电压矢量空间分为7个区域，并确定步骤(4)中得到的电压矢量参考值
Figure FDA00038192969400000217
和
Figure FDA00038192969400000218
所在的区域；其中，电压矢量vα、vβ分别为PWM整流器的α轴、β轴输入电压；
(6)将步骤(4)得到的α轴电压参考值
Figure FDA0003819296940000031
和β轴电压参考值
Figure FDA0003819296940000032
与步骤(5)中相对应的区域电压矢量参考值点乘，若计算结果大于计算值c(k)，则电压矢量参考值在该区域内，此时选择该电压矢量作为最优输出电压矢量；
(7)将步骤(6)得到的各矢量作用时间输入到调制器，将调制器输出的开关位置信号作为控制功率器件的开关信号。
2.根据权利要求1所述的三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法，其特征在于，所述步骤(4)中的预测模型如下：
Figure FDA0003819296940000033
式中，uα、uβ分别为三相PWM整流器在两相静止坐标系中电网电压，vα、vβ、iα、iβ分别为PWM整流器的α轴、β轴输入电压、输入电流，
Figure FDA0003819296940000034
和
Figure FDA0003819296940000035
分别为(k+1)时刻α轴、β轴的参考电流，iα(k)和iβ(k)分别为k时刻α轴、β轴的电流值，L为整流器进线电感，Ts为采样周期。
3.根据权利要求1所述的三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法，其特征在于：所述步骤(5)中，电压矢量空间的7个区域分别为：以电压矢量空间的原点为中心，以水平向右为0度，以竖直向上为90度，其中，区域Ⅶ为以原点为中心的六边形，六边形的边长为
Figure FDA0003819296940000036
区域Ⅰ为-30°～30°的范围，区域Ⅱ为90°～150°的范围，区域Ⅲ为30°～90°的范围，区域Ⅳ为-90°～-150°的范围，区域Ⅴ为-30°～-90°的范围，区域Ⅵ为150°～-150°的范围。
4.根据权利要求3所述的三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法，其特征在于：确定电压矢量参考值所在区域时，定义变量
Figure FDA0003819296940000037
并定义以下规则：若u1>0，则A＝1，否则A＝0；若u2>0，则B＝1，否则B＝0；若u3>0，则C＝1，否则C＝0，则电压矢量所在区域的计算公式为：N＝A+2B+4C。
5.根据权利要求4所述的三相电压型PWM整流器自适应连续变结构预测控制方法，其特征在于：在确定电压矢量参考值所在区域N后，进一步判断电压矢量参考值是否在区域VII的范围内，判断方法为：令
Figure FDA0003819296940000038
若
Figure FDA0003819296940000039
则选择vαm(k)和vβm(k)作为输出电压矢量，其中m为I～IV；若
Figure FDA00038192969400000310
Figure FDA00038192969400000311
则选择vα0,7(k)和vβ0,7(k)作为输出电压矢量。
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