CN109274119A - 三相电流型并网逆变器控制方法 - Google Patents

三相电流型并网逆变器控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种三相电流型并网逆变器控制方法，包括：构造包含并网电流与逆变器侧电流的核函数；根据核函数，通过最小二乘法并经过近似处理推导出由交流侧电感电流比例反馈项、电容电压比例反馈项和逆变器侧电流稳态值前馈项构成的控制模型，其中，电感电流比例反馈系数与电容电压比例反馈系数仅与同一个控制参数相关；获取交流侧电感电流、电容电压和电网电压，并计算电感电流稳态值和电容电压稳态值，通过基于扰动变量状态空间方程的稳态卡尔曼观测器观测逆变器侧电流稳态值；根据交流侧电感电流、电容电压、电感电流稳态值、电容电压稳态值、逆变器侧电流稳态值和控制模型，得到逆变器侧输入电流指令值，以对三相电流型并网逆变器进行控制。

Description

三相电流型并网逆变器控制方法
技术领域
本发明涉及逆变器技术领域，特别涉及一种三相电流型并网逆变器控制方法。
背景技术
随着能源短缺和环境污染问题的日益严峻，风能、太阳能等可再生能源发电技术得到了快速的发展。并网逆变器作为可再生能源与电网的接口，具有极大的研究价值。根据直流侧储能形式的不同，并网逆变器分为电压型逆变器(VSI)和电流型逆变器(CSI)。相对于VSI来说，CSI具有升压特性、可靠的短路保护特性、简单的直接电流控制特性等优点，因此目前已经广泛地应用于包括新能源发电、电机驱动、有源电力滤波器等在内的诸多领域。
对于三相电流型并网逆变器来说，其控制策略主要分为间接电流控制策略与直接电流控制策略，其区别在于是否直接对并网电流进行控制。一般来说，间接电流控制方法容易实现，但系统抗参数扰动性能较差。而对于直接电流控制方法，主要分为线性控制与非线性控制方法，其中线性控制主要为传统的直流侧电流、网侧电流双闭环控制，而非线性控制主要包括反步控制方法、无源控制方法、滑模控制方法以及模型预测控制方法。对于传统的直流测电流PI环、网侧电流PI/PR环控制方法来说，由于要考虑CL滤波器的谐振抑制作用，因此还需要增加电容电压反馈环，这使得系统参数整定过程较为复杂。对于非线性控制方法来说，其控制系统大多都较为复杂，其中模型预测控制(MPC)是一种比较容易理解的控制方法。相关技术结合有限集MPC方法与电容电压比例反馈有源阻尼方法，较好的实现了电流型变换器的控制，然而有限集MPC控制要求更高的控制频率，这导致处理器的计算负担较大。同时开关管的开关频率不固定，使CL滤波器的设计较为困难。综上，目前关于电流型并网逆变器的控制仍然缺少一种简单直观的控制方法。
发明内容
本发明旨在至少在一定程度上解决上述技术中的技术问题之一。为此，本发明的目的在于提出一种三相电流型并网逆变器控制方法，使三相电流型并网逆变器具有抑制CL滤波器谐振功能、单位功率因数并网功能、方便调整的参数以及良好的动态性能与稳态性能。
为达到上述目的，本发明提出了一种三相电流型并网逆变器控制方法，包括：构造包含并网电流与逆变器侧电流的核函数；根据所述核函数，通过最小二乘法并经过近似处理推导出由交流侧电感电流比例反馈项、电容电压比例反馈项和逆变器侧电流稳态值前馈项构成的控制模型，其中，所述控制模型中的电感电流比例反馈系数与电容电压比例反馈系数仅与同一个控制参数相关；获取交流侧电感电流、电容电压和电网电压，并计算得到电感电流稳态值和电容电压稳态值，以及通过基于扰动变量状态空间方程的稳态卡尔曼观测器观测得到逆变器侧电流稳态值；根据所述交流侧电感电流、电容电压、所述电感电流稳态值、所述电容电压稳态值、所述逆变器侧电流稳态值和所述控制模型，得到逆变器侧输入电流指令值，并根据所述逆变器侧输入电流指令值对所述三相电流型并网逆变器进行SVPWM控制。
根据本发明实施例的三相电流型并网逆变器控制方法，通过构造包含并网电流与逆变器侧电流的核函数，并根据核函数，通过最小二乘法并经过近似处理推导出由交流侧电感电流比例反馈项、电容电压比例反馈项和逆变器侧电流稳态值前馈项构成的控制模型，然后基于该控制模型对三相电流型并网逆变器进行SVPWM控制，由此，电容电压比例反馈项可以抑制CL滤波器谐振，电感电流比例反馈项与逆变器侧电流稳态值前馈项可以实现并网电流的无静差控制，并且需要整定的控制参数只有一个，方便调试，另外，该控制方法还具有良好的动态性能与稳态性能。
另外，根据本发明上述实施例提出的三相电流型并网逆变器控制方法还可以具有如下附加的技术特征：
所述核函数包含并网电流idq及其稳态值idq *、逆变器侧电流iwdq及其稳态值Iwdq *与权值μ，所述核函数为：
其中，k表示第k拍的参数。
所述控制模型的表达式为：
其中，a、b、α为固定参数，权值μ即为所述同一个控制参数。
获取交流侧电感电流、电容电压和电网电压，并计算得到电感电流稳态值和电容电压稳态值，具体包括：采样得到直流侧电流idc，交流侧三相电感电流ia、ib、ic，交流侧三相电容电压va、vb、vc，三相电网电压Ea、Eb、Ec，并经过3s/2r坐标变换得到交流侧直轴交轴电感电流id与iq、交流侧直轴交轴电容电压vd与vq、直轴交轴电网电压Ed与Eq；将直流侧电流给定值Idc *与实际值idc比较并经过PI控制器得到交流侧电感电流直轴给定值id *，同时将交流侧电感电流交轴给定值iq *给定为0以实现单位功率因数并网；根据电感电流稳态值、电容电压稳态值和电网电压之间的关系式计算出电感电流稳态值Id *与Iq *、电容电压稳态值Vd *与Vq *。
所述状态空间方程为：
其中，
将所述状态空间方程离散化得到：
其中，
所述稳态卡尔曼观测器为：
根据所述交流侧电感电流、电容电压、所述电感电流稳态值、所述电容电压稳态值、所述逆变器侧电流稳态值和所述控制模型，得到逆变器侧输入电流指令值，并根据所述逆变器侧输入电流指令值对所述三相电流型并网逆变器进行SVPWM控制，具体包括：根据所述交流侧直轴交轴电感电流、电感电流稳态值、交流侧直轴交轴电容电压、电容电压稳态值计算出相应的第k拍误差变量ide(k)、iqe(k)、vde(k)、vqe(k)；将所述误差变量代入所述稳态卡尔曼观测器，预测出第k+1拍逆变器侧电流稳态值Iwd *(k+1)、Iwq *(k+1)；将所述误差变量代入系统离散时间状态空间方程，预测出第k+1拍误差变量ide(k+1)、iqe(k+1)、vde(k+1)、vqe(k+1)；将第k+1拍预测值Iwd *(k+1)、Iwq *(k+1)、ide(k+1)、iqe(k+1)、vde(k+1)、vqe(k+1)代入所述控制模型，得出逆变器侧输入电流指令值iwd(k+1)、iwq(k+1)；将所得出的逆变器侧输入电流指令值经过2r/2s坐标变换得到αβ轴指令值，并作为SVPWM调制模块的输入。
附图说明
图1为本发明一个实施例的三相电流型并网逆变器的拓扑结构图；
图2为本发明实施例的三相电流型并网逆变器控制方法的流程图；
图3为本发明一个实施例的三相电流型并网逆变器控制框图；
图4为本发明与传统PI双闭环控制方法下电容电压、并网电流仿真波形与FFT分析；
图5为本发明与传统PI双闭环控制方法下直流侧电流给定突变时的直流侧电流仿真波形；
图6为本发明控制方法下直流侧电流给定突变时的稳态卡尔曼观测器仿真波形；
图7为本发明与传统PI双闭环控制方法下直流侧电流给定突变时的交流侧电流直轴波形图；
图8为本发明与传统PI双闭环控制方法下直流侧电流给定突变时的交流侧电流交轴波形图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
下面结合附图来描述本发明实施例的三相电流型并网逆变器控制方法。
如图1所示，本发明实施例的三相电流型并网逆变器主要有包括六个开关管S1至S6的逆变桥构成，在逆变桥输入一端与直流电源正极端之间还连接有电阻Rdc和电感Ldc，对应逆变桥的三相输出还连接有CL滤波器即三相电感La、Lb、Lc和三相电容Ca、Cb、Cc，以及三相电阻。
如图2所示，本发明实施例的三相电流型并网逆变器控制方法包括：
S1，构造包含并网电流与逆变器侧电流的核函数。
在本发明的实施例中，所构造的核函数包含并网电流idq及其稳态值idq *、逆变器侧电流iwdq及其稳态值Iwdq *与权值μ。该核函数为：
其中，k表示第k拍的参数。
S2，根据核函数，通过最小二乘法并经过近似处理推导出由交流侧电感电流比例反馈项、电容电压比例反馈项和逆变器侧电流稳态值前馈项构成的控制模型，其中，控制模型中的电感电流比例反馈系数与电容电压比例反馈系数仅与同一个控制参数相关。
根据三相电流型并网逆变器数学模型的性质，可将核函数J(k)的最小二乘解IOV(k)简化为包含电感电流误差(idqe)比例反馈项、电容电压误差(vdqe)比例反馈项与逆变器侧电流稳态值(Iwdq *)前馈项的控制形式。简化得到的上述控制模型的表达式为：
其中，a、b、α为固定参数。
具体地，固定参数a、b、α分别为：
其中，C、L分别为三相电流型并网逆变器交流侧CL滤波器电容和电感值，ωr为CL滤波器的谐振角频率，ω为电网电压角频率，即100πrad/s，数字控制系统采样频率fs为10kHz，采样周期Ts＝1/fs。
式(2)中的权值μ即为所述的同一个控制参数，即控制模型中的电感电流比例反馈系数与电容电压比例反馈系数仅与μ相关。
S3，获取交流侧电感电流、电容电压和电网电压，并计算得到电感电流稳态值和电容电压稳态值，以及通过基于扰动变量状态空间方程的稳态卡尔曼观测器观测得到逆变器侧电流稳态值。
具体地，结合图3，可采样得到直流侧电流idc，交流侧三相电感电流ia、ib、ic，交流侧三相电容电压va、vb、vc，三相电网电压Ea、Eb、Ec，并经过3s/2r坐标变换得到交流侧直轴交轴电感电流id与iq、交流侧直轴交轴电容电压vd与vq、直轴交轴电网电压Ed与Eq。
可将直流侧电流给定值Idc *与实际值idc比较并经过PI控制器得到交流侧电感电流直轴给定值id *，同时将交流侧电感电流交轴给定值iq *给定为0以实现单位功率因数并网。
在此基础上，根据电感电流稳态值、电容电压稳态值和电网电压之间的关系式，即下式(4)计算出电感电流稳态值Id *与Iq *、电容电压稳态值Vd *与Vq *：
逆变器侧电流稳态值Iwd *与Iwq *较依赖于系统模型参数，在本发明的一个实施例中，为了改进控制系统对模型参数的敏感性，可引入基于扰动变量状态空间方程的稳态卡尔曼观测器来观测Iwd *与Iwq *。
在本发明的一个实施例中，状态空间方程为：
其中，
将状态空间方程离散化可得：
其中，
为了减小处理器的负担，所采用的稳态卡尔曼观测器为：
S4，根据交流侧电感电流、电容电压、电感电流稳态值、电容电压稳态值、逆变器侧电流稳态值和控制模型，得到逆变器侧输入电流指令值，并根据逆变器侧输入电流指令值对三相电流型并网逆变器进行SVPWM控制。
具体地，结合图3，首先进行状态变量误差计算，即根据交流侧直轴交轴电感电流、电感电流稳态值、交流侧直轴交轴电容电压、电容电压稳态值计算出相应的第k拍误差变量ide(k)、iqe(k)、vde(k)、vqe(k)。考虑到数字控制系统不可避免的一拍控制延迟，接下来可进行Kalman估计和一拍超前预测，即将误差变量代入稳态卡尔曼观测器，预测出第k+1拍逆变器侧电流稳态值Iwd *(k+1)、Iwq *(k+1)，并将误差变量代入系统离散时间状态空间方程，预测出第k+1拍误差变量ide(k+1)、iqe(k+1)、vde(k+1)、vqe(k+1)。然后进行电流指令值的计算，即将第k+1拍预测值Iwd *(k+1)、Iwq *(k+1)、ide(k+1)、iqe(k+1)、vde(k+1)、vqe(k+1)代入控制模型，即上式(2)，得出逆变器侧输入电流指令值iwd(k+1)、iwq(k+1)。最后，将所得出的逆变器侧输入电流指令值经过2r/2s坐标变换得到αβ轴指令值，并作为SVPWM调制模块的输入，实现对三相电流型并网逆变器的控制。
下面结合仿真实例说明本发明实施例的控制方法的优点。
图4的(a)～(d)分别示出了本发明实施例的控制方法与传统PI双闭环控制方法下电容电压、并网电流仿真波形与FFT分析，从波形图上可以直观的看到本发明实施例的控制方法稳态时网侧电流波形THD更小，仅为0.98％，而传统PI双闭环控制方法稳态时网侧电流波形THD为1.65％，表明了本发明实施例的控制方法具有更好的稳态性能。
图5的(a)、(b)分别示出了本发明实施例的控制方法与传统PI双闭环控制方法下直流侧电流给定突变时的直流侧电流仿真波形。从图5中可以看出在直流侧电流给定值从6A到8A的阶跃变化中，本发明实施例的控制方法下的图5(a)仅需不到10ms即可进入稳态，而传统PI双闭环控制方法下的图5(b)至少需要30ms才能再次进入稳态。
图6为本发明实施例的控制方法下直流侧电流给定突变时的稳态卡尔曼观测器仿真波形，从图6中可看出，卡尔曼观测器的输出值变化符合直流侧电流值变化趋势。即在直流侧电压恒定时，直流侧电流越大，逆变器侧电流指令值越大。这进一步说明了本发明实施例所使用的卡尔曼观测器具有较好的动态性能和稳态性能。
图7的(a)、(b)示出了本发明实施例的控制方法与传统PI双闭环控制方法下直流侧电流给定突变时的交流侧电流直轴波形图。从图7中可知，在直流侧电流给定阶跃变化时，使用本发明实施例的控制方法具有更快的动态响应。
图8的(a)、(b)示出了本发明实施例的控制方法与传统PI双闭环控制方法下直流侧电流给定突变时的交流侧电流交轴波形图。图8(a)中，交轴电流给定阶跃变化下系统几乎瞬间就再次进入稳态，而图8(b)中系统在50ms之内仍尚未稳定。因此，不论直流侧电流给定变化还是交流侧交轴电流给定变化，使用本发明实施例的控制方法都能使系统拥有较好的动态性能。
综上所述，根据本发明实施例的三相电流型并网逆变器控制方法，通过构造包含并网电流与逆变器侧电流的核函数，并根据核函数，通过最小二乘法并经过近似处理推导出由交流侧电感电流比例反馈项、电容电压比例反馈项和逆变器侧电流稳态值前馈项构成的控制模型，然后基于该控制模型对三相电流型并网逆变器进行SVPWM控制，由此，电容电压比例反馈项可以抑制CL滤波器谐振，电感电流比例反馈项与逆变器侧电流稳态值前馈项可以实现并网电流的无静差控制，并且需要整定的控制参数只有一个，方便调试，另外，该控制方法还具有良好的动态性能与稳态性能。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”、“轴向”、“径向”、“周向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (6)

1.一种三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于，包括：
构造包含并网电流与逆变器侧电流的核函数；
根据所述核函数，通过最小二乘法并经过近似处理推导出由交流侧电感电流比例反馈项、电容电压比例反馈项和逆变器侧电流稳态值前馈项构成的控制模型，其中，所述控制模型中的电感电流比例反馈系数与电容电压比例反馈系数仅与同一个控制参数相关；
获取交流侧电感电流、电容电压和电网电压，并计算得到电感电流稳态值和电容电压稳态值，以及通过基于扰动变量状态空间方程的稳态卡尔曼观测器观测得到逆变器侧电流稳态值；
根据所述交流侧电感电流、电容电压、所述电感电流稳态值、所述电容电压稳态值、所述逆变器侧电流稳态值和所述控制模型，得到逆变器侧输入电流指令值，并根据所述逆变器侧输入电流指令值对所述三相电流型并网逆变器进行SVPWM控制。
2.根据权利要求1所述的三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于，所述核函数包含并网电流idq及其稳态值idq *、逆变器侧电流iwdq及其稳态值Iwdq *与权值μ，所述核函数为：
其中，k表示第k拍的参数。
3.根据权利要求2所述的三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于，所述控制模型的表达式为：
其中，a、b、α为固定参数，权值μ即为所述同一个控制参数。
4.根据权利要求3所述的三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于，获取交流侧电感电流、电容电压和电网电压，并计算得到电感电流稳态值和电容电压稳态值，具体包括：
采样得到直流侧电流idc，交流侧三相电感电流ia、ib、ic，交流侧三相电容电压va、vb、vc，三相电网电压Ea、Eb、Ec，并经过3s/2r坐标变换得到交流侧直轴交轴电感电流id与iq、交流侧直轴交轴电容电压vd与vq、直轴交轴电网电压Ed与Eq；
将直流侧电流给定值Idc *与实际值idc比较并经过PI控制器得到交流侧电感电流直轴给定值id *，同时将交流侧电感电流交轴给定值iq *给定为0以实现单位功率因数并网；
根据电感电流稳态值、电容电压稳态值和电网电压之间的关系式计算出电感电流稳态值Id *与Iq *、电容电压稳态值Vd *与Vq *。
5.根据权利要求4所述的三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于，所述状态空间方程为：
其中，
将所述状态空间方程离散化得到：
其中，
所述稳态卡尔曼观测器为：
6.根据权利要求5所述的三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于，根据所述交流侧电感电流、电容电压、所述电感电流稳态值、所述电容电压稳态值、所述逆变器侧电流稳态值和所述控制模型，得到逆变器侧输入电流指令值，并根据所述逆变器侧输入电流指令值对所述三相电流型并网逆变器进行SVPWM控制，具体包括：
根据所述交流侧直轴交轴电感电流、电感电流稳态值、交流侧直轴交轴电容电压、电容电压稳态值计算出相应的第k拍误差变量ide(k)、iqe(k)、vde(k)、vqe(k)；
将所述误差变量代入所述稳态卡尔曼观测器，预测出第k+1拍逆变器侧电流稳态值Iwd *(k+1)、Iwq *(k+1)；
将所述误差变量代入系统离散时间状态空间方程，预测出第k+1拍误差变量ide(k+1)、iqe(k+1)、vde(k+1)、vqe(k+1)；
将第k+1拍预测值Iwd *(k+1)、Iwq *(k+1)、ide(k+1)、iqe(k+1)、vde(k+1)、vqe(k+1)代入所述控制模型，得出逆变器侧输入电流指令值iwd(k+1)、iwq(k+1)；
将所得出的逆变器侧输入电流指令值经过2r/2s坐标变换得到αβ轴指令值，并作为SVPWM调制模块的输入。
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