CN109245103A - 基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法及装置。方法为：采样非理想三相系统的电压信号，将三相电网电压由abc静止坐标系转换到αβ静止坐标系下，经NMAF提取准电压基波正序信号，将αβ静止坐标系下的电压信号转换至dq同步旋转坐标系下；经PI控制器得到准电压基波正序信号角频率，经积分环节得到准电压基波正序信号相位角；将准电压基波正序信号角频率和相位角，经数值运算得到电压基波正序信号相位角。装置包括实现上述方法的第一转换模块、第一获取模块、第二转换模块、第二获取模块、计算模块。本发明可以在两相静止坐标系下滤除电压信号中所有谐波分量、负序分量和直流分量，结构易于实现，便于锁相环中基波正序信号的提取。

Description

基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法及装置

技术领域

本发明涉及电力电子变换技术领域，特别是一种基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法及装置。

背景技术

在新能源应用领域中，与基准信号同步是很重要的，例如分布式发电中，连接电网的转换器通常必须与公用电网的相位和频率同步。锁相环(Phase Locked Loop-PLL)可以用于与信号同步。例如，单同步坐标系软件锁相环(Single Synchronous Reference FrameSoftware Phase Lock Loop—SSRF-PLL)是广泛使用的PLL技术，其能够检测基准信号的相角和频率。在一定条件下，SSRF-PLL可以快速而又精确的检测到基准信号的相角、基频和幅值。如果基准信号由于低次谐波而失真，可以通过减小SSRF-PLL反馈环节的带宽而抑制和消除这些谐波对输出的影响。然而在某些情况下，由于PLL的响应速度也因此会减小，所以减小PLL带宽可能是不可接受的解决方案。此外，基准信号的不平衡也会对基于SSRF-PLL方法的设计产生影响。

目前，基于双同步坐标系的解耦软件锁相环(Decoupled Double SynchronousReference Frame Software Phase Locked Loop—DDSRF-PLL)，基于双二阶广义积分器的软件锁相环(Double Second Order Generalized Integrator Software Phase LockedLoop—DSOGI-SPLL)，是基于SSRF-PLL而设计的改进锁相环，是目前应用于非理想电网最为广泛的两种软件锁相环，但这两种锁相环对低次谐波滤除效果不是很理想，如果改善锁相环对低次谐波的滤除作用，其动态响应时间将会变长。基于级联延时信号消除法的软件锁相环(Cascade Delayed Signal Cancellation Software Phase Locked Loop—CDSC-SPLL)，在SSRF-PLL锁相环基础上应用级联延时消去法滤除所有谐波分量，从而提取电压正序分量用以锁定电网基波相位和频率，但是在数字系统中信号不连续，延时信号误差不可避免，可以采用加权平均值等算法减少误差，但五级模块需要分别计算，计算量太大，当电网频率发生变化时，其五级串联结构也会对频率反馈的设计造成影响。

发明内容

本发明的目的在于提供一种适用于非理想电网条件的软件锁相环，在电网电压出现不平衡、谐波畸变、频率突变及相位突变等故障时，能够准确而快速的排除故障影响，重新锁定电网电压信号的相位角和频率。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法，包括：

采样非理想三相系统的电压信号u_a、u_b、u_c，利用Clark变换将信号转换到αβ静止坐标系下的电压信号u_α、u_β；

经改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺；

通过Park变换将αβ静止坐标系下的电压信号u_α ⁺、u_β ⁺转换至dq同步旋转坐标系下的电压信号u_d ⁺、u_q ⁺；

u_q ⁺经PI控制器得到准电压基波正序信号角频率ω_o；

ω_o经积分环节得到准电压基波正序信号相位角θ_o；

将得到的准电压基波正序信号角频率ω_o和相位角θ_o，经数值运算得到最终输出电压基波正序信号相位角θ。

进一步地，所述的非理想三相系统的电压信号u_a、u_b、u_c，具体如下：

非理想三相系统的电压信号由基波正序分量和多种频率的分量组成，其函数表达式为：

式中，U₁ ⁺为电网电压基波正序分量的电压幅值，U_n为电网电压n次谐波的电压幅值，φ₁和φ_n分别为电网电压基波正序分量的初始相位角和电网电压n次谐波的初始相位角，ω为电网电压频率。

进一步地，所述的经改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺，具体如下：

NMAF传递函数G(s)为：

式中，T_ω为基波正序信号周期；ω为基波正序信号角频率；j为复数；

NMAF的离散化差分方程为：

式中，N为工频周期采样数，ω为基波正序信号角频率，T_s为采样周期，u_α(n-N)表示第n-N周期α轴输入值，u_β(n-N)表示第n-N周期β轴输入值,u_α ⁺(n-1)为上个周期α轴输出值，u_β ⁺(n-1)为上个周期β轴输出值。

进一步地，将得到的准电压基波正序信号角频率ω_o和相位角θ_o，经数值运算得到最终输出电压基波正序信号相位角θ，公式如下：

式中，ω_o为准电压基波正序信号的角频率，θ_o为准电压基波正序信号的相位角。

一种基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现装置，包括：

第一转换模块，利用Clark变换，将采样非理想三相系统的电压信号u_a、u_b、u_c转换到αβ静止坐标系中的电压信号u_α、u_β；

第一获取模块，用于根据改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺；

第二转换模块，用于基于Park变换，将αβ静止坐标系下的电压信号u_α ⁺、u_β ⁺转换至dq同步旋转坐标系下的电压信号u_d ⁺、u_q ⁺；

第二获取模块，用PI控制器对所述dq同步旋转坐标系下的q轴电压信号u_q ⁺进行PI调节，得到准电压基波正序信号角频率ω_o，ω_o经积分环节得到准电压基波正序信号相位角θ_o；

计算模块，将得到的准电压基波正序信号角频率ω_o和相位角θ_o，经数值运算得到电压基波正序信号相位角θ。

进一步地，所述第一获取模块，包括：

判断生成子模块，用于判断所述非理想三相系统电压信号u_a、u_b、u_c的相序并生成判断结果；

所述选择计算子模块，用于根据所述判断结果和改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺。

进一步地，所述第二获取模块，包括：

调节子模块，通过利用PI控制器对所述dq同步旋转坐标系下的q轴电压信号u_q ⁺进行PI调节，得到准电压基波正序信号角频率ω_o；

积分子模块，用于通过积分器对所述角频率ω_o进行积分以获得准电压基波正序信号相位角θ_o。

本发明与现有技术相比，其显著优点在：(1)采用NMAF结构，可以在αβ静止坐标系下滤除电压信号中所有谐波分量、负序分量和直流分量；(2)在电网电压出现不平衡、谐波畸变、频率突变及相位突变等故障时，能够准确快速的排除故障影响，重新锁定电网电压信号的相位角和频率；(3)NMAF结构简单易于实现，降低了锁相环中基波正序信号提取的难度。

附图说明

图1为本发明基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环的结构示意图。

图2为本发明中NMAF实现结构框图和幅频响应曲线图，其中(a)为NMAF实现结构框图，(b)为NMAF幅频特性曲线图。

图3为本发明中NMAF在频率0Hz至100Hz的幅频响应曲线和相频响应曲线图。

图4为电网电压不平衡时锁相环的仿真波形图。

图5为向电网电压中加入谐波时锁相环的仿真波形图。

图6为电网电压频率突变时锁相环的仿真波形图。

图7为电网电压相位突变时锁相环的仿真波形图。

图8为电网电压三相跌落时锁相环的仿真波形图。

图9为单相接地故障时锁相环的仿真波形图。

具体实施方式

本发明基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环，应用NMAF提取非理想电网电压信号中的准基波正序信号，经比例积分控制器得到准基波正序信号的角频率，然后经过积分环节得到准基波正序信号的相位角，再经过数值运算得到基波正序信号相位角，具体如下：

一种基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法，包括：

采样非理想三相系统的电压信号u_a、u_b、u_c，利用Clark变换将信号转换到αβ静止坐标系下的电压信号u_α、u_β；

经改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺；

通过Park变换将αβ静止坐标系下的电压信号u_α ⁺、u_β ⁺转换至dq同步旋转坐标系下的电压信号u_d ⁺、u_q ⁺；

u_q ⁺经PI控制器得到准电压基波正序信号角频率ω_o；

ω_o经积分环节得到准电压基波正序信号相位角θ_o；

将得到的准电压基波正序信号角频率ω_o和相位角θ_o，经数值运算得到最终输出电压基波正序信号相位角θ。

进一步地，所述的非理想三相系统的电压信号u_a、u_b、u_c，具体如下：

非理想三相系统的电压信号由基波正序分量和多种频率的分量组成，其函数表达式为：

式中，U₁ ⁺为电网电压基波正序分量的电压幅值，U_n为电网电压n次谐波的电压幅值，φ₁和φ_n分别为电网电压基波正序分量的初始相位角和电网电压n次谐波的初始相位角，ω为电网电压频率。

进一步地，所述的经改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺，具体如下：

NMAF传递函数为：

式中，T_ω为基波正序信号周期；ω为基波正序信号角频率；j为复数；

NMAF的离散化差分方程为：

式中，N为工频周期采样数，ω为基波正序信号角频率，T_s为采样周期，u_α(n-N)表示第n-N周期α轴输入值，u_β(n-N)表示第n-N周期β轴输入值,u_α ⁺(n-1)为上个周期α轴输出值，u_β ⁺(n-1)为上个周期β轴输出值。

进一步地，将得到的准电压基波正序信号角频率ω_o和相位角θ_o，经数值运算得到最终输出电压基波正序信号相位角θ，公式如下：

式中，ω_o为准电压基波正序信号的角频率，θ_o为准电压基波正序信号的相位角。

一种基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现装置，包括：

第一转换模块，利用Clark变换，将采样非理想三相系统的电压信号u_a、u_b、u_c转换到αβ静止坐标系下的电压信号u_α、u_β；

第一获取模块，用于根据改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺；

第二转换模块，用于基于Park变换，将αβ静止坐标系下的电压信号u_α ⁺、u_β ⁺转换至dq同步旋转坐标系下的电压信号u_d ⁺、u_q ⁺；

第二获取模块，用PI控制器对所述dq同步旋转坐标系下的q轴电压信号u_q ⁺进行PI调节，得到准电压基波正序信号角频率ω_o，ω_o经积分环节得到准电压基波正序信号相位角θ_o；

计算模块，将得到的准电压基波正序信号角频率ω_o和相位角θ_o，经数值运算得到电压基波正序信号相位角θ。

进一步地，所述第一获取模块，包括：

判断生成子模块，用于判断所述非理想三相系统电压信号u_a、u_b、u_c的相序并生成判断结果；

所述选择计算子模块，用于根据所述判断结果和改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺。

进一步地，所述第二获取模块，包括：

调节子模块，通过利用PI控制器对所述旋转坐标系下的q轴电压信号u_q ⁺进行PI调节，得到准电压基波正序信号角频率ω_o；

积分子模块，用于通过积分器对所述角频率ω_o进行积分以获得准电压基波正序信号相位角θ_o。

下面结合附图及具体实施例对本发明做进一步详细说明。

实施例1

本实施例基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法，包括以下步骤：

步骤1、结合附图1，在第n个开关周期，将电压信号u_a(n)、u_b(n)、u_c(n)通过Clark变换转换到αβ静止坐标系下，得到u_α(n)、u_β(n)，转换公式如下：

式中，u_a(n)为第n开关周期A相电压采样信号，u_b(n)为第n开关周期B相电压采样信号，u_c(n)为第n开关周期C相电压采样信号。

步骤2、将u_α(n)、u_β(n)经改进滑动平均值滤波器(Novel Moving Average Filter，NMAF)提取准基波正序信号u_α ⁺(n)、u_β ⁺(n)，NMAF传递函数如下：

式中，T_ω为基波正序信号周期；ω为基波正序信号角频率；j为复数。

上式离散化差分方程为：

式中，N为工频周期采样数，ω为基波正序信号角频率，T_s为采样周期，u_α(n-N)表示第n-N周期α轴输入值，u_β(n-N)表示第n-N周期β轴输入值,u_α ⁺(n-1)为上个周期α轴输出值，u_β ⁺(n-1)为上个周期β轴输出值；

图2(a)为NMAF实现结构框图，(b)为NMAF幅频特性曲线，由图3可知NMAF可以滤除直流分量，负序分量以及谐波分量，减少非理想电网对锁相环的干扰，可以广泛运用于对锁相环要求较高的场合。图3为本发明中NMAF在频率0Hz至100Hz的幅频响应曲线和相频响应曲线。

步骤3、将u_α ⁺(n)、u_β ⁺(n)经Park变换至dq同步旋转坐标系下,得到u_d ⁺(n)、u_q ⁺(n)，转换公式如下：

式中，θ_o为上个开关周期步骤4所得相位角，u_α ⁺(n)为Park变换α轴输入，u_β ⁺(n)为Park变换β轴输入。

步骤4、将u_q ⁺(n)通过PI控制器和积分器得到准基波正序信号相位角θ_o和角频率ω_o。

步骤5、将步骤4得到的准基波正序信号的角频率ω_o和相位角θ_o经数值运算得到电压基波信号相位角θ，数值运算公式如下：

式中，ω_o为准基波正序信号的角频率，θ_o为准基波正序信号的相位角。

本实施例采用PLECS搭建锁相环仿真模型。各项参数如表1所示。本实施例共验证了六种非理想电网状态，其中图4为电网电压跌落，其中A相不变，B相幅值跌落30％，C相幅值跌落70％；图5为电网电压谐波干扰，向电网电压注入幅值为基波幅值10％的五次负序谐波，10％的七次正序谐波，10％的十一次负序谐波，10％的十三次正序谐波；图6为电网电压频率突变，角频率由50×2πrad/s突变至45×2πrad/s；图7为电网电压相位突变，相位突变0.1πrad；图8为电网电压三相平衡跌落仿真波形，幅值跌落50％；图9为A相全跌落仿真波形。采用CDSC-SPLL，DSOGI-SPLL，NMAF-SPLL三种锁相环进行仿真对比，三种锁相环参数设置相同。由仿真结果可以看出，NMAF-SPLL在电网电压出现不平衡、谐波畸变、频率突变及相位突变等非理想电网条件下，具有较好的抗干扰能力，快速的动态响应。

表1

Claims (7)

1.一种基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法，其特征在于，包括：

采样非理想三相系统的电压信号u_a、u_b、u_c，利用Clark变换将信号转换到αβ静止坐标系中的电压信号u_α、u_β；

经改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺；

通过Park变换将αβ静止坐标系下的电压信号u_α ⁺、u_β ⁺转换至dq同步旋转坐标系下的电压信号u_d ⁺、u_q ⁺；

u_q ⁺经PI控制器得到准电压基波正序信号角频率ω_o；

ω_o经积分环节得到准电压基波正序信号相位角θ_o；

将得到的准电压基波正序信号角频率ω_o和相位角θ_o，经数值运算得到电压基波正序信号相位角θ。

2.根据权利要求1所述的基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法，其特征在于，所述的非理想三相系统的电压信号u_a、u_b、u_c，具体如下：

非理想三相系统的电压信号由基波正序分量和多种频率的分量组成，其函数表达式为：

式中，U₁ ⁺为电网电压基波正序分量的电压幅值，U_n为电网电压n次谐波的电压幅值，φ₁和φ_n分别为电网电压基波正序分量的初始相位角和电网电压n次谐波的初始相位角，ω为电网电压频率。

3.根据权利要求1所述的基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法，其特征在于，所述的经改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺，具体如下：

NMAF传递函数为：

式中，T_ω为基波正序信号周期；ω为基波正序信号角频率；j为复数；

NMAF的离散化差分方程为：

式中，N为工频周期采样数，ω为基波正序信号角频率，T_s为采样周期，u_α(n-N)表示第n-N周期α轴输入值，u_β(n-N)表示第n-N周期β轴输入值,u_α ⁺(n-1)为上个周期α轴输出值，u_β ⁺(n-1)为上个周期β轴输出值。

4.根据权利要求1所述的基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环，其特征在于，将得到的准电压基波正序信号角频率ω_o和相位角θ_o，经数值运算得到电压基波正序信号相位角θ，公式如下：

式中，ω_o为准电压基波正序信号的角频率，θ_o为准电压基波正序信号的相位角。

5.一种基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现装置，其特征在于，包括：

第一转换模块，利用Clark变换，将采样非理想三相系统的电压信号u_a、u_b、u_c转换到αβ静止坐标系下的电压信号u_α、u_β；

第一获取模块，用于根据改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺；

第二转换模块，用于基于Park变换，将αβ静止坐标系下的电压信号u_α ⁺、u_β ⁺转换至dq同步旋转坐标系下的电压信号u_d ⁺、u_q ⁺；

第二获取模块，用PI控制器对所述dq同步旋转坐标系下的q轴电压信号u_q ⁺进行PI调节，得到准电压基波正序信号角频率ω_o，ω_o经积分环节得到准电压基波正序信号相位角θ_o；

计算模块，将得到的准电压基波正序信号角频率ω_o和相位角θ_o，经数值运算得到最终输出电压基波正序信号相位角θ。

6.根据权利要求5所述的基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现装置，其特征在于，所述第一获取模块，包括：

判断生成子模块，用于判断所述非理想三相系统电压信号u_a、u_b、u_c的相序并生成判断结果；

所述选择计算子模块，用于根据所述判断结果和改进滑动平均值滤波器即NMAF提取准电压基波正序信号u_α ⁺、u_β ⁺。

7.根据权利要求5所述的基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现装置，其特征在于，所述第二获取模块，包括：

调节子模块，通过利用PI控制器对所述旋转坐标系下的q轴电压信号u_q ⁺进行PI调节，得到准电压基波正序信号角频率ω_o；

积分子模块，用于通过积分器对所述角频率ω_o进行积分以获得准电压基波正序信号相位角θ_o。