CN112595891A - 一种电力系统高次谐波检测的方法 - Google Patents

一种电力系统高次谐波检测的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112595891A
CN112595891A CN202011064552.0A CN202011064552A CN112595891A CN 112595891 A CN112595891 A CN 112595891A CN 202011064552 A CN202011064552 A CN 202011064552A CN 112595891 A CN112595891 A CN 112595891A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
current
voltage
harmonic
axis
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202011064552.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112595891B (zh
Inventor
王辉
袁性忠
朱岸明
袁斌
杨柳
张鹏
张超
岳园园
罗璇
王玮超
赵刚
贾宏刚
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
State Grid Shaanxi Electric Power Co Ltd
Economic and Technological Research Institute of State Grid Shaanxi Electric Power Co Ltd
Original Assignee
State Grid Shaanxi Electric Power Co Ltd
Economic and Technological Research Institute of State Grid Shaanxi Electric Power Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by State Grid Shaanxi Electric Power Co Ltd, Economic and Technological Research Institute of State Grid Shaanxi Electric Power Co Ltd filed Critical State Grid Shaanxi Electric Power Co Ltd
Priority to CN202011064552.0A priority Critical patent/CN112595891B/zh
Publication of CN112595891A publication Critical patent/CN112595891A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112595891B publication Critical patent/CN112595891B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
    • G01R23/165—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters

Abstract

本发明公开了一种电力系统高次谐波检测的方法，该方法基于ip‑iq谐波检测法，利用自适应陷波器对同步坐标系锁相环进行改进，得到自适应陷波器锁相环ANF‑PLL，实现在电网电压不平衡且畸变时仍能准确的提取基波正序相位，并使用滑动均值滤波MAF代替低通滤波提高检测精度。该方法解决本发明了现有技术中存在的谐波检测法在系统电压不平衡且畸变时会出现检测误差的问题。本发明可用于三相三线制和三相四线制电力系统，具有结构简单、检测精度高、便于工程实现等优点。

Description

一种电力系统高次谐波检测的方法
技术领域
本发明属于电力工业技术领域，具体涉及一种电力系统高次谐波检测的方法。
背景技术
近年来，全球面临化石能源匮乏、环境污染日益严重等严峻形势，迫使人们对可再生能源进行开发和利用。将可再生能源转换为电能，必须利用大量的电力电子装置，而随着电力电子装置的广泛应用，导致大量的谐波注入电网。谐波问题对电力系统安全、稳定、经济运行构成潜在威胁，对电力设备危害尤其严重，因此对电力系统谐波的研究显得尤为重要，而电力系统谐波的检测正是这些研究的首要任务。
目前，常用的谐波检测方法有：基于频域分析的离散傅里叶变换及小波变换；基于Fryze时域分析的有功电流检测法；基于瞬时无功功率的检测法等。离散傅里叶变换算法需要进行严格的同步采样，由于计算量过大导致运算时间长，在应用于高实时性的补偿系统时往往达不到预期的要求。小波变换算法依靠其时间局限性弥补了傅里叶变换中的缺点，但在进行基波选取时往往无法选取到最小基波导致检测效率降低。基于Fryze时域分析的有功电流检测法需要计算负载有功功率和电网电压的有效值，至少有一个周期的延迟，不适用于频繁变化的负载。基于瞬时无功功率理论的谐波检测法是目前应用最为广泛的方法，其优点是电路较简单，实时性好，可应用于单相和三相系统，但检测精度受其滤波器的影响。同时上述方法均在系统电压不平衡且畸变时会出现检测误差。
发明内容
本发明的目的是提供一种电力系统高次谐波检测的方法，解决了现有技术中存在的谐波检测在系统电压不平衡且畸变时会出现检测误差的问题。
本发明所采用的技术方案是，一种电力系统高次谐波检测的方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1、采样电网A相电压ea、B相电压eb和C相电压ec，将ea、eb和ec进行克拉克变换C32，得到两相静止坐标系下的α轴电压eα和β轴电压eβ；
步骤2、两相静止坐标系下的α轴电压eα和β轴电压eβ分别通过自适应陷波器ANF，得到滤除了高频信号的α轴原始电压eα和正交信号S90°uα以及β轴原始电压的eβ和正交信号S90°uβ；
步骤3、将α轴电压eα、S90°uα和β轴电压eβ、S90°uβ进行正交运算，得到两相静止坐标系下α轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000021
和β轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000022
步骤4、对α轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000023
和β轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000024
进行派克变换C，得到同步坐标系下d轴电压
Figure BDA0002713367970000025
和q轴电压
Figure BDA0002713367970000026
然后引入闭环控制，通过PI调节器控制q轴电压分量使
Figure BDA0002713367970000027
得到电网电压角频率ω，对ω积分得到电网基波正序电压相位θ；
步骤5、采样电网A相负载电流iLa、B相负载电流iLb和C相负载电流iLc,将三相负载电流iLa、iLb、iLc经过克拉克变换C32和派克变换C，得到有功电流ip和无功电流iq，其中派克变换C中相位角θ为步骤4中的电网基波正序电压相位θ；
步骤6、将得到的有功电流ip和无功电流iq分别通过滑动均值滤波MAF，得到滤除了谐波分量的直流有功电流
Figure BDA0002713367970000031
和直流无功电流
Figure BDA0002713367970000032
步骤7、将直流有功电流
Figure BDA0002713367970000033
和直流无功电流
Figure BDA0002713367970000034
进行派克反变换C-1和克拉克反变换C23，得到静止坐标系下的A相基波电流ia0，B相基波电流ib0和C相基波电流ic0,再用三相负载电流iLa、iLb、iLc减去三相基波电流ia0、ib0、ic0，即得到所需的A相谐波电流iha，B相谐波电流ihb和C相谐波电流ihc，若需要提取零序电流，将三相原始电流iLa、iLb、iLc相加后除以3可得到零序电流ih0。
本发明的特点还在于，
步骤1具体如下：
对电网A相电压ea、B相电压eb和C相电压ec进行克拉克变换C32，得到两相静止坐标系下的α轴电压eα和β轴电压eβ，方法如下：
Figure BDA0002713367970000035
步骤2中自适应陷波器ANF结构具体如下：
自适应陷波器ANF跟踪给定的周期信号，具体的动态微分方程描述为：
Figure BDA0002713367970000036
式中，u为周期性的输入信号，ω为其角频率，ζ为陷波参数，e为反馈误差，x为中间变量,
Figure BDA0002713367970000037
和
Figure BDA0002713367970000038
分别是x的二阶导数和一阶导数，对上述微分方程做拉普拉斯变换：
Figure BDA0002713367970000041
Figure BDA0002713367970000042
式中S90°uf(s)为S90°uf的象函数，S90°uf为正交信号，uf(s)为uf的象函数，uf为原始信号，u(s)为输入信号u的象函数，s为拉式算子；
当ANF输入一个工频周期信号u，得到滤除了高频分量的原始信号uf以及一个超前90°的正交信号S90°uf；
把两相静止坐标系下的电压eα、eβ分别通过自适应陷波器ANF，得到滤除了高频信号的α轴原始电压eα和正交信号S90°uα以及β轴原始电压的eβ和正交信号S90°uβ。
步骤3具体如下：
将alpha轴电压eα、S90°uα和beta轴电压eβ、S90°uβ进行正交运算，得到两相静止坐标系下α轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000043
和β轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000044
方法如下
Figure BDA0002713367970000045
Figure BDA0002713367970000046
步骤4具体如下：
将两相静止坐标系下的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000047
和
Figure BDA0002713367970000048
通过派克变换C得到同步坐标系下d轴电压
Figure BDA0002713367970000049
和q轴电压
Figure BDA00027133679700000410
具体如下：
Figure BDA0002713367970000051
当频率稳定时，由于q轴电压
Figure BDA0002713367970000052
为直流量，将q轴电压
Figure BDA0002713367970000053
和零值做差，由于PI调节器有直流无静差调节特性，从而使q轴电压
Figure BDA0002713367970000054
为0，进而实现锁相功能，PI调节器的输出与电网同步角频率ω比较，再对ω积分获取电网基波正序电压相位θ，具体如下：
∫ω＝θ。
步骤5具体如下：
Figure BDA0002713367970000055
采样电网A相负载电流iLa、B相负载电流iLb和C相负载电流iLc，θ是电网基波正序电压相位，经过克拉克变换C32和派克变换变换C得到有功电流ip和无功电流iq。
步骤6具体如下：
对滑动均值滤波MAF输入信号x(z)，采样个数为N，
Figure BDA0002713367970000056
为滑动均值滤波MAF的输出信号，滑动均值滤波MAF在离散域的表达式为：
Figure BDA0002713367970000057
对于电力系统中的谐波电流，偶次谐波电流为零，因而6n、6n+2、6n+4次谐波电流都为零；只剩下6n+1次正序和6n+5次负序谐波电流，需要滤除的负载电流中各奇次谐波，三相谐波电流经过静止坐标系到同步坐标系的变换后，正序谐波的次数将降低一次，而负序谐波的次数将升高一次，均变为偶次谐波，同时考虑对基波负序分量补偿，设置滑动均值滤波MAF系统的采样频率为10kHz，N为100，滑动均值滤波MAF滤除100Hz及其整数倍频的交流分量；
将有功电流ip和无功电流iq通过滑动均值滤波MAF得到对应的直流有功电流
Figure BDA0002713367970000061
和直流无功电流
Figure BDA0002713367970000062
步骤7具体如下：
将直流有功电流
Figure BDA0002713367970000063
和直流无功电流
Figure BDA0002713367970000064
通过派克反变换C-1和克拉克反变换C23，得到滤除了高次谐波分量的A相基波电流ia0，B相基波电流ib0和C相基波电流ic0，具体如下：
Figure BDA0002713367970000065
将采样到的三相负载电流iLa、iLb、iLc减去三相基波正序电流ia0、ib0、ic0，，即得到所需的A相谐波电流iha，B相谐波电流ihb和C相谐波电流ihc；
对于三相四线制系统，将A相负载电流iLa、B相负载电流iLb和C相负载电流iLc相加后除以3可得到零序电流ih0：
Figure BDA0002713367970000066
本发明的有益效果是，一种电力系统高次谐波检测的方法，能够实现在电网电压不平衡且畸变时仍能准确的提取基波正序相位，并通过滑动均值滤波提高了检测精度，可用于三相三线制和三相四线制系统。本发明具有原理简单、响应迅速及检测精度高特点，特别适用于恶劣电网条件下谐波的实时在线检测。
附图说明
图1是本发明方法的总体原理图；
图2是自适应陷波器的结构图；
图3(a)是自适应陷波器输出uf的伯德图；
图3(b)是自适应陷波器输出S90°uf的伯德图；
图4是自适应陷波器锁相环结构图；
图5(a)是系统三相电网电压的曲线图；
图5(b)是传统的锁相环与自适应陷波器锁相环的曲线对比图；
图6是滑动均值滤波的结构图；
图7是滑动均值滤波的伯德图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明一种电力系统高次谐波检测的方法，总体原理图如图1所示，具体按照以下步骤实施：
步骤1、采样电网A相电压ea、B相电压eb和C相电压ec，将ea、eb和ec进行克拉克变换C32，得到两相静止坐标系下的α轴电压eα和β轴电压eβ；
步骤1具体如下：
对电网A相电压ea、B相电压eb和C相电压ec进行克拉克变换C32，得到两相静止坐标系下的α轴电压eα和β轴电压eβ，方法如下：
Figure BDA0002713367970000081
步骤2、两相静止坐标系下的α轴电压eα和β轴电压eβ分别通过自适应陷波器ANF，得到滤除了高频信号的α轴原始电压eα和正交信号S90°uα以及β轴原始电压的eβ和正交信号S90°uβ；
如图2所示，步骤2中自适应陷波器ANF结构具体如下：
自适应陷波器ANF跟踪给定的周期信号，具体的动态微分方程描述为：
Figure BDA0002713367970000082
式中，u为周期性的输入信号，ω为其角频率，ζ为陷波参数，e为反馈误差，x为中间变量,
Figure BDA0002713367970000083
和
Figure BDA0002713367970000084
分别是x的二阶导数和一阶导数，对上述微分方程做拉普拉斯变换：
Figure BDA0002713367970000085
Figure BDA0002713367970000086
式中S90°uf(s)为S90°uf的象函数，S90°uf为正交信号，uf(s)为uf的象函数，uf为原始信号，u(s)为输入信号u的象函数，s为拉式算子；
当ANF输入一个工频周期信号u，得到滤除了高频分量的原始信号uf以及一个超前90°的正交信号S90°uf；
把两相静止坐标系下的电压eα、eβ分别通过自适应陷波器ANF，得到滤除了高频信号的α轴原始电压eα和正交信号S90°uα以及β轴原始电压的eβ和正交信号S90°uβ。
步骤3、将α轴电压eα、S90°uα和β轴电压eβ、S90°uβ进行正交运算，得到两相静止坐标系下α轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000091
和β轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000092
步骤3具体如下：
将alpha轴电压eα、S90°uα和beta轴电压eβ、S90°uβ进行正交运算，得到两相静止坐标系下α轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000093
和β轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000094
方法如下
Figure BDA0002713367970000095
Figure BDA0002713367970000096
步骤4、对α轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000097
和β轴的基波正序电压
Figure BDA0002713367970000098
进行派克变换C，得到同步坐标系下d轴电压
Figure BDA0002713367970000099
和q轴电压
Figure BDA00027133679700000910
然后引入闭环控制，通过PI调节器控制q轴电压分量使
Figure BDA00027133679700000911
得到电网电压角频率ω，对ω积分得到电网基波正序电压相位θ，步骤1～4的过程如图4所示；
步骤4具体如下：
将两相静止坐标系下的基波正序电压
Figure BDA00027133679700000912
和
Figure BDA00027133679700000913
通过派克变换C得到同步坐标系下d轴电压
Figure BDA00027133679700000914
和q轴电压
Figure BDA00027133679700000915
具体如下：
Figure BDA00027133679700000916
当频率稳定时，由于q轴电压
Figure BDA0002713367970000101
为直流量，将q轴电压
Figure BDA0002713367970000102
和零值做差，由于PI调节器有直流无静差调节特性，从而使q轴电压
Figure BDA0002713367970000103
为0，进而实现锁相功能，PI调节器的输出与电网同步角频率ω比较，再对ω积分获取电网基波正序电压相位θ，具体如下：
∫ω＝θ。
步骤5、采样电网A相负载电流iLa、B相负载电流iLb和C相负载电流iLc,将三相负载电流iLa、iLb、iLc经过克拉克变换C32和派克变换C，得到有功电流ip和无功电流iq，其中派克变换C中相位角θ为步骤4中的电网基波正序电压相位θ；
步骤5具体如下：
Figure BDA0002713367970000104
采样电网A相负载电流iLa、B相负载电流iLb和C相负载电流iLc，θ是电网基波正序电压相位，经过克拉克变换C32和派克变换变换C得到有功电流ip和无功电流iq。
步骤6、将得到的有功电流ip和无功电流iq分别通过滑动均值滤波MAF，得到滤除了谐波分量的直流有功电流
Figure BDA0002713367970000105
和直流无功电流
Figure BDA0002713367970000106
步骤6具体如下：
对滑动均值滤波MAF输入信号x(z)，采样个数为N，
Figure BDA0002713367970000107
为滑动均值滤波MAF的输出信号，滑动均值滤波MAF在离散域的表达式为：
Figure BDA0002713367970000111
离散域下滑动均值滤波MAF的结构如图6所示。对于电力系统中的谐波电流，偶次谐波电流为零，因而6n、6n+2、6n+4次谐波电流都为零；只剩下6n+1次正序和6n+5次负序谐波电流，需要滤除的负载电流中各奇次谐波，三相谐波电流经过静止坐标系到同步坐标系的变换后，正序谐波的次数将降低一次，而负序谐波的次数将升高一次，均变为偶次谐波，同时考虑对基波负序分量补偿，设置滑动均值滤波MAF系统的采样频率为10kHz，采样数N取100，对应滑动均值滤波MAF的伯德图如图7所示，由图7可知，滑动均值滤波MAF滤除100Hz及其整数倍频的交流分量；
将有功电流ip和无功电流iq通过滑动均值滤波MAF得到对应的直流有功电流
Figure BDA0002713367970000112
和直流无功电流
Figure BDA0002713367970000113
步骤7、将直流有功电流
Figure BDA0002713367970000114
和直流无功电流
Figure BDA0002713367970000115
进行派克反变换C-1和克拉克反变换C23，得到静止坐标系下的A相基波电流ia0，B相基波电流ib0和C相基波电流ic0,再用三相负载电流iLa、iLb、iLc减去三相基波电流ia0、ib0、ic0，即得到所需的A相谐波电流iha，B相谐波电流ihb和C相谐波电流ihc，若需要提取零序电流，将三相原始电流iLa、iLb、iLc相加后除以3可得到零序电流ih0。
步骤7具体如下：
将直流有功电流
Figure BDA0002713367970000116
和直流无功电流
Figure BDA0002713367970000117
通过派克反变换C-1和克拉克反变换C23，得到滤除了高次谐波分量的A相基波电流ia0，B相基波电流ib0和C相基波电流ic0，具体如下：
Figure BDA0002713367970000121
将采样到的三相负载电流iLa、iLb、iLc减去三相基波正序电流ia0、ib0、ic0，，即得到所需的A相谐波电流iha，B相谐波电流ihb和C相谐波电流ihc；
对于三相四线制系统，将A相负载电流iLa、B相负载电流iLb和C相负载电流iLc相加后除以3可得到零序电流ih0：
Figure BDA0002713367970000122
本发明中，当自适应陷波器ANF的陷波参数ζ分别取0.5，1.0和2.0，对应输出原始信号uf的伯德图如图3(a)，正交信号S90°uf的伯德图如图3(b)。由伯德图可知：在50Hz的工频信号处，即ω取314rad/s，自适应陷波器ANF的幅频增益为0，相频增益分别为0°和90°，即当自适应陷波器ANF输入一个工频周期信号，可以得到其原始信号以及一个超前90°的正交信号，可以提取滤除了高频信号的原始信号uf及其正交信号S90°uf。
为了验证自适应陷波器锁相环ANF-PLL在恶劣电网电压环境下的锁相能力，通过可编程电压源来模拟三相电网电压随时间的变化，如图5(a)所示。电网电压的变化规律如下：0～0.08s时三相电压对称且无畸变，在0.08s时，加入0.2pu的基波负序分量和0.15pu的五次谐波分量。图5(b)为两种锁相环对比，上图为传统的PLL，下图为自适应陷波器锁相环ANF-PLL。可以看出，0.08s之前，两种锁相环都能准确跟踪电网相位；0.08s后，当电网电压出现不平衡和畸变，传统的PLL锁相出现偏差，且存在一定滞后，而自适应陷波器锁相环ANF-PLL仍能准确锁定电网相位。

Claims (8)

1.一种电力系统高次谐波检测的方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：
步骤1、采样电网A相电压ea、B相电压eb和C相电压ec，将ea、eb和ec进行克拉克变换C32，得到两相静止坐标系下的α轴电压eα和β轴电压eβ；
步骤2、两相静止坐标系下的α轴电压eα和β轴电压eβ分别通过自适应陷波器ANF，得到滤除了高频信号的α轴原始电压eα和正交信号S90°uα以及β轴原始电压的eβ和正交信号S90°uβ；
步骤3、将α轴电压eα、S90°uα和β轴电压eβ、S90°uβ进行正交运算，得到两相静止坐标系下α轴的基波正序电压
Figure RE-FDA0002944529230000011
和β轴的基波正序电压
Figure RE-FDA0002944529230000012
步骤4、对α轴的基波正序电压
Figure RE-FDA0002944529230000013
和β轴的基波正序电压
Figure RE-FDA0002944529230000014
进行派克变换C，得到同步坐标系下d轴电压
Figure RE-FDA0002944529230000015
和q轴电压
Figure RE-FDA0002944529230000016
然后引入闭环控制，通过PI调节器控制q轴电压分量使
Figure RE-FDA0002944529230000017
得到电网电压角频率ω，对ω积分得到电网基波正序电压相位θ；
步骤5、采样电网A相负载电流iLa、B相负载电流iLb和C相负载电流iLc,将三相负载电流iLa、iLb、iLc经过克拉克变换C32和派克变换C，得到有功电流ip和无功电流iq，其中派克变换C中相位角θ为步骤4中的电网基波正序电压相位θ；
步骤6、将得到的有功电流ip和无功电流iq分别通过滑动均值滤波MAF，得到滤除了谐波分量的直流有功电流
Figure RE-FDA0002944529230000018
和直流无功电流
Figure RE-FDA0002944529230000019
步骤7、将直流有功电流
Figure RE-FDA00029445292300000110
和直流无功电流
Figure RE-FDA00029445292300000111
进行派克反变换C-1和克拉克反变换C23，得到静止坐标系下的A相基波电流ia0，B相基波电流ib0和C相基波电流ic0,再用三相负载电流iLa、iLb、iLc减去三相基波电流ia0、ib0、ic0，即得到所需的A相谐波电流iha，B相谐波电流ihb和C相谐波电流ihc，若需要提取零序电流，将三相原始电流iLa、iLb、iLc相加后除以3可得到零序电流ih0。
2.根据权利要求1所述的一种电力系统高次谐波检测的方法，其特征在于，所述步骤1具体如下：
对电网A相电压ea、B相电压eb和C相电压ec进行克拉克变换C32，得到两相静止坐标系下的α轴电压eα和β轴电压eβ，方法如下：
Figure RE-FDA0002944529230000021
3.根据权利要求2所述的一种电力系统高次谐波检测的方法，其特征在于，所述步骤2中自适应陷波器ANF结构具体如下：
自适应陷波器ANF跟踪给定的周期信号，具体的动态微分方程描述为：
Figure RE-FDA0002944529230000022
式中，u为周期性的输入信号，ω为其角频率，ζ为陷波参数，e为反馈误差，x为中间变量,
Figure RE-FDA0002944529230000023
和
Figure RE-FDA0002944529230000024
分别是x的二阶导数和一阶导数，对上述微分方程做拉普拉斯变换：
Figure RE-FDA0002944529230000031
Figure RE-FDA0002944529230000032
式中S90°uf(s)为S90°uf的象函数，S90°uf为正交信号，uf(s)为uf的象函数，uf为原始信号，u(s)为输入信号u的象函数，s为拉式算子；
当ANF输入一个工频周期信号u，得到滤除了高频分量的原始信号uf以及一个超前90°的正交信号S90°uf；
把两相静止坐标系下的电压eα、eβ分别通过自适应陷波器ANF，得到滤除了高频信号的α轴原始电压eα和正交信号S90°uα以及β轴原始电压的eβ和正交信号S90°uβ。
4.根据权利要求3所述的一种电力系统高次谐波检测的方法，其特征在于，所述步骤3具体如下：
将alpha轴电压eα、S90°uα和beta轴电压eβ、S90°uβ进行正交运算，得到两相静止坐标系下α轴的基波正序电压
Figure RE-FDA0002944529230000033
和β轴的基波正序电压
Figure RE-FDA0002944529230000034
方法如下
Figure RE-FDA0002944529230000035
Figure RE-FDA0002944529230000036
5.根据权利要求4所述的一种电力系统高次谐波检测的方法，其特征在于，所述步骤4具体如下：
将两相静止坐标系下的基波正序电压
Figure RE-FDA0002944529230000037
和
Figure RE-FDA0002944529230000038
通过派克变换C得到同步坐标系下d轴电压
Figure RE-FDA0002944529230000041
和q轴电压
Figure RE-FDA0002944529230000042
具体如下：
Figure RE-FDA0002944529230000043
当频率稳定时，由于q轴电压
Figure RE-FDA0002944529230000044
为直流量，将q轴电压
Figure RE-FDA0002944529230000045
和零值做差，由于PI调节器有直流无静差调节特性，从而使q轴电压
Figure RE-FDA0002944529230000046
为0，进而实现锁相功能，PI调节器的输出与电网同步角频率ω比较，再对ω积分获取电网基波正序电压相位θ，具体如下：
∫ω＝θ。
6.根据权利要求5所述的一种电力系统高次谐波检测的方法，其特征在于，所述步骤5具体如下：
Figure RE-FDA0002944529230000047
采样电网A相负载电流iLa、B相负载电流iLb和C相负载电流iLc，θ是电网基波正序电压相位，经过克拉克变换C32和派克变换变换C得到有功电流ip和无功电流iq。
7.根据权利要求6所述的一种电力系统高次谐波检测的方法，其特征在于，所述步骤6具体如下：
对滑动均值滤波MAF输入信号x(z)，采样个数为N，
Figure RE-FDA0002944529230000048
为滑动均值滤波MAF的输出信号，滑动均值滤波MAF在离散域的表达式为：
Figure RE-FDA0002944529230000051
对于电力系统中的谐波电流，偶次谐波电流为零，因而6n、6n+2、6n+4次谐波电流都为零；只剩下6n+1次正序和6n+5次负序谐波电流，需要滤除的负载电流中各奇次谐波，三相谐波电流经过静止坐标系到同步坐标系的变换后，正序谐波的次数将降低一次，而负序谐波的次数将升高一次，均变为偶次谐波，同时考虑对基波负序分量补偿，设置滑动均值滤波MAF系统的采样频率为10kHz，N为100，滑动均值滤波MAF滤除100Hz及其整数倍频的交流分量；
将有功电流ip和无功电流iq通过滑动均值滤波MAF得到对应的直流有功电流
Figure RE-FDA0002944529230000052
和直流无功电流
Figure RE-FDA0002944529230000053
8.根据权利要求7所述的一种电力系统高次谐波检测的方法，其特征在于，所述步骤7具体如下：
将直流有功电流
Figure RE-FDA0002944529230000054
和直流无功电流
Figure RE-FDA0002944529230000055
通过派克反变换C-1和克拉克反变换C23，得到滤除了高次谐波分量的A相基波电流ia0，B相基波电流ib0和C相基波电流ic0，具体如下：
Figure RE-FDA0002944529230000056
将采样到的三相负载电流iLa、iLb、iLc减去三相基波正序电流ia0、ib0、ic0，，即得到所需的A相谐波电流iha，B相谐波电流ihb和C相谐波电流ihc；
对于三相四线制系统，将A相负载电流iLa、B相负载电流iLb和C相负载电流iLc相加后除以3可得到零序电流ih0：
Figure RE-FDA0002944529230000061
CN202011064552.0A 2020-09-30 2020-09-30 一种电力系统高次谐波检测的方法 Active CN112595891B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011064552.0A CN112595891B (zh) 2020-09-30 2020-09-30 一种电力系统高次谐波检测的方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011064552.0A CN112595891B (zh) 2020-09-30 2020-09-30 一种电力系统高次谐波检测的方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112595891A true CN112595891A (zh) 2021-04-02
CN112595891B CN112595891B (zh) 2023-12-01

Family

ID=75180731

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011064552.0A Active CN112595891B (zh) 2020-09-30 2020-09-30 一种电力系统高次谐波检测的方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112595891B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113740678A (zh) * 2021-08-02 2021-12-03 中国电力科学研究院有限公司 一种适用于电晕电流测量数据的降噪方法及系统
CN116520022A (zh) * 2023-06-29 2023-08-01 武汉纺织大学 电力谐波动态检测方法、装置、电子设备及介质
CN117762500B (zh) * 2024-02-22 2024-04-26 国网江苏省电力有限公司扬州供电分公司 一种线路参数的高精度数据优化方法及其运行系统

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5932998A (en) * 1998-01-23 1999-08-03 Lawhite; Niels System for determining fundamental frequency of an AC signal
CN101900751A (zh) * 2009-06-01 2010-12-01 雷富特节能科技（上海）有限公司 能量回馈单元中实时电压矢量的检测方法
CN102253266A (zh) * 2011-04-28 2011-11-23 西华大学 一种基于线性滤波器的三相四线制谐波电流检测方法
CN102969716A (zh) * 2012-10-26 2013-03-13 集美大学 船舶电网有源滤波控制方法
CN104020351A (zh) * 2014-06-24 2014-09-03 哈尔滨同为电气股份有限公司 一种负载不平衡系统下的适用于apf的分次谐波检测方法
CN104849552A (zh) * 2015-05-14 2015-08-19 浙江大学 一种基于自适应陷波滤波器的谐波提取方法
CN104934991A (zh) * 2015-06-23 2015-09-23 国家电网公司 一种抑制系统高频振荡的并网变换器电流自适应控制系统
EP3093033A1 (en) * 2012-07-13 2016-11-16 Gambro Lundia AB Filtering of pressure signals for suppression of periodic pulses
CN109212311A (zh) * 2018-09-26 2019-01-15 电子科技大学 一种新型梳状滤波的实时分次谐波检测方法
CN109245103A (zh) * 2018-07-05 2019-01-18 南京理工大学 基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法及装置
EP3564685A1 (en) * 2018-05-01 2019-11-06 Nxp B.V. System and method for sensor diagnostics during functional operation

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5932998A (en) * 1998-01-23 1999-08-03 Lawhite; Niels System for determining fundamental frequency of an AC signal
CN101900751A (zh) * 2009-06-01 2010-12-01 雷富特节能科技（上海）有限公司 能量回馈单元中实时电压矢量的检测方法
CN102253266A (zh) * 2011-04-28 2011-11-23 西华大学 一种基于线性滤波器的三相四线制谐波电流检测方法
EP3093033A1 (en) * 2012-07-13 2016-11-16 Gambro Lundia AB Filtering of pressure signals for suppression of periodic pulses
CN102969716A (zh) * 2012-10-26 2013-03-13 集美大学 船舶电网有源滤波控制方法
CN104020351A (zh) * 2014-06-24 2014-09-03 哈尔滨同为电气股份有限公司 一种负载不平衡系统下的适用于apf的分次谐波检测方法
CN104849552A (zh) * 2015-05-14 2015-08-19 浙江大学 一种基于自适应陷波滤波器的谐波提取方法
CN104934991A (zh) * 2015-06-23 2015-09-23 国家电网公司 一种抑制系统高频振荡的并网变换器电流自适应控制系统
EP3564685A1 (en) * 2018-05-01 2019-11-06 Nxp B.V. System and method for sensor diagnostics during functional operation
CN109245103A (zh) * 2018-07-05 2019-01-18 南京理工大学 基于改进滑动平均值滤波器的软件锁相环实现方法及装置
CN109212311A (zh) * 2018-09-26 2019-01-15 电子科技大学 一种新型梳状滤波的实时分次谐波检测方法

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
张展;张宏恩;杨东;: "新型改进锁相环FBD电流检测方法的实现", 测控技术, no. 12 *
曾理;曾庆军;徐晗;: "有源电力滤波器谐波检测的新型SRF-PLL设计研究", 软件, no. 04 *
漆铭钧;罗安;刘定国;: "三相不对称系统中谐波电流检测的新方法", 电力电子技术, no. 04 *
袁性忠等: ""基于储能型APF 的微电网电能质量综合治理"", 《高压电器》, vol. 58, no. 8, pages 238 - 251 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113740678A (zh) * 2021-08-02 2021-12-03 中国电力科学研究院有限公司 一种适用于电晕电流测量数据的降噪方法及系统
CN116520022A (zh) * 2023-06-29 2023-08-01 武汉纺织大学 电力谐波动态检测方法、装置、电子设备及介质
CN116520022B (zh) * 2023-06-29 2023-09-15 武汉纺织大学 电力谐波动态检测方法、装置、电子设备及介质
CN117762500B (zh) * 2024-02-22 2024-04-26 国网江苏省电力有限公司扬州供电分公司 一种线路参数的高精度数据优化方法及其运行系统

Also Published As

Publication number Publication date
CN112595891B (zh) 2023-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106655276B (zh) 一种适用于三相电网电压的锁相方法
CN105425011B (zh) 一种适用于单相畸变电网的非线性幅相检测方法
CN110165706B (zh) 一种自适应三相并网变换器锁相环及其锁相控制方法
CN112595891B (zh) 一种电力系统高次谐波检测的方法
CN110571839A (zh) 一种基于换相电压相位检测的高压直流故障恢复方法
CN108809301B (zh) 一种基于滑动dft滤波原理的三相软件锁相方法
CN110661263B (zh) 含有自适应延时滤波器的锁频环及基于该锁频环的并网逆变器控制方法
CN115912489A (zh) 一种适用于非理想电网的lms-sogi三相锁相环设计方法及系统
CN113014250B (zh) 一种可消除直流偏移电压的锁相环及其锁相控制方法
CN114421517B (zh) 锁相环系统
Sridharan et al. An improved grid synchronization method of grid-interactive power converter system during distorted grid conditions
CN113049880A (zh) 一种基于混合滤波单元的并网同步锁相环
CN111786390B (zh) 一种基于谐波序列提取的矢量重复控制方法及系统
Schaekel et al. Hybrid PLL structure for improvement of the dynamic performance of grid-connected converters
CN114629112A (zh) 基于二阶广义积分器的锁频环及其控制方法
CN107831366B (zh) 获得电网单相电压相位的方法
CN113346899A (zh) 一种基于级联型滤波器的三相并网软件锁相环
CN111262577A (zh) 基于可变遗忘因子的递推最小二乘算法的锁相方法
CN104076204A (zh) 应用于有源电力滤波器中的相位提取方法
CN117110708A (zh) 一种基于改进正弦幅值积分器的谐波检测方法
CN116155270B (zh) 一种含改进mstogi结构及非线性pi调节三相电压锁相环的方法
CN106602894A (zh) 三相电压的相位跟踪方法及装置
CN109459599B (zh) 一种双重补偿的无锁相环电网同步信号检测方法
Yang et al. A novel synchronous reference frame transformation technique for background harmonics elimination and its application
CN112670993B (zh) 基于时间微增量分解的有源滤波器无功与谐波补偿方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant