CN104934991A - 一种抑制系统高频振荡的并网变换器电流自适应控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抑制系统高频振荡的自适应电流控制系统；包括常规的旋转坐标下的双PI控制、谐波在线检测环节、电流环特定频段增益调节控制等三个主要部分。该方法通过实时检测运行中并网变流器滤波电容电流波形，对波形中的谐波成份进行分析，得到谐波分量的幅值；当检测到的谐波分量幅值大于设定阈值，则通过调整电流控制器输出端相应的陷波器以抑制电流控制器在该谐波频率处的增益，从而防止并网变流器在该频率点与系统发生相互作用，放大该谐波。本发明提出的控制方法可实现不同电网谐振环境下，电流控制器在谐振频率点增益的自动调节，提高了并网变流器的稳定运行能力。

Description

一种抑制系统高频振荡的并网变换器电流自适应控制系统

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，更具体地，涉及一种抑制系统高频振荡的并网变换器电流自适应控制系统。

背景技术

随着化石能源的日益减少，近些年来新能源发电得到了极大的发展，同时可以预期新能源发电将在未来各国的能源结构中将占有相当的比例。现今新能源发电主要包括风力发电以及光伏发电。为了实现新能源向电网的顺利馈电，电力电子技术一般被用于新能源发电单元的并网装置中，其中并网变流器则成为了其核心装备之一。随着新能源发电装机容量的不断上升，各个发电单元并网变流器之间通过集电电缆相互耦合影响的程度上升，变压器、线路电抗与杂散电容等电磁储能元件以及光伏发电单元变换器间相互作用开始显现。由于电磁储能元件储能容量较小，在控制器配置不当或者线路阻抗参数等不匹配的情况下这些元件间的相互作用会产生较高频率的能量交换，其频率一般在基频以上，即实际现场中观测到的高频振荡现象。造成这一振荡的原因可归为设备侧与网络侧两部分，一方面电网环境复杂，可能含有各种潜在的谐振点，可能导致系统发生谐振；另一方面，由于并网变流器的电流控制一般在假定的理想电网条件下设计，其控制器参数配置不一定适应于变化的网络环境。当控制参数配置不恰当的情况下，系统中的潜在谐振点与并网变流器发生相互作用，可能使得并网变流器将谐波电流放大，导致系统产生高频振荡。

现有技术解决上述问题主要有改变网络谐振特性和改变并网变流器控制算法两种方式。

一方面。改变网络谐振特性的方案，一般采用在无源网络中根据具体的谐振情况，加装相应的无源滤波器。但是，这种振荡抑制方式需要了解详细的系统参数、设备参数等，在新能源电站未建之时，这些参数很难获得，且实际电网条件随着运行时间的变化而改变，这就使得原来设计好的无源滤波器可能失效。

另一方面，现有的电流控制器方案在应对高频振荡问题中，一般只关注变流器滤波器所引入的单一谐振频率点，大多数有源阻尼方案只是针对该种情况设计，不适用抑制外部网络谐振所引起的高频振荡。且较多的高频谐振抑制算法一般只针对固定的网络谐振有效，若系统谐振频率偏移，则抑制效果会大打折扣。

综上所述，现有的高频振荡抑制方案只能针对特定电网条件，一旦变流器所接入的电网环境发生变化，则设备仍然可能与系统发生高频振荡，而实际电力系统本身就会随时间发生变化，故亟需发明一种有效的电流自适应控制算法，以适应电网的变化。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种抑制系统高频振荡的并网变换器电流自适应控制系统，旨在实现时变电网环境下并网变换器高频谐振抑制。

本发明提供了一种抑制系统高频振荡的并网变换器电流自适应控制系统，包括信号测量单元，电流矢量控制单元，自适应频段增益控制单元和信号输出单元；信号测量单元输入信号为滤波器中的电压电流信号，信号测量单元的第一输出端连接至所述信号输出单元的第二输入端，信号测量单元的第二输出端连接至所述自适应频段增益控制单元的第二输入端，信号测量单元的第三输出端连接至所述电流矢量控制单元的第四输入端，信号测量单元的第四输出端连接至所述电流矢量控制单元的第三输入端；电流矢量控制单元的第一输入端为电流d轴指令值电流矢量控制单元的第二输入端为电流q轴指令值电流矢量控制单元的输出信号连接至自适应频段增益控制单元的第一输入端；自适应频段增益控制单元的输出信号连接至信号输出单元的第一输入端；信号输出单元的输出信号连接至电力电子变换器。

信号测量单元用于将滤波器中的滤波电容电压和滤波电感电流信号进行处理后输出电网相角θ、旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq、旋转坐标系下滤波电感电流I_Ldq和旋转坐标系下滤波电容电压V_Cdq；所述电流矢量控制单元用于根据电流dq轴指令值与信号测量单元输出信号共同计算得到指令内电势E_kdq；所述自适应频段控制单元用于根据自适应算法与信号测量单元输出信号自动调节电流控制环路特定频段的开环传递函数增益；所述信号输出单元用于将自适应频段控制单元输出的变流器指令电压处理并输出开关控制信号给电力电子变换器的输入控制端。

更进一步地，信号测量单元输入信号包括三相静止坐标系下滤波电容电压V_Cabc、三相静止坐标系下滤波电感电流I_Labc与三相静止坐标系下滤波电容电流I_Cabc。输入信号通过坐标变换实现将三相abc坐标系下的电量转化为旋转dq坐标系下的输出电量，该输出量分别经过低通滤波器、高通滤波器等分别得到的输出信号旋转坐标系下滤波电容电压V_Cdq、旋转坐标系下滤波电感电流I_Ldq与旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq。其中电容电压的q轴分量经过依次连接的第一PI控制器、第一加法器与积分器形成所述信号测量单元的输出电网相角信号θ。

更进一步地，电流矢量控制单元包括d轴与q轴两条控制支路，主要包含第二加法器、第二PI控制器、第三加法器、第四加法器、第三PI控制器与第五加法器。对于d轴控制支路，输入信号为电流指令值与电流反馈值I_Ld经过第二加法器得到控制电流的误差值，该误差值经过第二PI控制器后，与端电压前馈解耦信号V_Cd经第三加法器叠加，得到指令内电势E_kdq中的实部分量E_kd。q轴控制支路与d轴控制支路为对偶关系，经过同样的信号处理，可得到指令内电势E_kdq中的虚部分量E_kq。

更进一步地，自适应频段增益控制单元输入信号为电流矢量控制单元输出的指令内电势E_kdq、信号测量单元输出的旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq，输出设备内电势ε_kdq，信号处理模块包括：第六加法器、2*(M-1)个延时单元、M个权重调节单元以及第七加法器；其中，2*(M-1)个延时单元依次记为第一延时单元、第二延时单元、第三延时单元、第四延时单元、……、第(2M-3)延时单元、第(2M-2)延时单元；M个权重调节单元依次记为第一权重调节单元、第二权重调节单元……第M权重调节单元。旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq为自适应滤波器的参考输入信号，指令内电势E_kdq为基本输入信号，利用长度为M的横向滤波器可得到第一加权分量y_n-1至第M加权分量y_n-M的M个加权分量，其和即为总加权分量y_k，利用指令内电势E_kdq减去总加权分量y_k，即可得到自适应频段增益控制单元输出的设备内电势ε_kdq，进而实现特定频率点的开环增益调节。

更进一步地，自适应频段增益控制单元中的M个权重调节内部结构一致，包括：第一乘法器、步长因子、第二乘法器、第八加法器、第(2M-1)延时单元与第三乘法器。根据输入信号设备内电势ε_kdq与旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq，利用乘法器对其两个信号进行调制解调，信号调制后，通过数字延时与反馈实现数字低通滤波，从而得到输出信号y_n-1。

更进一步地，信号输出单元包括依次连接的第四坐标变换与PWM调制单元。坐标变换用于将旋转dq坐标系下的信号转换至静止abc坐标系下。PWM调制单元用于将输出电压转化为开关器件的PWM驱动信号。

本发明提供的电流自适应控制系统可以应用于并网变换器的电流控制，能够防止变换器与系统中潜在的谐振点产生相互作用，从而防止变换器接入系统后发生高频振荡。

本发明中，考虑到滤波器中电容对高频信号具有低阻抗的特性，通过对滤波电容中电流谐波的检测可以实时测量变换器是否与系统产生高频振荡，从而实现对系统运行状态的实时观测。若系统发生高频振荡，则通过利用自适应算法，在高频振荡频率点处自动调整变换器的控制器增益，降低变换器与系统的相互作用，从而自动实现系统高频振荡的抑制。

附图说明

图1是本发明实施例提供的并网变换器电流自适应控制的模块结构示意图；

图2是本发明实施例提供的并网变换器电流自适应控制中信号测量单元的结构图；

图3是本发明实施例提供的并网变换器电流自适应控制中电流矢量控制单元的结构图；

图4是本发明实施例提供的并网变换器电流自适应控制中自适应频段增益控制单元的结构图；

图5是本发明实施例提供的并网变换器电流自适应控制中信号输出单元的结构图。

图6是本发明实施例提供的并网变换器电流自适应控制中权重调节单元的结构图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

并网变流器电流控制的开环增益与相位直接影响设备并网的稳定运行，由于数字控制的基本特点，导致电流控制开环传递函数的相位难以调节。电网谐振环境将改变电流控制开环传递函数的高频特性，影响系统的稳定性。为了保证设备的稳定运行，利用自适应滤波器，可对电流控制开环传递函数的特定频段增益进行有效的调节。采用这一控制可提升并网变流器在复杂电网谐振环境下的稳定运行能力。

图1示出了本发明实施例提供的并网变换器电流自适应控制的模块结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

电流自适应控制器1为电力电子变换器4的控制算法部分，通过该算法可计算得到调制信号，利用调制信号驱动电力电子变换器4，以实现相关的电能变换。

电流自适应控制器1包括：信号测量单元14，电流矢量控制单元15，自适应频段增益控制单元16和信号输出单元17。

信号测量单元14的输入端连接至滤波器3的电压、电流采样传感器端，第一输出端连接至信号输出单元17的第一输入端，第二输出端连接至自适应频段增益控制单元16的第一输入端，第三输出端连接至电流矢量控制单元15的第四输入端，第四输出端连接至电流矢量控制单元15的第三输入端；电流矢量控制单元15的第一输入端为电流d轴指令值第二输入端为电流q轴指令值输出信号连接至自适应频段增益控制单元16的第一输入端；自适应频段增益控制单元16的输出信号连接至信号输出单元17的第一输入端；信号输出单元17的输出信号连接至电力电子变换器4。

信号测量单元14采集滤波器3中的滤波电容电压、电流和滤波电感电流信号，其中滤波器电容电压经过锁相控制环路后输出电网相角θ，同时滤波电容电压、电流和滤波电感电流信号利用电网相角θ通过坐标变换，可分别得到旋转坐标系下滤波电容电压V_Cdq、旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq和旋转坐标系下滤波电感电流I_Ldq；

电流矢量控制单元15根据信号测量单元14提供的旋转坐标系下滤波电感电流I_Ldq、旋转坐标系下滤波电容电压V_Cdq和给定电流指令值计算得到指令内电势E_kdq，其具体的计算过程如公式(1)所示。

$E_{kdq}=k_p(I_{dq}^{*}-I_{Ldq})+\∫(I_{dq}^{*}-I_{Ldq})+V_{Cdq}---\left(1\right)$

其中：E_kdq＝E_kd+jE_kq，I_Ldq＝I_Ld+jI_Lq，V_Cdq＝V_Cd+jV_Cq，都表示复矢量信号。

自适应频段增益控制单元16将信号测量单元14提供的滤波电容电流谐波分量作为输入参考信号，利用基于Least mean square(LMS)的自适应算法，对电流矢量控制单元15提供的指令内电势E_kdq在相关频段进行相应的滤波，得到变换器实际输出的设备内电势ε_kdq，以降低电流控制开环传递函数在相关频点的有效增益。

信号输出单元17根据信号测量单元14提供的相角信号，将旋转dq坐标系下自适应频段增益控制单元16的输出信号转换至静止abc坐标系中，并将其转化为调制信号输出。

在本发明实施例中，信号测量单元14用于将滤波器3中的电路信号进行采样，以获得电网相位信息，并实现电量由3三相静止坐标系到旋转dq坐标系的变换。如图2所示，信号测量单元14中电网相位θ获取通道包括：依次连接的第一坐标变换单元141、第一PI控制器142、第一加法器143与积分器144；第一坐标变换器141的第一输入信号为滤波器3中静止坐标系下电容电压V_Cabc，第二输入信号为积分器144输出信号θ，第一输出信号为电容电压在锁相坐标系下的q轴分量，第二输出信号为电容电压在旋转坐标系下的矢量；141的第二输出信号通过第一低通滤波器145可得到14的第三输出信号旋转坐标系下滤波电容电压V_Cdq；第二坐标变换器146的第一输入信号为滤波器3中静止坐标系下滤波电感电流I_Labc，第二输入信号为积分器144的输出信号θ，第二坐标变换器146的输出信号通过第二低通滤波器147可得到14的第四输出信号旋转坐标系下滤波电感电流I_Ldq；第三坐标变换器148的第一输入信号为滤波器3中三相静止坐标系下滤波电容电流I_Cabc，第二输入信号为144的输出信号θ，第三坐标变换器148的输出信号通过高通滤波器149可得到14的第二输出信号旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq。

在本发明实施例中，电流矢量控制单元15用于实现基本的电流指令值的跟踪，采用的控制方式为基于dq旋转坐标系下的双PI控制。图3展示了电流矢量控制的基本框图，指令值与反馈值I_d通过依次连接的第二加法器151、第二PI控制器152与第三加法器153，得指令内电势E_kdq中的实部分量E_kd，指令值与反馈值I_q通过依次连接的第四加法器154、第三PI控制器155与第五加法器156，得到指令内电势E_kdq中的虚部分量E_kq。通过对d轴输出信号E_kd与q轴输出信号E_kq合成可得到电流矢量控制单元15的输出的指令内电势E_kdq。

在本发明实施例中，自适应频段增益控制单元16可根据电容电流中的谐波分量，自动调节电流控制的在该频段的开环增益。该自适应算法采用了基于LMS算法进行抽头权值自适应的横向滤波器，本实例中横向滤波器长度设定为M。参照图4所示，自适应频段增益控制单元16主要包括：第六加法器、2*(M-1)个延时单元、M个权重调节单元以及第七加法器；其中，2*(M-1)个延时单元依次记为第一延时单元、第二延时单元、第三延时单元、第四延时单元、……、第(2M-3)延时单元、第(2M-2)延时单元；M个权重调节单元依次记为第一权重调节单元、第二权重调节单元……第M权重调节单元。其中自适应频段增益控制单元16第一输入信号E_kdq减去加法器166的输出信号y_k可得到16输出的设备内电势ε_kdq，设备内电势ε_kdq作为第一权重调节单元167的第一输入信号，自适应频段增益控制单元16第二输入信号I_Cdq则作为第一权重调节单元167的第二输入信号，通过权重调节单元可得到第一加权分量y_n-1信号作为第七加法器166的第一个输入信号。同时ε_kdq与I_Cdq分别通过延时单元162、163，再通过权重调节单元168，可得到第七加法器166的第二个输入信号。依上述方式运算M-1次，可求得加法器166的M-1个输入信号：y_n-2至y_n-M。将y_n-1、y_n-2…y_n-M通过加法器166相加可得到总加权分量y_k。

在本发明实施例中，第一权重调节单元167、第二权重调节单元168与第M权重调节单元169等功能一致，图6给出了权重调节单元167的结构图。如图中所示，权重调节单元167包括依次连接的第一乘法器1671、步长因子1672、第二乘法器1673、第八加法器1674、第(2M-1)延时算子1675与第三乘法器1676。权重调节单元167的第一输入信号为指令内电势ε_kdq，第二输入信号为旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq，输出信号为第一加权分量y_n-1。信号ε_kdq与信号I_Cdq通过第一乘法器1671相乘，其输出信号通过第二乘法器1673与步长因子1672相乘，得到输出通过第八加法器1674与第(2M-1)延时算子1675的输出信号相加，该输出作为第(2M-1)延时算子1675的输入信号，第(2M-1)延时算子1675的输出信号与信号I_Cdq通过第三乘法器1676相乘既可得到权重调节单元167的输出信号y_n-1。

图4给出的自适应频段增益控制单元通过上述形式，可构成中心频率可以随输入信号I_Cdq变化的自适应陷波器，利用陷波器在特定频点增益较低，而其他频段增益为1的特性，可实现对电流控制环路特定频段的增益调节。该算法利用数学公式可表述如下：

$y_k=\underset{i=0}{\overset{M-1}{\Σ}}{\mathrm{\ω}}_i\left(n\right)u(n-i)---\left(2\right)$

ε_kdq＝E_kdq-y_k     (3)

ω_i(n+1)＝ω_i(n)+μ I_kdq(n-i)ε_kdq i＝0，1，……，M-1  (4)

式中M为横向滤波器的长度，该参数越大，则算法的收敛效果越好；常数μ为步长因子，该参数越小，则陷波器在相应频点处陷波越陡峭。这些一算法可在具有数据运算功能的平台上实现，用于实现运算功能的芯片包括但不限于DSP、单片机/微控制器(MCU)、ARM处理器等。

使用了电流自适应控制算法的并网变流器在线运行中，当并网变流器与网络相互作用并发生谐振时，并网变换器的滤波电容电流与滤波电感电流中谐波成份将显著增加，且二者的谐波成份一致。通过检测旋转坐标系下滤波电容电流信号I_Cdq中的电流谐波成份，可对指令内电势E_kdq中的谐波信号进行估计，从而使得自适应频段增益控制单元16输出的设备内电势ε_kdq中的谐波含量显著下降。其表现出来的行为类似在该谐波频率处加装了陷波器，通过陷波器可对该频点的电流控制开环增益进行相应的调节。其不同之处则在于，该陷波器可根据滤波电容中电流谐波含量的不同，实时调节陷波器的中心频率点，进而使并网变流器的电流控制器适应不同的电网谐振环境。

图5为信号输出单元17的控制简图。参照图5所示，信号输出单元17包括：依次连接的坐标变换单元171和PWM调制单元172。坐标变换单元171用于旋转dq坐标系下的电量转换至静止abc坐标下，PWM调制单元172用于将变换器输出的指令电压转化为电力电子变换器4的开关控制信号。明显地，信号输出单元17具有产生电力电子变换器4的开关控制信号的作用。这种功能应有多种实现方式，在本实施例中，图5仅展现了其中一种实现方式，对于该领域普通技术人员来说，可以容易地使用其他控制方式得到电力电子变换器4的开关控制信号。因此，图5所示并不是限定此种方法，仅作为本单元的一种可能的实施方式。

本发明提供一种可以抑制系统高频振荡的并网变换器电流自适应控制方法，可用于并网变流器的电流控制。具体而言，本发明是设计一种可根据变流器滤波电容电流谐波成份含量，对电流环开环传递函数特定频段增益自适应调节的算法，以防止变流器电流控制环与网络中潜在的谐振发生相互作用，导致系统产生高频振荡。这是一种可以抑制由变流器电流控制产生高频振荡的控制算法。

本发明实施例提供的并网变换器电流自适应控制方法包括下述步骤：

S1：通过利用坐标变换将静止坐标系中的三相滤波电容电流信号转换至旋转dq坐标系中，而后利用高通滤波器滤除包括基频分量在内的低频成份，从而获得滤波器中旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq中的谐波成分；

S2：当旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq中的谐波成分超过基波成份的2％～4％时，将该谐波电流成份送至自适应频段增益控制单元作为参考信号，通过文献“Adaptive Noise Canceling Applied to Sinusoidal Interferences”中提出的基于最小均方差的自适应算法实现自适应调节，对该谐波频率点处控制器环路增益进行调节，以防止电网谐振条件下控制造成的谐波失稳。

明显地，当变流器与电网发生谐振时，滤波电容上流过的电流将包含该谐振频率处的谐波电流，进而触发自适应滤波器调整陷波器的中心频率，以改变变流器在该频点处的控制环增益。需要指出的是，该自适应增益调节行为不仅仅针对单一谐振频率点。该算法可以针对多个同时存在的谐振频率点进行控制器环路增益的调节。

本发明提出了一种抑制系统高频振荡的并网变换器电流控制方法；该方法包括一种基于自适应电流控制环增益调节器，通过检测变流器通过滤波电容的电流谐波分量，激发自适应电流控制环增益调节器调节谐波相应频点的陷波器，降低电流控制器在该频点的增益。实现变流器的稳定并网运行。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种抑制系统高频振荡的并网变换器电流自适应控制系统，其特征在于，包括信号测量单元(14)、电流矢量控制单元(15)、自适应频段增益控制单元(16)和信号输出单元(17)；

所述信号测量单元(14)的输入端用于连接至滤波器(3)的输出端；所述信号测量单元(14)用于采集三相静止坐标系下滤波电容电压V_Cabc、三相静止坐标系下滤波电感电流I_Labc和三相静止坐标系下滤波电容电流I_Cabc，并输出旋转坐标系下滤波电容电压V_Cdq、旋转坐标系下滤波电感电流I_Ldq、旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq和电网相角信号θ；

所述电流矢量控制单元(15)的第一输入端用于接收d轴电流指令值第二输入端用于接收q轴电流指令值第三输入端连接至所述信号测量单元(14)的第一输出端，第四输入端连接至所述信号测量单元(14)的第二输出端；所述电流矢量控制单元(15)用于根据所述d轴电流指令值所述q轴电流指令值所述旋转坐标系下滤波电容电压V_Cdq和所述旋转坐标系下滤波电感电流I_Ldq获得指令内电势E_kdq；

所述自适应频段增益控制单元(16)的第一输入端连接至所述电流矢量控制单元(15)的输出端，所述自适应频段增益控制单元(16)的第二输入端连接至所述信号测量单元(14)的第三输出端；所述自适应频段增益控制单元(16)用于根据所述指令内电势E_kdq和所述旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq获得设备内电势ε_kdq；

所述信号输出单元(17)的第一输入端连接至所述自适应频段增益控制单元(16)的输出端，所述信号输出单元(17)的第二输入端连接至信号测量单元(14)的第四输出端，所述信号输出单元(17)的输出端用于连接至电力电子变换器(4)的控制端；所述信号输出单元(17)用于根据所述设备内电势ε_kdq和所述电网相角信号θ获得PWM驱动信号。

2.如权利要求1所述的并网变换器电流自适应控制系统，其特征在于，所述信号测量单元(14)包括第一坐标变换器(141)、第二坐标变换器(146)、第三坐标变换器(148)、第一PI控制器(142)、第一低通滤波器(145)、第二低通滤波器(147)、高通滤波器(149)、第一加法器(143)和积分器(144)；

所述第一坐标变换器(141)的第一输入端接收三相静止坐标系下滤波电容电压V_Cabc，所述第一坐标变换器(141)的第二输入端连接至所述积分器(144)的输出端；

所述第一PI控制器(142)的输入端连接至所述第一坐标变换器(141)的第一输出端；

所述第一加法器(143)的第一输入端连接至所述第一PI控制器(142)的输出端，所述第一加法器(143)的第二输入端连接至100π；

所述积分器(144)的输入端连接至所述第一加法器(143)的输出端，所述积分器(144)的输出端作为所述信号测量单元(14)的第四输出端；

所述第一低通滤波器(145)的输入端连接至所述第一坐标变换器(141)的第二输出端，所述第一低通滤波器(145)的输出端作为所述信号测量单元(14)的第二输出端；

所述第二坐标变换器(146)的第一输入端接收三相滤波电感电流，第二输入端连接至所述积分器(144)的输出端；

所述第二低通滤波器(147)的输入端连接至所述第二坐标变换器(146)的输出端，所述第二低通滤波器(147)的输出端作为所述信号测量单元(14)的第一输出端；

所述第三坐标变换器(148)的第一输入端接收所述三相滤波电容电流，第二输入端连接至所述信号测量单元(14)的输出端；

所述高通滤波器(149)的输入端连接至所述第三坐标变换器(148)的输出端，所述高通滤波器(149)的输出端作为所述信号测量单元(14)的第三输出端。

3.如权利要求1所述的并网变换器电流自适应控制系统，其特征在于，所述电流矢量控制单元(15)包括第二加法器(151)、第二PI控制器(152)、第三加法器(153)、第四加法器(154)、第三PI控制器(155)与第五加法器(156)；

所述第二加法器(151)的第一输入端接收d轴指令电流第二输入端接收旋转坐标系下滤波电感电流d轴反馈值I_Ld；

所述第二PI控制器(152)的输入端连接至所述第二加法器(151)的输出端；

所述第三加法器(153)的第一输入端连接至所述第二PI控制器(152)的输出端，第二输入端接收旋转坐标系下滤波电容电压d轴分量V_Cd，所述第三加法器(153)用于将所述第二PI控制器(152)的输出与所述旋转坐标系下滤波电容电压d轴分量V_Cd进行相加处理并输出指令内电势E_kdq中的实部分量E_kd；

所述第四加法器(154)的第一输入端接收q轴指令电流第二输入端接收旋转坐标系下滤波电感电流q轴反馈值I_Lq；

所述第三PI控制器(155)的输入端连接至所述第四加法器(154)的输出端；

所述第五加法器(156)的第一输入端连接至所述第三PI控制器(155)的输出端，第二输入端接收旋转坐标系下滤波电容电压q轴分量V_Cq，所述第五加法器(156)用于将所述第三PI控制器(155)的输出与所述旋转坐标系下滤波电容电压q轴分量V_Cq进行相加处理并输出指令内电势E_kdq中的虚部分量E_kq。

4.如权利要求1所述的并网变换器电流自适应控制系统，其特征在于，所述自适应频段增益控制单元(16)包括第六加法器(161)、2*(M-1)个延时单元、M个权重调节单元以及第七加法器(166)；

其中，2*(M-1)个延时单元依次记为第一延时单元(162)、第二延时单元(163)、第三延时单元(164)、第四延时单元(165)、……、第(2M-3)延时单元、第(2M-2)延时单元；

M个权重调节单元依次记为第一权重调节单元(167)、第二权重调节单元(168)……第M权重调节单元(169)；

所述第六加法器(161)的第一输入端接收所述电流矢量控制单元(15)输出的指令内电势E_kdq，第二输入端连接至所述第七加法器(166)的输出端，所述第六加法器(161)用于根据所述指令内电势E_kdq和所述总加权分量y_k得到所述自适应频段增益控制单元(16)输出的设备内电势ε_kdq；

所述第一权重调节单元(167)的第一输入端连接至所述第六加法器(161)的输出端，第二输入端接收旋转坐标系下滤波电容电流信号I_cdq；

所述第七加法器(166)的第一输入端连接至所述第一权重调节单元(167)的输出端，第二输入端连接至所述第二权重调节单元(168)的输出端……第M输入端连接至所示第M权重调节单元(169)的输出端，所述第七加法器(166)用于将权重调节单元输出的第一加权分量y_n-1，第二加权分量y_n-2……第M加权分量y_n-M相加得到总加权分量y_k；

所述第一延时单元(162)的输入端连接至所述第六加法器(161)的输出端；

所述第二延时单元(163)的输入端接收旋转坐标系下滤波电容电流信号I_Cdq；

所述第二权重调节单元(168)的第一输入端连接至所述第一延时单元(162)的输出端，第二输入端连接至所述第二延时单元(163)的输出端；

所述第三延时单元(164)、第五延时单元、第七延时单元……第(2M-3)延时单元依次串联连接在所述第一延时单元(162)的输出端；

所述第四延时单元(165)、第六延时单元、第八延时单元……第(2M-2)延时单元依次串联连接在所述第二延时单元(163)的输出端；

所述第M权重调节单元(169)的第一输入端连接至所述第(2M-3)延时单元的输出端，所述第M权重调节单元(169)的第二输入端连接至所述第(2M-2)延时单元的输出端，用于接收经过(M-1)次延时后的设备内电势ε_kdq和经过(M-1)次延时后的旋转坐标系下滤波电容电流I_cdq，并输出第(M-1)加权分量y_n-M+1。

5.如权利要求4所述的并网变换器电流自适应控制系统，其特征在于，所述权重调节单元(167)包括第一乘法器(1671)、第二乘法器(1673)、第八加法器(1674)、第(2M-1)延时单元(1675)和第三乘法器(1676)；

所述第一乘法器(1671)的第一输入端接收所述自适应频段增益控制单元(16)中的设备内电势ε_kdq，第二输入端接收所述自适应频段增益控制单元(16)中的旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq；

所述第二乘法器(1673)的第一输入端连接步长因子(1672)，第二输入端连接至所述第一乘法器(1671)的输出端；

所述第八加法器(1674)的第一输入端连接至所述第二乘法器(1673)的输出端，第二输入端连接至所述第(2M-1)延时单元(1675)的输出端；

所述第(2M-1)延时单元(1675)的输入端连接至所述第八加法器(1674)的输出端；

所述第三乘法器(1676)的第一输入端连接至所述第(2M-1)延时单元(1675)的输出端，第二输入端接收所述自适应频段增益控制单元(16)中旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq，所述第三乘法器(1676)用于对所述第(2M-1)延时单元(1675)的输出和所述旋转坐标系下滤波电容电流I_Cdq进行相乘处理并输出第一加权分量y_n-1。

6.如权利要求1所述的并网变换器电流自适应控制系统，其特征在于，所述信号输出单元(17)包括第四坐标变换器(171)与PWM调制单元(172)；

所述第四坐标变换器(171)的第一输入端接收所述自适应频段增益控制单元(16)输出的设备内电势ε_kdq，第二输入端接收所述信号测量单元(14)的第一输出相角θ；

所述PWM调制单元(172)的输入端连接至所述第四坐标变换器(171)的输出端，所述PWM调制单元(172)用于将静止坐标系下的内电势信号转换为控制电力电子变换器开关通断的PWM调制信号。