CN109149946A - 一种dc/dc变流器电压均衡控制策略优化方法 - Google Patents

一种dc/dc变流器电压均衡控制策略优化方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种DC/DC变流器电压均衡控制策略优化方法，基于原有的模块化多电平DC/DC变流器电压均衡控制策略，提出了一种加入NLM调制的双移相控制策略的优化，每当引起控制动作时，桥臂中需要改变投入切换状态的的子模块个数尽量少，这样减小元件的开关频率，降低元件开关频率能够明显减小换流器损耗。

Description

一种DC/DC变流器电压均衡控制策略优化方法
技术领域
本发明涉及适用于柔性直流配电网的直流变压器领域，具体的说是一种基于模块化多电平DC/DC换流器的电压均衡控制策略的优化。
背景技术
二十一世纪以来，以全控型器件为基础的直流变压器在国内外得到广泛的研究。变压器是柔性直流配电网中的关键部分，近年来得到了快速发展。为了扩大变压器原边的电压等级，目前常用的方法是高压输入端功率单元串联，但是这会带来制造成本高、机组体积变大等缺点，不利于直流变压器的发展。
为了实现简化直流变压器的结构的目的，一些研究人员想到了基于模块化多电平DC/DC变压器的拓扑结构。换流阀的级联解决了元件电压应力不足的问题，满足中高压输入，此类型的直流变压器只需单个高频变压器就完成电压匹配和电气隔离，从而简化了变压器结构设计。模块化多电平DC/DC换流器拓扑结构，它是通过4个桥臂组成，每个桥臂又由许多个相互联结且结构一样的子模块(submodule，SM)同单个桥臂上的电抗器L串联组成，由上、下桥臂组成一个相单元。模块化多电平换流器在中高压直流侧正负极之间设有可以储能的电容，根据调整每个子模块的通断，换流器在交流侧能够得出质量良好的电压波形，在直流侧保证直流电压动态稳定。模块化多电平换流器允许凭借相对较低的开关频率获得波形品质较高的输出电压波形，从而减小了DC/DC换流器的开关的损耗及滤波器的容量，增加了DC/DC换流器的效率且降低了成本。采取改变子模块的串联数量来满足预期的电压及功率要求，拓扑适应性增强。然而模块化拓扑结构也带来了一些模块化多电平换流器与生俱来的缺点。
发明内容
为解决上述问题，本发明在目前广泛使用于模块化多电平DC/DC变流器均压控制策略的基础上，提出了一种加入NLM(最近电平逼近法)调制的双移相控制策略的优化。模块化多电平换流器中全部子模块电容都分散布置在桥臂中，直流侧无大电容。因为模块化多电平DC/DC换流器的桥臂电流对分散电容的充放电引起电压波动，这使所有电容电压的均衡控制成为控制系统的重要内容，同时电容电压波动较小并保持一致也是模块化多电平DC/DC换流器稳定运行的必备条件。
为了解决上述问题，本发明采用的技术方案是：
本发明基于原有的模块化多电平DC/DC变流器电压均衡控制策略，提出了一种加入NLM调制的双移相控制策略的优化，每当引起控制动作时，桥臂中需要改变投入切换状态的的子模块个数尽量少，这样减小元件的开关频率。不利于柔性直流输电技术进展的突出矛盾是换流器的损耗较大，降低元件开关频率能够明显减小换流器损耗。如果相单元内某些子模块被切除，那一定要有等量的子模块被投入，来保证直流电压定值。因为电力电子器件的开关存在着差异还有死区时间的不一样，那些子模块的投入和切除做不到同时结束，从而造成直流电压波动，投入和切除状态需要改变的子模块数目越多，直流电压的波动越剧烈，这也要求投切状态需要变动的子模块数量做到最少。
控制策略的优化按如下步骤进行：
步骤1、针对模块化多电平拓扑结构采用方波调制解决电压不均衡和dv/dt较高问题；
步骤2、选用双移相控制策略，实现各个模块电压均衡；
步骤3、每当引起控制动作时，桥臂中需要改变投入切换状态的的子模块个数尽量少，这样减小低元件的开关频率，因而采用NLM(最近电平逼近法)调制策略；
步骤4、优化后的双移相控制策略，可保证级联模块实现很好的均压效果，同时将开关频率降低到调制波频率(隔离频率)。虽然每个模块完成一次电压平衡需要多个开关周期，但通过优化设计移相模块数，模块电压均衡周期大幅度缩短。所述步骤1是按如下过程进行：
多电平波形生成机制，正常运行时，每个子模块工作在全电压或零电压状态。为叙述方便，定义子模块处于全电压状态为开通，零电压状态为关断。与两电平电压源换流器不同的是，MMC将电容器分散安装在各个子模块内，为了维持直流电压定值，各个相单元的上、下两桥臂一共导通的模块数量恒定。每个相单元上、下桥臂导通的模块数呈现此消彼长的变化趋势。
所述步骤2是按如下过程进行：
双移相控制策略，Vab、Vs分别为变压器原副边H桥的输出电压，两者间的移相控制实现输出功率的调节，移相角为Φ。Varmi为中压侧各半桥臂的输出电压，Vsmij为各模块的输出电压。其中下标i代表桥臂标号，i＝1,2,3,4；下标j代表了模块在桥臂中的具体位置，j＝1,2…N。N为每个半桥臂中的模块数量。忽略死区时间，每个模块的输出电压占空比为50％。为了克服器件的离散性导致模块电容电压不等的问题，以实现级联模块的电压均衡，在任意开关周期内，每个半桥臂中均有k个模块输出电压比同一桥臂中其他模块的输出电压超前移相角度θ，即每个半桥臂中均包括k个超前移相模块和N-k个非移相模块，其中k＝1,2…N-1。需要说明的是，任一桥臂中的移相模块和非移相模块并非固定不变，而是由中央控制器根据各模块电容电压的大小在每个开关周期进行调整，进而实现各模块之间的电压均衡。
所述步骤3是按如下过程进行：
模块化多电平DC/DC变流器的4个桥臂电压，能够当作为4个受控电压源。以a相上桥臂为例，上层控制器最终可以得到桥臂电压的参考值uref。将上层控制器要求的桥臂参考电压uref除每个子模块电容电压的直流量uc，结果取整得到需要投入的子模块数量N。至于最终决定某些子模块投入，则由子模块电压均衡调制策略来决定。为了实现每个子模块电压的大致均衡，传统方法是，连续测量特定某个桥臂上的每个子模块电容电压ucj(j＝1，2，…，N)和桥臂电流iarm，随之将这些电容电压按大小排序，根据桥臂电流的正负值有一定选择地触发一些的子模块投入。可见，只能很快的让触发信号在这桥臂的全部子模块上轮换，才能够使每个子模块电容均匀充放电，控制电压变化大致相同。各电容电压要求越一致，轮换速度就必须越快。但这势必会导致IGBT的较多次数开通和关断，因此加大了换流器的开关损耗。由此可见，子模块电容电压的均衡控制与减少换流器的开关损耗两者是不可兼得的，怎样做到同时满足电压均衡和减少开关损耗，是模块化多电平DC/DC变流器子模块电压均衡控制策略的目标。
最近电平逼近调制策略依照任何时刻都保持各个子模块电压和参考电压相差最小的准则，按桥臂电流iarm的正负还有和每个子模块电压大小的排列顺序来选择对应的子模块投入或切除。具体的实现方法为，如果iarm＞0(充电状态)，则把这个桥臂中电压排列中最低的n个子模块投入；反之，就把这个桥臂电压排列最高的n个子模块投入。这种策略并没有计较子模块之前是开通还是关断的状态，能够很快速地减小每个子模块之间的电压之差。
附图说明
图1为本发明中单相模块化多电平DC/DC换流器拓扑结构。
图2为本发明模块化多电平DC/DC变流器的子模块由一个作为开关单元的IGBT半桥和一个直流储能电容构成。
图3为本发明实施例中模块化多电平DC/DC双移相控制下原副边移相。
图4为本发明实施例中模块化多电平DC/DC双移相控制下原边移相。
图5为本发明实施例中加入NLM调制的双移相控制策略下此拓扑结构得到的输出电压。
图6为本发明实施例中加入NLM调制的双移相控制策略下此拓扑结构各个子模块电容电压。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。
如图1为模块化多电平DC/DC变流器的等效电路拓扑结构图。其中变流器直流侧的正负极，它们相对于参考中性点O的电压分别为Vmv/2和-Vmv/2，变流器中两个相单元要求有很好的对称性，每个相桥臂可通过子模块的投入切断调节桥臂的输出电压，所以每相桥臂都可以被看作是个可控电压源，ua0表示换流器a相输出的相电压，ual、ua2各自代表a相上、下桥臂电压，Vmv是直流电压。通过a相来说明，忽略桥臂等效电阻R以及桥臂电抗器L的电压降，可得
将式中的两式相加，得到
ua1+ua2＝VMV
通过以上两个式子可以看出，MMC正常运行时各个相单元中处于投入使用的子模块数一直恒定没有什么变化，借助对各相上、下桥臂内处于投入状态的子模块数量的控制来完成换流器输出多电平电压波形的目的。
因为MMC中两相单元具有很高的对称性，每相单元中的上、下桥臂也要求很高的对称性，所以直流电流Idc在两个相单元间均分，a相的输出端电流在上、下桥臂均分为两部分。因此，在不计相间环流时，可以得到a相上、下桥臂电流为
从上述原理可见，当a相上桥臂内全部子模块都切断时ual＝0，此刻a相下桥臂全部的子模块必须投入，才能得到直流电压Vmv。同时由于相单元内在投入状态的子模块数为一个恒定值，因此在正常情况下，各个相单元中在投入状态的子模块数为N个，为所处相单元中所有子模块数2N的一半。如此，每个桥臂在投入状态的子模块数量就是0，1，2，…，N，换句话来说MMC最多可以输出的电平数是N+1，这满足了MMC的扩展性的要求，能够改变子模块串联获得较多的电平数。
两相MMC拓扑结构采用对每个子模块内上、下两个开关元件S1、S2的控制，能够将子模块电容投入或切除主电路。当S1开通、S2关断时，电容投入主电路，子模块工作在投入状态；当S1关断、S2开通时，电容被旁路，子模块工作在切除状态。因此，MMC每个桥臂都可以等效为独立电压源。
双移相控制方法下的主要电压波形如图3所示。其中，Vab、Vs分别为变压器原副边H桥的输出电压，两者间的移相控制实现输出功率的调节，移相角为Φ。以实现级联模块的电压均衡，在任意开关周期内，每个半桥臂中均有k个模块输出电压比同一桥臂中其他模块的输出电压超前移相角度θ，即每个半桥臂中均包括k个超前移相模块和N-k个非移相模块，如图4所示。其中k＝1,2…N-1。需要说明的是，任一桥臂中的移相模块和非移相模块并非固定不变，而是由中央控制器根据各模块电容电压的大小在每个开关周期进行调整，进而实现各模块之间的电压均衡。
每当引起控制动作时，桥臂中需要改变投入切换状态的的子模块个数尽量少，这样减小低元件的开关频率，因而采用NLM调制策略。最近电平逼近调制策略依照任何时刻都保持各个子模块电压和参考电压相差最小的准则，按桥臂电流iarm的正负还有和每个子模块电压大小的排列顺序来选择对应的子模块投入或切除。具体的实现方法为，如果iarm＞0(充电状态)，则把这个桥臂中电压排列中最低的n个子模块投入；反之，就把这个桥臂电压排列最高的n个子模块投入。这种策略并没有计较子模块之前是开通还是关断的状态，能够很快速地减小每个子模块之间的电压之差。

Claims (4)

1.一种DC/DC变流器电压均衡控制策略优化方法，其特征在于，步骤如下：
步骤1、针对模块化多电平拓扑结构采用方波调制解决电压不均衡和dv/dt较高问题；
步骤2、选用双移相控制策略，实现各个模块电压均衡；
步骤3、每当引起控制动作时，桥臂中需要改变投入切换状态的的子模块个数尽量少，这样减小低元件的开关频率，因而采用NLM调制策略；
步骤4、优化后的双移相控制策略，可保证级联模块实现很好的均压效果，同时将开关频率降低到调制波频率；虽然每个模块完成一次电压平衡需要多个开关周期，但通过优化设计移相模块数，模块电压均衡周期大幅度缩短。
2.根据权利要求1所述的DC/DC变流器电压均衡控制策略优化方法，其特征在于，所述步骤1按如下过程进行：
多电平波形生成机制，正常运行时，每个子模块工作在全电压或零电压状态，定义子模块处于全电压状态为开通，零电压状态为关断，与两电平电压源换流器不同的是，MMC将电容器分散安装在各个子模块内，为了维持直流电压定值，各个相单元的上、下两桥臂一共导通的模块数量恒定，每个相单元上、下桥臂导通的模块数呈现此消彼长的变化趋势。
3.根据权利要求1所述的DC/DC变流器电压均衡控制策略优化方法，其特征在于，所述步骤2按如下过程进行：
双移相控制策略，Vab、Vs分别为变压器原副边H桥的输出电压，两者间的移相控制实现输出功率的调节，移相角为Φ，Varmi为中压侧各半桥臂的输出电压，Vsmij为各模块的输出电压，其中下标i代表桥臂标号，i＝1,2,3,4；下标j代表模块在桥臂中的具体位置，j＝1,2…N，N为每个半桥臂中的模块数量，忽略死区时间，每个模块的输出电压占空比为50％；在任意开关周期内，每个半桥臂中均有k个模块输出电压比同一桥臂中其他模块的输出电压超前移相角度θ，即每个半桥臂中均包括k个超前移相模块和N-k个非移相模块，其中k＝1,2…N-1。
4.根据权利要求1所述的DC/DC变流器电压均衡控制策略优化方法，其特征在于，所述步骤3按如下过程进行：
NLM调制策略依照任何时刻都保持各个子模块电压和参考电压相差最小的准则，按桥臂电流iarm的正负还有和每个子模块电压大小的排列顺序来选择对应的子模块投入或切除；如果iarm＞0，则把这个桥臂中电压排列中最低的n个子模块投入；反之，就把这个桥臂电压排列最高的n个子模块投入。
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