CN109120151B - 封包追踪电源供应调控器 - Google Patents

封包追踪电源供应调控器 Download PDF

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Abstract

封包追踪电源供应调控器，用于根据一基频封包信号供电至一射频电路的射频功率放大器。该封包追踪电源供应调控器包含线性放大器、电容、单电感多输出切换式能源转换电路以及控制器。线性放大器接收该基频封包信号，且其输出端耦接该射频功率放大器的电源输入端。电容的第一端耦接至参考电压，电容的第二端耦接线性放大器的电源输入端。单电感多输出切换式能源转换电路具有二输出端，第一输出端耦接该电容及该线性放大器的电源输入端，第二输出端耦接线性放大器的输出端及射频功率放大器的电源输入端。控制器控制该单电感多输出切换式能源转换电路。

Description

封包追踪电源供应调控器
技术领域
本案是关于动态电源供应技术，尤其是关于封包追踪电源供应调控器。
背景技术
为了提高无线通信频带的效率，调变的技术趋向对封包本身进行振幅调变，导致其峰值对平均值的比例(peak-to-average ratio,PAPR)大幅地提升。为此，原本供应固定电压的电源管理电路必须跟着动态的调整其输出电压，以避免无线通信系统发射端所使用的射频功率放大器(radio frequency power amplifier,RFPA)的输出电压与电源管理电路的输出电压差距过大而产生不必要的功率耗损。此类的电源管理电路称之为复合式封包追踪电源供应调控器(envelope-tracking power supply modulator,ETSM)。
由于复合式ETSM与射频功率放大器主要是使用于可携式电子装置(例如智能型手机)上，所以其能量必须由可携式电子装置的电源(例如锂电池)提供，但复合式ETSM内的线性放大器所适合的工作电压可能与可携式电子装置所提供的电压有一段相当大的差距，因此通常以另一个独立的切换式能源转换电路(switch-mode converter)来专门供电给线性放大器。图1为公知的采迟滞控制(hysteresis control)的复合式ETSM与切换式能源转换电路结合的电路图。采迟滞控制的复合式ETSM 110提供平均能量给射频功率放大器120，切换式能源转换电路130提供一个稳定的电压给采迟滞控制的复合式ETSM 110的线性放大器112。采迟滞控制的复合式ETSM 110及切换式能源转换电路130的工作原理为本技术领域普通技术人员所熟知，故不再赘述。
图1电路的缺点之一为使用两个电感(L1及L2)，造成电路整体的成本及面积增加。
发明内容
鉴于先前技术之不足，本案之一目的在于提供一种封包追踪电源供应调控器，以降低硬件成本、节省电路面积及提高电路效能。
本案公开一种封包追踪电源供应调控器，用于根据一基频封包信号供电至一射频电路的一射频功率放大器。该封包追踪电源供应调控器包含一线性放大器、一电容、一单电感多输出切换式能源转换电路以及一控制器。线性放大器具有一输入端及一输出端，该输入端接收该基频封包信号，该输出端耦接该射频功率放大器的一电源输入端。电容具有一第一端及一第二端，该第一端耦接至一参考电压，该第二端耦接该线性放大器的一电源输入端。单电感多输出切换式能源转换电路具有一第一输出端及一第二输出端，该第一输出端耦接该电容及该线性放大器的该电源输入端，该第二输出端耦接该线性放大器的该输出端及该射频功率放大器的该电源输入端。控制器耦接该线性放大器、该电容以及该单电感多输出切换式能源转换电路，用来控制该单电感多输出切换式能源转换电路。
本案另公开一种封包追踪电源供应调控器，用于根据一基频封包信号供电至一射频电路的一射频功率放大器。该封包追踪电源供应调控器包含一线性放大器、一电感、一电容、一第一开关、一第二开关、一第三开关、一第四开关、一电流检测器以及一控制器。线性放大器具有一输入端及一输出端，该输入端接收该基频封包信号，该输出端耦接该射频功率放大器的一电源输入端。电容具有一第一端及一第二端，该第一端耦接至参考电压，该第二端耦接该线性放大器的一电源输入端。第一开关耦接该电感，第二开关耦接该电感，第三开关耦接于该电感及该电容的该第二端之间，第四开关耦接于该电感及该线性放大器的该输出端之间。电流检测器耦接该电感，用来检测流经该电感的电流。控制器耦接该线性放大器、该电容、该第一开关、该第二开关、该第三开关、该第四开关以及该电流检测器。该控制器通过控制该第一开关及该第二开关的占空周期以控制流经该电感的电流。
本案的封包追踪电源供应调控器只需要一个电感即可实现对线性放大器及射频功率放大器的供电控制，因此能降低硬件成本。此外，利用单电感多输出切换式能源转换电路的交互调节特性，本案相较于现有技术能更有效地追踪基频封包信号，还可避免能量的浪费。
有关本案的特征、实作与功效，兹配合图式作实施例详细说明如下。
附图说明
图1为现有的采迟滞控制的复合式ETSM与切换式能源转换电路结合的电路图；
图2为本案的封包追踪电源供应调控器的一实施例的电路图；
图3为图2的控制器的细部电路图；
图4为当图2的晶体管MREG导通且晶体管MAVG不导通时的电路图；
图5为当图2的晶体管MREG不导通且晶体管MAVG导通时的电路图；以及
图6为本案的封包追踪电源供应调控器中数个电压信号及数个电流信号的关系图。
具体实施方式
以下说明内容的技术用语为参照本技术领域的习惯用语，如本说明书对部分用语有加以说明或定义，该部分用语的解释以本说明书的说明或定义为准。
本案的公开内容包含封包追踪电源供应调控器。由于本案的封包追踪电源供应调控器所包含的部分组件单独而言可能为已知组件，因此在不影响该本案的充分揭露及可实施性的前提下，以下说明对于已知组件的细节将予以节略。
图2为本案的封包追踪电源供应调控器的一实施例的电路图。封包追踪电源供应调控器200包含单电感多输出(single inductor multiple output,SIMO)切换式能源转换电路210、控制器220、电容CREG以及线性放大器LA。「单电感多输出」指包含两个或两个以上的输出，而单电感双输出(single inductor dual output,SIDO)切换式能源转换电路属于单电感多输出切换式能源转换电路的其中一种。本案利用「多输出」的其中的两个(分别为输出端211及输出端212)，因此，在不同的实施例中，本案亦可使用单电感双输出切换式能源转换电路来实施。电容CREG一端耦接参考电压(例如接地)，另一端耦接单电感多输出切换式能源转换电路210的其中一输出端211。线性放大器LA的其中一输入端接收基频封包信号VENV,I，输出端耦接单电感多输出切换式能源转换电路210的另一输出端212以及封包追踪电源供应调控器200的输出端230。线性放大器LA的电源输入端耦接输出端211及电容CREG。输出端230耦接射频功率放大器(图未示)的电源输入端，提供电压VENV,LA给射频功率放大器。
单电感多输出切换式能源转换电路210主要包含一个电感L及四个开关(分别由晶体管MP、MN、MREG及MAVG实施)，在一些实施例中，晶体管MP及MN耦接于电源电压与接地端之间。通过调整晶体管MP及MN的导通时间，可控制感电感L的电流IL的大小。通过调整晶体管MREG及MAVG的导通时间，可控制电流IL由输出端211或输出端212输出。详言之，在晶体管MREG及MAVG的一个切换周期内，如果晶体管MREG的导通时间大于晶体管MAVG的导通时间，则表示在该周期中输出端211比输出端212输出较多的能量，如果晶体管MREG的导通时间小于晶体管MAVG的导通时间，则表示在该周期中输出端212比输出端211输出较多的能量。四个开关的导通与否分别受控制器220所输出的四个控制信号VGP、VGN、VGAVG及VGREG控制。控制器220根据输出端211的电压VREG、输出端212的电压VENV,LA、基频封包信号VENV,I、参考电压VREF,REG、参考电压VREF,LA、及电感电流IL控制该四个控制信号。控制器220的细部电路将于之后详述。
封包追踪电源供应调控器200的主要功能之一在于确保输出端230的电压VENV,LA能够顺利追踪基频封包信号VENV,I。在一般的情况下，当基频封包信号VENV,I的峰值处于稳态时，输出端230的能量主要由单电感多输出210的电感电流IL先通过输出端211提供给线性放大器LA以作为工作电压，再由线性放大器LA的输出端所提供。当基频封包信号VENV,I的峰值突然上升时，线性放大器LA提高其输出电流IENV,LA以提高输出端230的电压VENV,LA；在此情况下，线性放大器LA从电容CREG汲取更多的能量，造成电压VREG下降。当控制器220检测到电压VREG下降时，其提高晶体管MP的占空周期并降低晶体管MN的占空周期以提高电感L的电流IL。增大的电感电流IL使电流IL,AVG及电流IREG随之增大。增大的电流IL,AVG在输出端230提供更多能量，以帮助提高输出端230的电压VENV,LA，而增大的电流IREG提供线性放大器LA因应基频封包信号VENV,I增大而所需要的更多能量。
如上所述，本案充分利用单电感多输出切换式能源转换电路210的交互调节(cross regulation)的特性来加快输出端230的电压VENV,LA追踪基频封包信号VENV,I的反应速度。详言之，当单电感多输出切换式能源转换电路210的其中一个输出端的负载增加时，电感电流IL会变大以在该输出端供应更多的能量，但无可避免的，增大的电感电流IL也会使得单电感多输出切换式能源转换电路210在其它输出端输出更多的能量，造成其它输出端上的负责得到过多的能量。然而，本案充分利用此交互调节的特性使封包追踪电源供应调控器200的输出电压VENV,LA能够更顺利地追踪基频封包信号VENV,I。由于此机制不需要仰赖线性电路在有限频宽内反应电感电流IL的变化，因此交互调节反应在输出电压VENV,LA的状况将在一个切换周期内开始生效。随着电感电流IL增加，CREG由增加过后的电流IREG让电压VREG稳定在理想值，结束交互调节的影响。
除了上述的优点之外，封包追踪电源供应调控器200不会造成过多的电流流入线性放大器LA而造成能量的浪费(亦即增加电路耗电)。详言之，如图1所示，当射频功率放大器120的能量需求不高时，过多的电流IL1将流入线性放大器112，形成能量的浪费。在某些情况下，线性放大器112与切换式能源转换电路130之间的相位移亦有可能造成能量的浪费。在本案中，当射频功率放大器需要之工作电流低于电感电流IL时，封包追踪电源供应调控器200的能量输出主要由线性放大器LA提供，而此时单电感多输出切换式能源转换电路210的能量主要是透过电流IREG输出，因此不会造成电流IL,AVG过大而必须由线性放大器LA消耗过多能量的问题。
图3为图2的控制器220的细部电路图。控制器220包含电感电流控制电路310、电流比例控制电路320、峰值检测电路(peak detector)330以及电流感测器(current sensor)340。线性放大器LA工作在电压VREG相对稳定时，电感电流控制电路310会以电压VREG当作操控VGP、VGN占空周期的主要考虑。也就是说，电感电流控制电路310根据电压VREG及参考电压VREF,REG来产生控制信号VGP及VGN。详言之，比例积分微分(Proportional-Integral-Derivative,PID Controller)控制器312的目的是为了锁定电压VREG，使电压VREG与参考电压VREF,REG实质上相等。比例积分微分控制器312产生的误差信号VPID指示电压VREG与参考电压VREF,REG之间的差异程度，脉冲宽度调变(pulse width modulation,PWM)控制器314根据误差信号VPID调整控制信号VGP及VGN的占空周期。非重迭驱动电路316则可确保晶体管MP及MN不会同时开启。当电压VREG小于参考电压VREF,REG时，电感电流控制电路310增加控制信号VGP的占空周期并减小控制信号VGN的占空周期，使电感电流IL增加；相反的，当电压VREG大于参考电压VREF,REG时，电感电流控制电路310减小控制信号VGP的占空周期并增加控制信号VGN的占空周期，使电感电流IL减小。
储存在电感L上的能量由控制信号VGAVG及VGREG控制并经由输出端211或输出端212输出，而控制信号VGAVG及VGREG系由电流比例控制电路320根据基频封包信号VENV,I、封包追踪电源供应调控器200的输出电压VENV,LA、参考电压VREF,LA及电感电流IL来决定。当基频封包信号VENV,I小于目标电压VPED时，比较器326输出第一准位的电压VGREG以使晶体管MREG导通，以及输出第二准位(不同于第一准位)的电压VGAVG以使晶体管MAVG不导通(如图4所示)；当基频封包信号VENV,I大于目标电压VPED时，比较器326输出第二准位的电压VGREG以使晶体管MREG不导通，以及输出第一准位的电压VGAVG以使晶体管MAVG导通(如图5所示)。
在图4的情况下，电流IREG(等于电感电流IL)为电容CREG提供稳定的充电电流，使电容的一端的电压VREG维持在理想值。此时封包追踪电源供应调控器200的输出电流仅由线性放大器LA的输出电流IENV,LA单独提供。在图5的情况下，单电感多输出切换式能源转换电路210与线性放大器LA形同并联，封包追踪电源供应调控器200的输出电流同时由线性放大器LA的输出电流IENV,LA及电流IL,AVG(等于电感电流IL)提供，而线性放大器LA的能量来自电容CREG所储存的能量。
回到图3，目标电压VPED的值非固定，与封包追踪电源供应调控器200的输出电压VENV,LA、参考电压VREF,LA及电感电流IL有关。电流感测器340检测电感电流IL，峰值检测电路330检测电流感测器340的输出电压的峰值而产生电压VLPD。电流感测器340系根据晶体管M的跨压来检测电感电流IL，晶体管M可以图2中的晶体管MP、MN、MREG及MAVG的其中之一。电流感测器340系利用电流镜与电压随耦器的技巧将电感电流IL的电流值转成电压值，此技巧系本技术领域普通技术人员所熟知，故不再赘述。转导放大器(transconductanceamplifier)321将电压VLPD与封包追踪电源供应调控器200的输出电压VENV,LA相减而得到一差值，误差放大器(error amplifier)322再将该差值与参考电压VREF,LA比较，而得到目标电压VPED。电容CPED的功能在于维持目标电压VPED。电流比例控制电路320的目的在于将电压VLPD(与电感电流IL成比例)与封包追踪电源供应调控器200的输出电压VENV,LA的差值锁定在参考电压VREF,LA，以使得封包追踪电源供应调控器200在基频封包信号VENV,I变化不大时，线性放大器LA输出的能量与电感L于输出端212所输出的能量比例维持于稳定状态。在不同的实施例中，峰值检测电路330及电流感测器340亦可实作于控制器220的外部。
开关323受边界感应器(edge detector)324所发出的脉冲信号控制。当基频封包信号VENV,I变化不大时(亦即电感电流IL的平均值维持相对稳定，或电压VREG没有瞬间较大变化时)，开关323保持导通，使得目标电压VPED能够反应电压VLPD的变化及封包追踪电源供应调控器200的输出电压VENV,LA的变化(等效于反应电感电流IL的变化及封包追踪电源供应调控器200的输出电压VENV,LA的变化)。当基频封包信号VENV,I出现较大幅度的上升时，一方面电感电流控制电路310依据下降的电压VREG来使电感电流IL上升，一方面电流比例控制电路320控制电感电流IL从输出端212输出。在两个效应同时作用之下，封包追踪电源供应调控器200的输出电压VENV,LA得以快速反应基频封包信号VENV,I的变化。然而，为了加强上述的功效(亦加强交互调节)，当迟滞比较器(hysteresis comparator)325检测到误差信号VPID大于一高阈值或小于一低阈值时(亦即当电压VREG与参考电压VREF,REG的差距大于一默认值时，例如基频封包信号VENV,I的峰值突然上升导致电压VREG下降)，边界感应器324便发出脉冲信号使开关323暂时不导通。当开关323不导通时，目标电压VPED暂时维持不变，使得比较器326让控制信号VGAVG维持在第一准位的时间更长(亦即晶体管MAVG的导通时间更长)，以加强单电感多输出切换式能源转换电路210的加交互调节作用。本案即是利用单电感多输出切换式能源转换电路210的加交互调节作用，来使封包追踪电源供应调控器200的输出电压VENV,LA更顺利且快速地追随基频封包信号VENV,I的变化。
目标电压VPED的稳态值受到参考电压VREF,REG、电压VLPD及参考电压VREF,LA所影响。基本上，参考电压VREF,REG本身会决定线性放大器LA的工作电压，在设计上没有弹性。参考电压VREF,LA的值则根据电压VLPD的值进行调整，因此如何正确地产生目标电压VPED与电压VLPD的值息息相关。电流感测器340的转阻增益会决定参考电压VREF,LA的稳态直流电压值。
图6示出封包追踪电源供应调控器200中数个电压信号及数个电流信号的关系图。如图所示，当电压VREG有较大的降幅时，电感电流IL上升，电流IL,AVG随着电感电流IL而上升，因而提高封包追踪电源供应调控器200的输出电压VENV,LA。
因为线性放大器LA的能量来自于电压VREG，因此控制器220会以电压VREG的回授值当作操控控制信号VGP及VGN的占空周期的主要考虑。控制器220的电感电流控制电路310拥有优先能量分配控制权，详言之，当PID控制器312正在大幅度改变误差信号VPID时，目标电压VPED暂时维持不变(亦即开关323暂时不导通)。
综上所述，本案的封包追踪电源供应调控器200只需要一个电感即可实现对线性放大器LA及射频功率放大器的供电控制，因此能降低硬件成本。此外，利用单电感多输出切换式能源转换电路210的交互调节特性，本案除了加快输出端230的电压VENV,LA追踪基频封包信号VENV,I的反应速度，还可避免能量的浪费。再者，封包追踪电源供应调控器200的控制器220具有加强交互调节作用的功能，使整体电路的运作更加顺畅。本案的封包追踪电源供应调控器200可以应用于采取振幅调变的无线通信系统，例如采用基于正交振幅调变(quadrature amplitude modulation,QAM)的长期演进技术(Long Term Evolution,LTE)无线通信系统。
请注意，前述图标中，组件的形状、尺寸以及比例等仅为示意，系供本技术领域普通技术人员了解本案之用，非用以限制本案。虽然本案的实施例如上所述，然而该些实施例并非用来限定本案，本技术领域普通技术人员可依据本案的明示或隐含的内容对本案的技术特征施以变化，凡此种种变化均可能属于本案所寻求的专利保护范畴，换言之，本案的专利保护范围须视本说明书之申请专利范围所界定者为准。
【符号说明】
110 采迟滞控制的复合式ETSM
112 线性放大器
120 射频功率放大器
130 切换式能源转换电路
200 封包追踪电源供应调控器
210 单电感多输出切换式能源转换电路
211 输出端
212 输出端
220 控制器
230 输出端
310 电感电流控制电路
312 PID控制器
314 PWM控制器
316非重迭驱动电路
320 电流比例控制电路
321 转导放大器
322 误差放大器
323 开关
324 边界感应器
325 迟滞比较器
326 比较器
330 峰值检测电路
340 电流感测器。

Claims (10)

1.一种封包追踪电源供应调控器，用于根据一基频封包信号供电至一射频电路的一射频功率放大器，包含：
一线性放大器，具有一输入端及一输出端，其中该输入端接收该基频封包信号，该输出端耦接该射频功率放大器的一电源输入端；
一电容，具有一第一端及一第二端，其中该第一端耦接至一参考电压，该第二端耦接该线性放大器的一电源输入端；
一单电感多输出切换式能源转换电路，具有一第一输出端及一第二输出端，其中该第一输出端耦接该电容及该线性放大器的该电源输入端，该第二输出端耦接该线性放大器的该输出端及该射频功率放大器的该电源输入端；以及
一控制器，耦接该线性放大器、该电容以及该单电感多输出切换式能源转换电路，用来控制该单电感多输出切换式能源转换电路。
2.如权利要求1所述的封包追踪电源供应调控器，其中该单电感多输出切换式能源转换电路包含一电感，该控制器根据该电容的该第二端的电压控制流经该电感的电流。
3.如权利要求1所述的封包追踪电源供应调控器，其中该单电感多输出切换式能源转换电路包含一电感，该控制器根据该基频封包信号控制该电感上的电流流至该单电感多输出切换式能源转换电路的该第一输出端或该单电感多输出切换式能源转换电路的该第二输出端。
4.如权利要求3所述的封包追踪电源供应调控器，其中该控制器将该基频封包信号与一目标电压比较以决定该电感上的电流流至该第一输出端或该第二输出端，且该控制器根据该电容的该第二端的电压决定是否调整该目标电压。
5.如权利要求4所述的封包追踪电源供应调控器，其中当该电容的该第二端的电压大于一默认值时，该控制器决定暂时不调整该目标电压。
6.如权利要求4所述的封包追踪电源供应调控器，其中该控制器包含：
一电流检测器，耦接该电感，用来检测流经该电感的电流并产生一第一电压；
其中该目标电压与该第一电压及该线性放大器的该输出端的电压有关。
7.一种封包追踪电源供应调控器，用于根据一基频封包信号供电至一射频电路的一射频功率放大器，包含：
一线性放大器，具有一输入端及一输出端，其中该输入端接收该基频封包信号，该输出端耦接该射频功率放大器的一电源输入端；
一电感；
一电容，具有一第一端及一第二端，其中该第一端耦接至一参考电压，该第二端耦接该线性放大器的一电源输入端；
一第一开关，耦接该电感；
一第二开关，耦接该电感及该第一开关；
一第三开关，耦接于该电感及该电容的该第二端之间；
一第四开关，耦接于该电感及该线性放大器的该输出端之间；
一电流检测器，耦接该电感，用来检测流经该电感的电流；以及
一控制器，耦接该线性放大器、该电容、该第一开关、该第二开关、该第三开关、该第四开关以及该电流检测器；
其中该控制器通过控制该第一开关及该第二开关的占空周期以控制流经该电感的电流。
8.如权利要求7所述的封包追踪电源供应调控器，其中该控制器根据该电容的该第二端的电压控制该第一开关及该第二开关的占空周期。
9.如权利要求7所述的封包追踪电源供应调控器，其中该电流检测器检测流经该电感的电流而产生一第一电压，且该控制器根据该第一电压及该基频封包信号决定该第三开关及该第四开关是否导通。
10.如权利要求9所述的封包追踪电源供应调控器，其中该控制器将该基频封包信号与一目标电压比较以决定该第三开关及该第四开关是否导通，且该目标电压与该第一电压及该线性放大器的该输出端的电压有关。
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