CN109074110A - 栅极升压的低压降调节器 - Google Patents

Abstract

在某些方面，电压调节器包括传输晶体管，传输晶体管具有耦合到电压调节器的输入的漏极、耦合到电压调节器的输出的源极以及栅极。电压调节器还包括放大器，放大器具有耦合到基准电压的第一输入、耦合到反馈电压的第二输入以及输出，其中反馈电压大约等于电压调节器的输出处的电压或与电压调节器的输出处的电压成比例。电压调节器还包括电压升压器，电压升压器具有耦合到放大器的输出的输入和耦合到传输晶体管的栅极的输出，其中电压升压器被配置成将在电压升压器的输入处的电压升压以生成经升压的电压，并在电压升压器的输出处输出经升压的电压。

Description

栅极升压的低压降调节器

相关申请的交叉引用

本申请要求2016年03月31日在美国专利商标局提交的非临时申请No.15/086,956的优先权和权益，其全部内容通过引用并入本文。

技术领域

本公开的各方面一般涉及电压调节器，并且更具体地涉及低压降(LDO)调节器。

背景技术

在各种系统中使用电压调节器向系统中的电源电路提供调节电压。一种常用的电压调节器是低压降(LDO)调节器。LDO调节器可以用来提供干净的调节电压，以便从有噪声输入电源电压为电路供电。LDO调节器通常包括耦合在反馈回路中的传输元件和误差放大器，以基于稳定的基准电压维持大约恒定的输出电压。

发明内容

以下呈现一个或多个实施例的简要概述，以便提供对这些实施例的基本理解。该概述不是所有预期实施例的广泛概述，并且既不旨在标识所有实施例的关键或重要元件，也不旨在描绘任何或所有实施例的范围。其唯一目的是以简化形式呈现一个或多个实施例的一些概念，作为稍后呈现的更详细描述的序言。

根据一方面，提供了一种电压调节器。电压调节器包括传输晶体管，其具有耦合到电压调节器的输入的漏极、耦合到电压调节器的输出的源极以及栅极。电压调节器还包括放大器，其具有耦合到基准电压的第一输入、耦合到反馈电压的第二输入以及输出，其中反馈电压大约等于电压调节器的输出处的电压或与电压调节器的输出处的电压成比例。电压调节器还包括电压升压器，其具有耦合到放大器的输出的输入和耦合到传输晶体管的栅极的输出，其中电压升压器被配置成将电压升压器的输入处的电压升压以生成经升压的电压，并在电压升压器的输出处将经升压的电压输出。

第二方面涉及一种用于电压调节的方法。方法包括将基准电压输入到放大器的第一输入，以及将反馈电压输入到放大器的第二输入，其中反馈电压大约等于电压调节器的输出处的电压或与电压调节器的输出处的电压成比例。方法还包括将放大器的输出处的电压升压以获得经升压的电压，并将经升压的电压输出到传输晶体管的栅极，其中传输晶体管的漏极耦合到电压调节器的输入，并且电压调节器的源极耦合到电压调节器的输出。

第三方面涉及一种用于电压调节的装置。该装置包括用于基于基准电压和反馈电压之间的差生成电压的部件，其中反馈电压大约等于该装置的输出处的电压或与该装置的输出处的电压成比例。该装置还包括用于将生成的电压升压以获得经升压的电压的部件，以及用于响应于经升压的电压而调节传输元件的电阻以便在该装置的输出处保持大约调节电压的部件。

为了实现前述和相关目的，一个或多个实施例包括在下文中充分描述并在权利要求中特别指出的特征。以下描述和附图详细阐述了一个或多个实施例的某些说明性方面。然而，这些方面仅指示可以采用各种实施例的原理的各种方式中的一些，并且所描述的实施例旨在包括所有这些方面及其等同物。

附图说明

图1示出了低压降(LDO)调节器的一个示例。

图2示出了在反馈路径中包括分压器的LDO调节器的一个示例。

图3示出了包括p型场效应晶体管(PFET)作为传输元件的LDO调节器的一个示例。

图4示出了包括n型场效应晶体管(NFET)作为传输元件的LDO调节器的一个示例。

图5示出了基于NFET的LDO调节器的一个示例，其包括用于对误差放大器的电源电压进行升压的电荷泵。

图6示出了根据本发明的某些方面的包括电压升压器的基于NFET的LDO调节器的一个示例。

图7示出了根据本公开的某些方面的电压升压器的一个示例性实施方式。

图8示出了根据本公开的某些方面的在一个时钟周期期间用于电压升压器的操作的时间线的一个示例。

图9示出了根据本公开的某些方面的电压升压器的另一示例性实施方式。

图10示出了根据本公开的某些方面的电压升压器中的示例性信号的时间线的一个示例。

图11是示出根据本公开的某些方面的用于电压调节的方法的流程图。

具体实施方式

以下结合附图阐述的详细描述旨在作为各种配置的描述，而无意表示可以实践本文所描述的概念的仅有的配置。详细描述包括具体细节，以便提供对各种概念的透彻理解。然而，对于本领域技术人员显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践这些概念。在一些实例中，以框图形式示出了公知的结构和部件，以避免模糊这些概念。

图1示出了根据本公开的某些方面的低压降(LDO)调节器100的示例。LDO调节器100可以用于为噪声敏感电路(未示出)提供干净的调节电压，以从有噪声的输入电源电压向电路供电。有噪声的输入电源电压可以来自用于将电池的电压降压转换为输入电源电压的开关调节器，或者可以来自另一电压源。

LDO调节器100包括传输元件115和误差放大器125。传输元件115耦合在LDO调节器100的输入105和输出130之间。LDO调节器100的输入105可以耦合到具有VDD的电源电压的电源轨。在LDO调节器100的输出130处的调节电压(表示为“Vreg”)大约等于VDD减去传输元件115两端的电压降。传输元件115包括用于控制LDO调节器100的输入105和输出130之间的传输元件115的电阻的控制输入120。在图1中，电阻器R_L表示耦合到LDO调节器100的输出的电路(未示出)的电阻性负载。

误差放大器125的输出耦合到传输元件115的控制输入120，以控制传输元件115的电阻。通过控制传输元件115的电阻，误差放大器125能够控制传输元件115两端的电压降，因此能够控制LDO调节器100的输出130处的调节电压Vreg。如下面进一步讨论的，误差放大器125基于调节电压Vreg的反馈来调节传输元件115的电阻，以将调节电压Vreg维持在大约所需的电压。

如图1中所示，LDO调节器100的输出130处的调节电压Vreg经由反馈路径150反馈回到误差放大器125，以向误差放大器125提供反馈电压(表示为“Vfb”)。在该示例中，反馈电压Vfb大约等于调节电压Vreg，因为在该示例中调节电压Vreg被直接馈送到误差放大器125。基准电压(表示为“Vref”)也被输入到误差放大器125。基准电压Vref可以来自带隙电路(未示出)或另一稳定电压源。

在操作期间，误差放大器125在减小基准电压Vref和输入到误差放大器125的反馈电压Vfb之间的差(误差)的方向上驱动传输元件115的控制输入120。因为在该示例中电压Vfb大约等于调节电压Vreg，误差放大器125在使调节电压Vreg大约等于基准电压Vref的方向上驱动传输元件120的控制输入120。例如，如果调节电压Vreg(以及因此反馈电压Vfb)增加到高于基准电压Vref，则误差放大器125增加传输元件115的电阻，这增加传输元件115两端的电压降。增加的电压降将在输出130处的调节电压Vreg降低，从而减小Vref和Vfb之间的差(误差)。如果调节电压Vreg下降到基准电压Vref之下，则误差放大器125减小传输元件115的电阻，这减小了传输元件115两端的电压降。减小的电压降使在输出130处的调节电压Vreg升高，从而减少Vref和Vreg之间的差(误差)。因此，即使当电源变化(例如，由于噪声)和/或电流负载变化时，误差放大器125也能基于基准电压Vref调节传输元件115的电阻以在输出130处维持大约恒定的调节电压Vreg。

在图1中的示例中，调节电压Vreg直接馈送到误差放大器125。然而，应当理解，本公开不限于该示例。例如，图2示出了LDO电压调节器200的另一示例，其中调节电压Vreg通过分压器215反馈到误差放大器125。分压器215包括耦合到LDO调节器200的输出130的两个串联电阻器R1和R2。电阻器R1与R2之间的节点220处的电压被反馈到放大器125。在该示例中，反馈电压Vfb与调节电压Vreg相关，如下：

其中等式(1)中的R1和R2分别是电阻器R1和R2的电阻。因此，在该示例中，反馈电压Vfb与调节电压Vreg成比例，其中比例系数由电阻器R1和R2的电阻的比率设定。

误差放大器125在减小反馈电压Vfb和基准电压Vref之间的差(误差)的方向上驱动传输元件115的控制输入120。该反馈使调节电压Vreg大约等于：

如等式(2)所示，在该示例中，通过相应地设置电阻器R1和R2的电阻之比，可以将调节电压设置成期望的电压。因此，在本公开中，应当理解，反馈电压Vfb可以等于调节电压Vreg或与调节电压Vreg成比例。

可以利用p型场效应晶体管(PFET)或n型场效应晶体管(NFET)实施传输元件115。可以使用平面工艺、FinFET工艺和/或另一种制造工艺来制造PFET或NFET。

图3示出了利用传输PFET 315实施LDO调节器300的传输元件的一个示例。PFET315具有耦合到LDO调节器300的输入105的源极、耦合到误差放大器125的输出的栅极以及耦合到LDO调节器300的输出130的漏极。误差放大器125通过调节PFET 315的栅极电压来控制LDO调节器300的输入105和输出130之间的PFET 315的电阻。更具体地，误差放大器125通过增加栅极电压来增加PFET 315的电阻，并且通过降低栅极电压来减小PFET 315的电阻。

在该示例中，基准电压Vref耦合到误差放大器125的负输入。在输出130处的调节电压Vreg经由反馈路径350反馈到误差放大器125的正输入作为反馈电压Vfb。在操作期间，误差放大器125在减小基准电压Vref和反馈电压Vfb之间的差(误差)的方向上驱动传输PFET 315的栅极。由于在该示例中反馈电压Vfb大约等于调节电压Vreg，所以误差放大器125在使调节电压Vreg大约等于基准电压Vref的方向上驱动传输PFET 315的栅极。

传输PFET 315允许LDO调节器300实现低压降和良好的电源效率。然而，使用传输PFET 315作为传输元件存在若干缺点。一个缺点是在LDO调节器300的输出130处的传输PFET 315的高阻抗可能在输出130处产生低频极点。在输出130处的低频极点与在传输PFET315的栅极处的低频极点组合可能在相对低的频率下在反馈回路中引起过度的相移，导致环路不稳定。例如，如果相移在0dB或更高的环路增益处接近180度，则过度的相移可能导致不稳定。通过将大的补偿电容器耦合到输出130可以减小相移。然而，大的补偿电容器占据大的芯片面积。通过将栅极处的极点推到更高的频率，也可以减小相移。例如，这可以通过降低误差放大器125的输出阻抗来实现。然而，这降低了环路增益，这又降低了LDO调节器300的电源抑制比(PSRR)。PSRR测量LDO调节器抑制电源轨上的噪声(例如纹波)的能力。使用传输PFET 315作为传输元件的另一缺点是环路稳定性取决于耦合到LDO调节器300的负载。

图4示出了利用传输NFET 415实施LDO调节器400的传输元件的一个示例。NFET415具有耦合到LDO调节器400的输入105的漏极、耦合到误差放大器125的输出的栅极以及耦合到LDO调节器400的输出130的源极。误差放大器125通过调节NFET 415的栅极电压来控制在LDO调节器400的输入105和输出130之间的NFET 415的电阻。更具体地，误差放大器125通过降低栅极电压来增加NFET 415的电阻，并且通过增加栅极电压来减小NFET 415的电阻。

在该示例中，基准电压Vref耦合到误差放大器125的正输入。在输出130处的调节电压Vreg经由反馈路径450被反馈到误差放大器125的负输入作为反馈电压Vfb。在操作期间，误差放大器125在减小基准电压Vref和反馈电压Vfb之间的差(误差)的方向上驱动传输NFET 415的栅极。由于在该示例中反馈电压Vfb大约等于调节电压Vreg，因此误差放大器125在使调节电压Vreg大约等于基准电压Vref的方向上驱动传输NFET 415的栅极。

传输NFET 415提供优于传输PFET 315的若干优点。一个优点是在LDO调节器400的输出130处的NFET 415的相对的低阻抗有助于防止在输出130处形成低频极点。这可以消除在输出130处需要大的补偿电容器。此外，这可以使环路的稳定性基本上与负载无关。

然而，基于NFET的LDO调节器400的问题在于在LDO调节器400的输出130处的调节电压Vreg比传输NFET 415的栅极电压低NFET 415的栅极-源极电压，而NFET 415的栅极-源极电压可能超过NFET 415的阈值电压。结果，在输出130处的调节电压Vreg可能比传输NFET415的栅极电压低至少传输NFET 415的阈值电压，使得LDO调节器400难以实现VDD和Vreg之间的低压降以实现高效率。

解决该问题的一种方法是将原生NFET用于传输元件，其中原生NFET具有大约零的阈值电压。这显著降低了NFET的栅极-源极电压，允许LDO调节器在VDD和Vreg之间实现更低的压降。然而，晶圆厂可能无法在芯片上提供原生NFET(例如，用于标准工艺)。结果，原生NFET可能无法用作芯片上的LDO调节器的传输元件。

另一方法是使用电荷泵对误差放大器125的电源电压进行升压。在图5中示出该方法，其示出了基于NFET的LDO调节器500，其包括耦合在电源轨和误差放大器125的电源输入之间的电荷泵530。电荷泵530将误差放大器125的电源电压升压到VDD之上。经升压的电源电压使得误差放大器125能够将传输NFET 415的栅极驱动到VDD之上。较高的栅极电压允许LDO调节器500将调节电压Vreg设置得更接近VDD，从而减小VDD和Vreg之间的电压降。

然而，该方法的缺点在于电荷泵530可能在电荷泵530的输出处遭受大的纹波。这是由于电荷泵530需要对误差放大器125提供相对大量的电流以使误差放大器125操作的事实。大的纹波可能传播到LDO调节器500的输出130，导致调节电压Vreg中的大的纹波。

图6示出了根据本公开的某些方面的LDO调节器600。LDO调节器600包括耦合在误差放大器125的输出和传输NFET 415的栅极之间的电压升压器630。电压升压器630具有耦合到误差放大器125的输出的输入，以及耦合到传输NFET 415的栅极的输出。电压升压器630被配置成在电压升压器630的输入接收放大器125的输出电压(表示为“Vin”)，以将放大器125的输出电压升压(增加)以生成经升压的电压，并且将在电压升压器630的输出处的经升压的电压(表示为“Vout”)输出。例如，电压升压器630可以将误差放大器125的输出处的电压加倍。传输NFET 415的栅极处的经升压的电压允许LDO调节器600将调节电压Vreg设置成更接近VDD，从而降低VDD和Vreg之间的电压降以获得更高的效率。

LDO调节器600与图5中的LDO电压调节器500不同之处在于电压升压器630将误差放大器125的输出电压升压，而图5中的电荷泵530将到误差放大器125的电源电压升压。图6中的电压升压器630具有比图5中的电荷泵530低得多的纹波。这是因为电压升压器630不需要向误差放大器125提供相对大量的电流。相反，电压升压器630利用经升压的电压驱动传输NFET 415的栅极，这需要很小的电流。

在图6中的示例中，调节电压Vreg经由反馈路径450被直接馈送到误差放大器125。然而，应当理解，本公开不限于该示例。例如，分压器(例如，分压器215)可以被放置在反馈路径450中，在这种情况下，反馈电压Vfb与调节电压Vreg成比例，如上所述。

图7示出了根据本公开的某些方面的电压升压器630的示例性实施方式。在该示例中，电压升压器630包括第一开关720、第一电容器C1、第二开关725、输出电容器Cs和电荷泵控制器710。第一开关720耦合在电压升压器630的输入和第一电容器C1的第一端子750之间，且第二开关725耦合在第一电容器C1的第一端子750和电压升压器630的输出之间。电荷泵控制器710耦合到第一电容器C1的第二端子755。输出电容器Cs耦合在电压升压器630的输出和地之间。

在图7中的示例中，利用NFET实施第一开关720，其具有耦合到电压升压器630的输入的漏极、耦合到电荷泵控制器710的栅极以及耦合到第一电容器C1的第一端子750的源极。如下面进一步讨论的，电荷泵控制器710通过改变第一开关720的栅极电压选择性地断开和闭合第一开关720。利用PFET实施第二开关725，其具有耦合到电压升压器630的输出的漏极、耦合到电荷泵控制器710的栅极以及耦合到第一电容器C1的第一端子750的源极。如下面进一步讨论的，电荷泵控制器710通过改变第二开关725的栅极电压来选择性地断开和闭合第二开关725。

电荷泵控制器710接收时钟信号(表示为“CLK”)，并基于时钟信号CLK对电荷泵控制器710的操作进行计时。时钟信号CLK可以来自振荡器、锁相环(PLL)和/或其他时钟源。在时钟信号CLK的每个循环(周期)期间，电荷泵控制器710可以执行下面参考图8描述的操作。

在时钟周期810的第一部分815期间，电荷泵控制器710通过闭合第一开关720将误差放大器125的输出耦合到第一电容器C1的第一端子750，并且将低电压(例如，大约0伏特)施加到第一电容器C1的第二端子755。这允许误差放大器125的输出将第一电容器C1充电到大约Vin。在该时间期间，电荷泵控制器710可以断开第二开关725，以在第一电容器C1正在充电时将第一电容器C1与电压升压器630的输出去耦合。对于利用NFET实施第一开关720的示例，电荷泵控制器710可以通过将大于Vin的电压施加到第一开关720的栅极来闭合第一开关720，如下面进一步讨论的。

在时钟周期810的第二部分820期间，电荷泵控制器710通过断开第一开关720将第一电容器C1的第一端子750与误差放大器125的输出去耦合。时钟周期的第一部分和第二部分不重叠，如图8中所示。

在时钟周期810的第三部分830期间，电荷泵控制器710将升压电压施加到第一电容器C1的第二端子755，这使第一电容器C1的第一端子750处的电压升压。时钟周期810的第三部分830在时钟周期810的第二部分820内，使得第一电容器C1的第一端子750在第一电容器C1的电压被升压的时间期间与误差放大器125的输出去耦合。第一电容器C1的第一端子750处的电压可以被升压到大约等于等式(3)的电压：

VBoost＝Vin+V_{Boosting_Voltage} (3)

其中V_Boost是第一电容器C1的第一端子750处的经升压的电压，Vin是到电压升压器630的输入电压(其大约等于误差放大器125的输出电压)，且V_{Boosting_Voltage}是施加到第一电容器C1的第二端子755的升压电压。例如，如果施加到第二端子755的升压电压大约等于Vin，则第一电容器C1的第一端子750被升压到大约等于2*Vin的电压。因此，在该示例中，经升压的电压大约是到电压升压器630的输入电压Vin的两倍(即，误差放大器125的输出电压的大约两倍)。在这种情况下，电压升压器630用作电压倍增器。

在时钟周期810的第四部分840期间，电荷泵控制器710通过闭合第二开关725将第一电容器C1的第一端子750耦合到电压升压器630的输出。这允许电荷从第一电容器C1到输出电容器Cs，输出电容器Cs将电压升压器630的输出处的电荷存储在大约经升压的电压。时钟周期810的第四部分840在时钟周期810的第三部分830内，使得第一电容器C1的第一端子750在第一电容器C1的电压被升压的时间期间耦合到电压升压器630的输出。对于利用PFET实施第二开关725的示例，电荷泵控制器710可以通过将低于经升压的电压的电压施加到第二开关725的栅极来闭合第二开关725，如下面进一步讨论的。

在图8中的示例中，时钟周期810的第四部分840比时钟周期810的第三部分830短，其中在时钟周期的第三部分的开始和第四部分的开始之间具有间隔845，并且在时钟周期的第三部分的结束和第四部分的结束之间具有间隔850。可以这样做以帮助确保当第二开关725导通(闭合)时第一电容器C1的电压被升压，以防止漏电流通过第二开关725从输出电容器Cs流到第一电容器C1。

因此，电荷泵控制器710在将第一电容器C1充电(通过将第一电容器C1的第一端子750耦合到误差放大器125的输出)与将第一电容器C1的电压升压(通过将升压电压施加到第一电容器C1的第二端子755)之间交替。电荷泵控制器710在将第一电容器C1充电和将第一电容器C1的电压升压之间交替的速率由时钟信号CLK的频率确定。在某些方面，时钟信号CLK的频率可以在宽的频率范围(例如，在20MHz和100MHz之间)上变化。每当第一电容器C1的电压被升压时，电荷泵控制器710闭合第二开关725，以将电荷从第一电容器C1转移到输出电容器Cs，输出电容器Cs将电荷存储在大约经升压的电压。这允许电压升压器630的输出在第一电容器C1被充电的时间期间在电压升压器630的输出处维持经升压的电压。在某些方面，可以省略输出电容器Cs。在这些方面，传输NFET 415的栅极电容器可以存储来自第一电容器C1的电荷。

在某些方面，电压升压器630可以包括耦合在电压升压器630的输入和输出之间的二极管连接的晶体管730，其示例在图7中示出。当电压升压器630最初开启时，二极管连接的晶体管730通过对输出电容器Cs进行充电来提供电压升压器630的更快启动。更具体地，当电压升压器630最初开启时，二极管连接的晶体管730正向偏置并且在误差放大器125的输出和输出电容器Cs之间提供充电路径(导电路径，假设Vin初始地比Vout大)。充电路径允许误差放大器125的输出通过二极管连接的晶体管730快速地对输出电容器Cs进行充电。

在正常操作期间，二极管连接的晶体管730被反向偏置。这是因为，在正常操作期间，在电压升压器630的输出处的经升压的电压大于误差放大器125的输出电压。结果，二极管连接的晶体管730在正常操作期间不导电。因此，二极管连接的晶体管730最初正向偏置，以提供从误差放大器125的输出到输出电容器Cs的充电路径以便更快地启动，并且在正常操作期间反向偏置。在图7中的示例中，利用PFET实施二极管连接的晶体管730，其具有耦合到误差放大器125的输出的源极，以及在电压升压器630的输出处连接在一起栅极和漏极。

在图7中的示例中，LDO调节器600包括耦合在LDO调节器600的输出130和地之间的NFET 760。更具体地，NFET 760具有耦合到输出130的漏极、由偏置电压(表示为“nbias”)偏置的栅极，以及耦合到地的源极。偏置电压使NFET 760导通，使得NFET 760从输出130汲取少量的电流。少量的电流可以大约等于LDO调节器600维持电压调节所需的最小的电流量。这允许LDO调节器600在LDO调节器600没有向负载(图7中未示出)提供足够电流以维持调节时维持电压调节。

图9示出了根据本公开的某些方面的电荷泵控制器710的示例性实施方式。在该示例中，电荷泵控制器710包括第三开关915、第二电容器C2、控制信号生成器910和时钟生成器970。第三开关915耦合在误差放大器125的输出和第二电容器C2的第一端子920之间。第二电容器C2的第一端子920还耦合到第二开关725的栅极，在该示例中，利用PFET实施第二开关725。时钟生成器970耦合到第一电容器C1的第二端子755，并且耦合到第二电容器C2的第二端子925。

时钟生成器970被配置成生成升压信号phi1_boost并将其输出到第一电容器C1的第二端子755，并且生成升压信号phi2_boost并将其输出到第二电容器C2的第二端子925。图10示出了在若干时钟周期上的升压信号phi1_boost和phi2_boost的示例性时间线，其中升压信号phi1_boost和phi2_boost均具有大约等于到电压升压器630的输入电压Vin的电压摆幅。

控制信号生成器910被配置成生成并输出用于第一开关720和第三开关915的栅极控制信号。更具体地，控制信号生成器910被配置成生成栅极控制信号bst1并将其输出到第一开关720的栅极，在该示例中利用NFET实施第一开关720。控制信号生成器910还被配置成生成栅极控制信号bst2并将其输出到第三开关915的栅极，在该示例中，利用NFET实施第三开关915。在操作期间，栅极控制信号bst1和bst2分别交替地将第二开关720和第三开关915导通。

当栅极控制信号bst1将第一开关720导通(闭合)时，第一电容器C1的第一端子750耦合到误差放大器125的输出，因此被充电到大约Vin。在此期间，升压信号phi1_boost可以处于低电压(例如，大约零伏特)。

当栅极控制信号bst1将第一开关720关断(断开)时，升压信号phi1_boost可以上升到Vin的电压。这将第一电容器C1的第一端子750处的电压升压到大约2*Vin(即，将电压升压器630的输入电压加倍)。在此期间，第二开关725也可以通过降低第二开关725的栅极电压而导通，如下面进一步讨论的。这允许电荷以大约经升压的电压从第一电容器C1转移到输出电容器Cs。

因此，当栅极控制信号bst1将第一开关720导通时，第一电容器C1被充电到大约Vin，并且当栅极控制信号bst1将第一开关720关断时，第一电容器C1的第一端子750处的电压被升压到约2*Vin。

当栅极控制信号bst2将第三开关915导通(闭合)时，第二电容器C2的第一端子920耦合到误差放大器125的输出，因此被充电到大约Vin。在此期间，升压信号phi2_boost可以处于低电压(例如，大约零伏特)。而且，在此期间，如上所述，在第一电容器C1的第一端子750处的电压可以被升压到大约2*Vin。由于第二电容器C2的第一端子920处的电压耦合到第二开关725的栅极并且比经升压的电压低至少Vin，因此第二开关725导通。这允许电荷从第一电容器C1转移到输出电容器Cs，如上所述。

当栅极控制信号bst2将第三开关925关断时，升压信号phi2_boost的电压可以上升到Vin。这将第二电容器C2的第一端子920处的电压升压到大约2*Vin。由于第二电容器C2的第一端子920处的电压耦合到第二开关725的栅极并且等于升压的电压，因此第二开关725关断。如上所述，这可以在第一电容器C1正在被充电的时间期间发生。

因此，第二电容器C2的第一端子920处的电压控制第二开关725是导通还是关断。当第二电容器C2正在被充电时，第二开关725导通，并且当第二电容器C2的第一端子920处的电压被升压时，第二开关725关断。第二电容器C2的第一端子920处的经升压的电压在第二开关725的栅极处提供足够高的电压以将第二开关725关断，在该示例中，利用PFET实施第二开关725。

如上所述，当升压信号phi1_boost的电压变为Vin时，第一电容器C1的第一端子750处的电压被升压到大约2*Vin。在此期间，升压信号phi2_boost的电压变低(例如，大约零伏特)，以对第二电容器C2进行充电并将第二开关725导通。在图10的示例中，在升压信号phi1_boost的电压变为Vin的时间与升压信号phi2_boost的电压变低的时间之间存在延迟1010。延迟1010有助于确保在第二开关725导通之前第一电容器C1的第一端子750处的电压被升压。这有助于防止漏电流从输出电容器Cs流到第一电容器C1，如果在第一电容器C1的第一端子750处的电压被升压之前第二开关725过早地导通，则可能发生该情况。最小化漏电流是重要的，因为漏电流可能导致电压升压器630的输出处的纹波。

在图10中的示例中，在升压信号phi2_boost的电压返回到Vin的时间与升压信号phi1_boost的电压变低的时间之间还存在延迟1020。延迟1020有助于确保在第二开关725关断时第一电容器C1的第一端子750处的电压仍然被升压。

如上所述，控制信号生成器910生成用于分别控制第一开关和第三开关720和915的栅极控制信号bst1和bst2。在图9所示的示例中，控制信号生成器910包括第一NFET 930、第二NFET 935、第三电容器C3和第四电容器C4。第一NFET 930的漏极和第二NFET 935的漏极耦合到电压升压器630的输入。第一NFET 930和第二NFET 935交叉耦合，其中第一NFET930的栅极耦合到第二NFET 935的源极，并且第二NFET 935的栅极耦合到第一NFET 930的源极。第三电容器C3的第一端子940耦合到第一NFET 930的源极，并且第四电容器C4的第一端子950耦合到第二NFET 935的源极。时钟生成器970耦合到第三电容器C3的第二端子945，并且耦合到第四电容器C4的第二端子955。

时钟生成器970被配置成将信号phi1输出到第三电容器C3的第二端子945，并且将信号phi2输出到第四电容器C4的第二端子955。图10示出了在几个时钟周期上的信号phi1和phi2的示例性时间线，其中信号phi1和phi2均具有大约等于电源电压VDD的电压摆幅。

如在图9中所示，在第一NFET 930的源极和第三电容器C3的第一端子940之间的节点960处取得栅极控制信号bst1，并且在第二NFET 935的源极和第四电容器C4的第一端子950之间的节点965处取得栅极控制信号bst2。

在操作期间，信号phi1和phi2的电压交替地变为VDD。当phil的电压为VDD且phi2的电压为低(例如，大约零伏特)时，第一NFET 930关断并且第二NFET 935导通。第三电容器C3的第一端子940处的电压(以及因此栅极控制信号bst1的电压)被升压到大约等于Vin和VDD之和的电压。结果，第一开关720导通。第三电容器C3的第一端子940处的经升压的电压(其也耦合到第二NFET 935的栅极)将第二NFET 935导通。结果，误差放大器125的输出通过第二NFET 935对第四电容器C4进行充电。在充电期间，第四电容器C4的第一端子950的电压(以及因此栅极控制信号bst2的电压)不超过Vin。结果，第三开关915关断。

当phil的电压为低(例如，大约零伏特)并且phi2的电压为VDD时，第一NFET 930导通并且第二NFET 935关断。第四电容器C4的第一端子950处的电压(以及因此栅极控制信号bst2的电压)被升压到大约等于Vin和VDD之和的电压。结果，第三开关915导通。第四电容器C4的第一端子950处的经升压的电压(其也耦合到第一NFET 930的栅极)也将第一NFET 930导通。结果，误差放大器125的输出通过第一NFET 930对第三电容器C3进行充电。在充电期间，第三电容器C3的第一端子940的电压(以及因此栅极控制信号bst1的电压)不超过Vin。结果，第一开关720关断。

在图9中的示例中，电压升压器630还包括耦合到电压升压器630的输出的RC电路975。RC电路975可以包括电阻器R和电容器Cb，如图9中所示。RC电路975可以形成低通RC滤波器，以滤除来自电压升压器630的输出的高频纹波。RC电路975还可以用于调整传输NFET415的栅极处的极点以用于栅极补偿。例如，可以通过调节电容器Cb的电容和/或电阻器R的电阻来调节传输NFET 415的栅极处的极点。

图11是图示根据本公开的某些方面的用于电压调节的方法1100的流程图。方法1100可以由基于NFET的LDO调节器(例如，LDO调节器600)执行。

在步骤1110中，基准电压被输入到放大器的第一输入。例如，基准电压(例如，Vreg)可以被输入到放大器(例如，误差放大器125)的正输入。

在步骤1120中，反馈电压被输入到放大器的第二输入，其中反馈电压大约等于电压调节器的输出处的电压或与电压调节器的输出处的电压成比例。例如，反馈电压(例如，Vfb)可以被输入到放大器(例如，误差放大器125)的负输入。可以通过将电压调节器的输出电压直接反馈回到放大器或者经由分压器(例如，分压器215)将电压调节器的输出电压反馈回到放大器来获得反馈电压。

在步骤1130中，放大器的输出处的电压被升压，以获得经升压的电压。例如，可以使用电压升压器(例如，电压升压器630)来将放大器的输出电压升压。

在步骤1140中，经升压的电压被输出到传输晶体管的栅极，其中传输晶体管的漏极耦合到电压调节器的输入，并且电压调节器的源极耦合到电压调节器的输出。例如，可以利用NFET实施传输晶体管(例如，传输NFET 415)。

提供对本发明的之前的描述是为了使本领域技术人员能够制作或使用本发明。对于本领域技术人员来说，对本公开的各种修改是显而易见的，并且在不脱离本公开的精神或范围的情况下，本文中定义的一般原理可以应用于其他变型。因此，本公开不旨在受限于本文描述的示例，而是被赋予与本文公开的原理和新颖特征一致的最宽范围。

Claims (20)

1.一种电压调节器，包括：

传输晶体管，具有耦合到所述电压调节器的输入的漏极、耦合到所述电压调节器的输出的源极以及栅极；

放大器，具有耦合到基准电压的第一输入、耦合到反馈电压的第二输入以及输出，其中所述反馈电压大约等于所述电压调节器的所述输出处的电压或与所述电压调节器的所述输出处的电压成比例；以及

电压升压器，具有耦合到所述放大器的所述输出的输入和耦合到所述传输晶体管的所述栅极的输出，其中所述电压升压器被配置成将所述电压升压器的所述输入处的电压升压以生成经升压的电压，并且在所述电压升压器的所述输出处输出所述经升压的电压。

2.根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述电压升压器包括：

电容器，具有第一端子和第二端子；

第一开关，耦合在所述电压升压器的所述输入和所述电容器的所述第一端子之间；

第二开关，耦合在所述电容器的所述第一端子和所述电压升压器的所述输出之间；以及

电荷泵控制器，被配置成在时钟周期的第一部分期间闭合所述第一开关，在所述时钟周期的第二部分期间将升压电压施加到所述第一电容器的所述第二端子，以及在所述时钟周期的第三部分期间闭合所述第二开关。

3.根据权利要求2所述的电压调节器，其中所述电荷泵控制器被配置成在所述时钟周期的所述第二部分期间断开所述第一开关。

4.根据权利要求2所述的电压调节器，其中所述时钟周期的所述第三部分比所述时钟周期的所述第二部分短，并且在所述时钟周期的所述第二部分内。

5.根据权利要求2所述的电压调节器，其中所述升压电压大约等于所述电压升压器的所述输入处的所述电压。

6.根据权利要求2所述的电压调节器，其中所述第一开关包括n型场效应晶体管(NFET)，其具有耦合到所述电压升压器的所述输入的漏极、耦合到所述电容器的所述第一端子的源极以及耦合到所述电荷泵控制器的栅极，并且其中所述电荷泵控制器被配置成通过向所述第一开关的所述栅极施加大于所述电压升压器的所述输入处的所述电压的电压来闭合所述第一开关。

7.根据权利要求2所述的电压调节器，其中所述电荷泵控制器被配置成在所述时钟周期的所述第一部分期间断开所述第二开关。

8.根据权利要求7所述的电压调节器，其中所述第二开关包括：

p型场效应晶体管(PFET)，其具有耦合到所述电压升压器的所述输出的漏极、耦合到所述电容器的所述第一端子的源极以及耦合到所述电荷泵控制器的栅极，并且其中所述电荷泵控制器被配置成通过向所述第二开关的所述栅极施加大于所述电压升压器的所述输入处的所述电压的电压来断开所述第二开关。

9.根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述电压升压器还包括耦合在所述电压升压器的所述输入与所述电压升压器的所述输出之间的二极管连接的晶体管。

10.根据权利要求9所述的电压调节器，其中所述电压升压器还包括耦合在所述电压升压器的所述输出与地之间的输出电容器。

11.一种用于电压调节的方法，包括：

将基准电压输入到放大器的第一输入；

将反馈电压输入到所述放大器的第二输入，其中所述反馈电压大约等于在电压调节器的输出处的电压或与在电压调节器的输出处的电压成比例；

将在所述放大器的输出处的电压升压以获得经升压的电压；以及

将所述经升压的电压输出到传输晶体管的栅极，其中所述传输晶体管的漏极耦合到所述电压调节器的输入，并且所述电压调节器的源极耦合到所述电压调节器的所述输出。

12.根据权利要求11所述的方法，其中将在所述放大器的所述输出处的所述电压升压包括：

将电容器的第一端子耦合到所述放大器的所述输出，以对所述电容器充电；

将所述电容器的所述第一端子与所述放大器的所述输出去耦合；以及

在将所述电容器的所述第一端子与所述放大器的所述输出去耦合之后，将升压电压施加到所述电容器的第二端子，以在所述电容器的所述第一端子处获得所述经升压的电压。

13.根据权利要求12所述的方法，其中所述升压电压大约等于在所述放大器的所述输出处的电压。

14.根据权利要求12所述的方法，其中开关在所述放大器的所述输出与所述电容器的所述第一端子之间，并且将所述电容器的所述第一端子耦合到所述放大器的所述输出包括将大于在所述放大器的所述输出处的所述电压的电压施加到所述开关的栅极。

15.根据权利要求14所述的方法，其中将所述电容器的所述第一端子与所述电容器的所述输出去耦合包括：

将不大于所述放大器的所述输出处的所述电压的电压施加到所述开关的所述栅极。

16.根据权利要求12所述的方法，其中将所述经升压的电压输出到所述传输晶体管的所述栅极包括：

在将所述升压电压施加到所述电容器的所述第二端子期间，将所述电容器的所述第一端子耦合到所述传输晶体管的所述栅极。

17.根据权利要求16所述的方法，其中开关在所述电容器的所述第一端子与所述传输晶体管的所述栅极之间，并且将所述电容器的所述第一端子耦合到所述传输晶体管的所述栅极包括将低于所述经升压的电压的电压施加到所述开关的栅极。

18.一种用于电压调节的装置，包括：

用于基于基准电压与反馈电压之间的差而生成电压的部件，其中所述反馈电压大约等于所述装置的输出处的电压或与所述装置的输出处的电压成比例；

用于将生成的所述电压升压以获得经升压的电压的部件；以及

用于响应于所述经升压的电压来调节传输元件的电阻的部件，以便在所述装置的所述输出处保持大约恒定的调节电压。

19.根据权利要求18所述的装置，其中用于将生成的所述电压升压的所述部件包括：

用于将电容器充电到大约生成的所述电压的部件；以及

用于在所述电容器被充电后将升压电压施加到所述电容器的一个端子以获得所述经升压的电压的部件。

20.根据权利要求19所述的装置，其中所述升压电压大约等于生成的所述电压。