CN108964659B - 一种振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路；改进之后输入控制电压是可以在VDD和GND之间大范围浮动的，不同于现有技术的输入控制电压被限制在小于VDD和大于GND之间。NM2和NM5的栅极和漏极上跨接了一个密勒电容，由于密勒效应，NM2和NM5的输入电容变得很大，导致输入时，较为高频的振荡的信号并不会被输入，使得电压转电流模块输出的电流的稳定性是比较高的。电路存在阻抗变换的功能，能提高振荡器的效率。

Description

一种振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路

技术领域

本发明涉及电路相关领域，具体讲是一种振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路。

背景技术

在大多数情况下，在要求不高的情况下，锁相环中常用的振荡电路为环形振荡器。在通常的情况下，我们都是用输入环形振荡器的电流来控制振荡器的振荡频率。而由于通过了环路滤波器的信号是电压信号，我们需要一个电压转电流模块来变化控制电压信号。

现有的、常用的电压转电流模块通常是由一个MOS管、一个运放和一个电阻构成的，其中MOS的栅极由运放的输出控制；电阻接在MOS管的源极，然后再接在电源或者地上；运放的正向输入端接控制电压，反向输入端接由MOS管的源极，构成一个反馈回路，MOS能工作在饱和区，使其能高效率地输出电流。现有电路存在的不足在于当电流需求过大或者过小时，现有电路会导致MOS管进入线性区，而导致MOS管工作效率低下，由于上述电路的电流计算式为 I＝Vcon/R，其中I为输出电流，R为电阻的阻值，Vcon为输入的控制电压。由于电流受限，所以输入电压的范围也被受到了限制。

并且当电压出现较大幅度变化，或者振荡时，这种变化和振荡会传递到MOS 管器件的栅极和源极，导致输出电流不能保持恒定。

发明内容

由于现有电路存在的不足，在锁相环中应用不足以使锁相环的性能得到提升，在某些情况下甚至可能会恶化锁相环的性能。特别是在锁相环需要大电流时，当前使用的电路的不稳定性，可能导致锁相环性能不能满足实际需要。因此，为了解决上述不足，本发明在此提供一种振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路。

本发明是这样实现的，构造一种振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路，其特征在于：

包括MOS管M1，和MOS管M2，由两个MOS管对电流源进行分流，使控制电压的最大值和最小值分别达到VCC和GND。改进之后输入控制电压是可以在VDD 和GND之间大范围浮动的，不同于现有技术的输入控制电压被限制在小于VDD 和大于GND之间。

作为上述技术方案的改进，所述振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路，其特征在于：使M1的控制电压con1与输入控制电压成正比，而M2 的控制电压con2与输入控制电压成反比。

作为上述技术方案的改进，所述振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路，其特征在于：还包括预处理电路，利用预处理电路将输入的电压进行一下预处理，预处理所用电路由反相器和一个带密勒电容的单管放大器组成， MOS管NM2的漏极的电压为变化后的控制电压；使得预处理电路的输出与输入成正相关，能够用这个电压来控制MOS管M1的con1点。

作为上述技术方案的改进，所述振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路，其特征在于：还包括整个电压转电流模块的电路，输入控制电压预处理电路的输出直接接在第一个控制端，也即是NM6的栅极；其中，PM2为二极管连接，所以PM2的栅极和漏极也是与输入控制电压正相关的；

对于PM3、NM4、NM5和R2、C2组成的电路形成与PM1、NM1、NM2和R1、C1 组成的电路功能相对应的电路；由PM3、NM4、NM5和R2、C2组成的电路使得分流到地的支路的阻抗增大；由于PM3的栅极是与输入控制电压成正相关的，所以漏极就是与输入控制电压成负相关的，于是这个电压就可以去控制分流管NM5 的栅极。

作为上述技术方案的改进，所述振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路，其特征在于：其中NM5和NM6是分流管。

本发明具有如下优点：本发明通过设计提供一种振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路；改进之后输入控制电压是可以在VDD和GND之间大范围浮动的，不同于现有技术的输入控制电压被限制在小于VDD和大于GND之间。NM2和NM5的栅极和漏极上跨接了一个密勒电容，由于密勒效应，NM2和NM5 的输入电容变得很大，导致输入时，较为高频的振荡的信号并不会被输入，使得电压转电流模块输出的电流的稳定性是比较高的。电路存在阻抗变换的功能，能提高振荡器的效率。

另一方面，先将输入的电压进行一下预处理，而预处理所用电路如图2所示。可以看出处理电路由反相器和一个带密勒电容的单管放大器组成，NM2的漏极的电压为变化后的控制电压。可以简单地看出如图2所示的电路的输出与输入成正相关，所以可以用这个电压来控制图1中的con1点。

另一方面，对于PM3、NM4、NM5和R2、C2组成的电路可以看做是与PM1、 NM1、NM2和R1、C1组成的电路功能相近似的电路。由于PM3的栅极是与输入控制电压成正相关的，所以漏极就是与输入控制电压成负相关的，于是这个电压就可以去控制分流管NM5的栅极。

另一方面，由于由PM3、NM4、NM5和R2、C2组成的电路使得分流到地的支路的阻抗增大，所以也导致设计时所需的负载阻抗可以设计得更大些，减小了设计的难度。

另一方面，本次所提出的电路也可在振荡器模块和电压电流转换模块之间进行阻抗变换。这种阻抗变换主要在于：由于电压转电流模块是作为振荡器模块供电模块，在实际中，我们期望供电模块的内阻能较小些才能保证电路效率更高，所以NM6就可以将其左边电路的阻抗缩小，从而实现阻抗变换。

另一方面，实际情况下，设计NM6时主要考虑NM6应当能通过I2所能提供的最大电流，应当尽量减小从振荡器模块看过来的等效阻抗，也应当尽量减小从此模块向振荡器模块看过去的等效电阻(使得有足量的电流能流过NM6去到振荡器模块)。

附图说明

图1是本发明所述稳定性补偿和阻抗变换电路的基本思想原理框图；

图2是本发明所述稳定性补偿和阻抗变换电路的输入预处理电路示意图；

图3是本发明所述稳定性补偿和阻抗变换电路的电压转电流模块电路示意图。

具体实施方式

下面将结合附图1-图3对本发明进行详细说明，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明通过改进在此提供一种振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路，主要针对在锁相环需要大电流时，当前使用的电路的不稳定性，可能导致锁相环性能不能满足实际需要的前提下做出的；

常用电路使用MOS管和电阻的串联来产生电流，会导致当所需电流过小时， MOS管工作于线性区，导致电流效率低下；当所需电流过大时，MOS管会因为其源极电压过高(对于NMOS)或过低(对于PMOS)而进入线性区，更极端情况下， MOS管会被截止，电流大幅下降，而与设计初衷，即控制电压越高输出电流越大，相悖。

于是使用常用的电压转电流结构只有使控制电压保持在一定的范围内才能使其保持正常功能。本设计所提出的电路基本思想为：一个电流源保持输出，使另外两个MOS管对这个电流源进行分流，这样就会使控制电压的最大值和最小值分别达到VCC和GND。如图1所示。

本发明在实现时，使M1的控制电压con1与输入控制电压成正比，而M2的控制电压con2与输入控制电压成反比。

另一方面，本发明还包括预处理电路，利用预处理电路将输入的电压进行一下预处理，预处理所用电路由反相器和一个带密勒电容的单管放大器组成， MOS管NM2的漏极的电压为变化后的控制电压；使得预处理电路的输出与输入成正相关，能够用这个电压来控制MOS管M1的con1点。

另一方面，本发明还包括整个电压转电流模块的电路，输入控制电压预处理电路的输出直接接在第一个控制端，也即是NM6的栅极；其中，PM2为二极管连接，所以PM2的栅极和漏极也是与输入控制电压正相关的；

对于PM3、NM4、NM5和R2、C2组成的电路形成与PM1、NM1、NM2和R1、C1 组成的电路功能相对应的电路；由PM3、NM4、NM5和R2、C2组成的电路使得分流到地的支路的阻抗增大；由于PM3的栅极是与输入控制电压成正相关的，所以漏极就是与输入控制电压成负相关的，于是这个电压就可以去控制分流管NM5 的栅极。其中NM5和NM6是分流管。

下面结合附图对本发明的实现过程和原理进行详细说明：

为了要使输出电压越大，输出电流越大，我们应当使M1的控制电压con1 与输入控制电压成正比，而M2的控制电压con2与输入控制电压成反比。

若简单地将控制电压直接接con1，控制电压的反向电压接con2，电流源使用共源共栅实现；经过试验，表明这种实现方式的结果不可接受，由于M1管的源端接输出，而由于M1对输出电阻的反射作用，是M1支路的电阻十分地大，导致其分流作用小。而当M2的分流在反向控制电压的控制下逐渐减小时，这使 M2漏端电压先是缓慢减小，当M2进入线性区时，其电流快速下降，其漏端电压迅速升高，使得共源共栅电流源输出电流被抑制，不能正常输出电流。

基于此，我们就可以先将输入的电压进行一下预处理，而预处理所用电路如图2所示。可以看出处理电路由反相器和一个带密勒电容的单管放大器组成， NM2的漏极的电压为变化后的控制电压。可以简单地看出如图2所示的电路的输出与输入成正相关，所以可以用这个电压来控制图1中的con1点。

接下来，我们提出整个电压转电流模块的电路，如图3所示，其中NM5和 NM6是分流管。

上面已经知道，输入控制电压预处理电路的输出直接接在第一个控制端，也即是图3中NM6的栅极。从图3中可以看到，由于PM2为二极管连接，所以 PM2的栅极和漏极也是与输入控制电压正相关的。

对于PM3、NM4、NM5和R2、C2组成的电路可以看做是与PM1、NM1、NM2和 R1、C1组成的电路功能相近似的电路。由于PM3的栅极是与输入控制电压成正相关的，所以漏极就是与输入控制电压成负相关的，于是这个电压就可以去控制分流管NM5的栅极。

由于由PM3、NM4、NM5和R2、C2组成的电路使得分流到地的支路的阻抗增大，所以也导致设计时所需的负载阻抗可以设计得更大些，减小了设计的难度。

本次所提出的电路也可在振荡器模块和电压电流转换模块之间进行阻抗变换。这种阻抗变换主要在于：由于电压转电流模块是作为振荡器模块供电模块，在实际中，我们期望供电模块的内阻能较小些才能保证电路效率更高，所以NM6 就可以将其左边电路的阻抗缩小，从而实现阻抗变换。

实际情况下，设计NM6时主要考虑NM6应当能通过I2所能提供的最大电流，应当尽量减小从振荡器模块看过来的等效阻抗，也应当尽量减小从此模块向振荡器模块看过去的等效电阻(使得有足量的电流能流过NM6去到振荡器模块)。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (4)

1.一种振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路，其特征在于：

包括MOS管M1，和MOS管M2，由两个MOS管对电流源进行分流，使控制电压的最大值和最小值分别达到VCC和GND；

还包括预处理电路，利用预处理电路将输入的电压进行一下预处理，预处理电路由反相器和一个带密勒电容的单管放大器组成，MOS管NM2的漏极的电压为变化后的控制电压；使得预处理电路的输出与输入成正相关，能够用这个电压来控制MOS管M1的控制电压con1点；预处理电路的MOS管PM1和MOS管NM1的栅极与漏极两两相连，它们的漏极与MOS管NM2的栅极连接，且MOS管NM2的栅极与漏极通过串联的电阻R1和电容C1相连，最后MOS管NM2的漏极与MOS管PM1的源极相连。

2.根据权利要求1所述振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路，其特征在于：使MOS管M1的控制电压con1与输入控制电压成正比，而MOS管M2的控制电压con2与输入控制电压成反比。

3.根据权利要求1所述振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路，其特征在于：还包括整个电压转电流模块的电路，整个电压转电流模块的电路其电源流I1连接了MOS管PM2的源极，MOS管PM2的栅漏相连，MOS管PM2的漏极与MOS管NM3的漏极相连；另外电流源I1也连接了预处理电路MOS管PM1的源极；电源流I2连接了MOS管PM3的源极，MOS管PM3的栅极与MOS管PM2的栅极相连，MOS管PM3的漏极与MOS管NM4的漏极相连，MOS管NM3与MOS管NM4的栅极由输入电压VBN控制；另外电流源I2也连接了MOS管NM5和MOS管NM6的漏极，其中MOS管NM5的栅极连接的MOS管NM4的漏极，MOS管NM5的栅极和漏极通过串联的电阻R2和电容C2相连，MOS管NM6的栅极由电流源I1控制，MOS管NM6的源极作为输出，提供电流；输入控制电压预处理电路的输出直接接在第一个控制端，也即是MOS管NM6的栅极；其中，MOS管PM2为二极管连接，所以MOS管PM2的栅极和漏极也是与输入控制电压正相关的；对于MOS管PM3、MOS管NM4、MOS管NM5、电阻R2和电容C2组成的电路形成与MOS管PM1、MOS管NM1、MOS管NM2、电阻R1和电容C1组成的电路功能相对应的电路；由MOS管PM3、MOS管NM4、MOS管NM5、电阻R2和电容C2组成的电路使得分流到地的支路的阻抗增大；由于MOS管PM3的栅极是与输入控制电压成正相关的，所以漏极就是与输入控制电压成负相关的，于是这个电压就能够去控制分流管NM5的栅极。

4.根据权利要求3所述振荡器频率调节环路的稳定性补偿和阻抗变换电路，其特征在于：其中MOS管NM5和MOS管NM6是分流管。

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