CN108923755A - 一种带减压负载电路的小直流馈电电感e类功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种减压负载电路以及含有其的小直流馈电电感E类功率放大器，减压负载电路中小直流馈电电感的第一端连接于电源、其第二端连接于E功率放大器的MOS管的漏极，输出并联电容的第一端连接于MOS管漏极、其第二端接地，等效电容、等效电感并联组成谐振电路，且谐振电路第一端连接于MOS管漏极、且谐振电路的第二端连接于E功率放大器的隔直电容的一端，外加电容第一端与谐振电路的第二端相连。在基频f0时，谐振电路等效为剩余电感，而自身谐振在3f0，实现三次谐波的开路，在2f0时，谐振电路与外加电容发生串联谐振，实现二次谐波的短路。应用本发明实施例，可降低漏极电压峰值，缓解MOS管击穿压力；减少漏极电压波形和电流波形的交叠，提升效率。

Description

一种带减压负载电路的小直流馈电电感E类功率放大器

技术领域

本发明涉及射频通讯技术领域，特别是涉及一种减压负载电路以及含有其的小直流馈电电感E类功率放大器。

背景技术

近年来，无线通信(也称射频或微波通信)技术取得了巨大的发展，同时，射频技术快速发展对低能耗、高效率的射频电路设计提出了更高的要求，在整个无线通信系统中，射频功率放大器是无线发射机中的核心模块，也是无线收发机中功耗最大的模块，它的性能决定着发射机的性能，因此设计一款高效率的功率放大器对整个无线通信系统来说至关重要。

E类功率放大器因其简单的结构、容易实现且理想的工作效率能够达到100％等优点，在射频微波领域得到了广泛的研究和应用。经典E类功率放大器由晶体管、射频扼流圈、并联电容、串联LC滤波电路、串联的剩余电感及偏置电路几个部分构成。具体电路如图1所示。这种高效E类功率放大器是在1975年由N.O.Sokal提出的，它要求在晶体管由断开切换到导通的瞬间，E类功率放大器的漏极电压以及电压的变化率都接近于零，即ZVS(零电压开关)和ZDS(零电压导数开关)条件。理想工作状态下的经典E类功率放大器各电量波形如图2所示。

1987年由R.E.Zulinski等人提出的具有小直流馈电电感的E类功率放大器，它用有限的小直流馈电电感来代替了经典E类功率放大器的射频扼流圈。具体电路如图2所示、时序图如图3所示。与经典E类功率放大器比较，小直流馈电电感，由于自身较小的等效串联电阻，可以明显的降低功耗；对晶体管呈现的电阻增加，匹配电路更容易设置，阻抗转换比例的下降，降低了由于阻抗转换带来的功率损耗；采用小电感也会节约芯片面积，降低成本。

具有小直流馈电电感的E类功率放大器相比于经典E类功率放大器性能上有很大的改善，但是漏极输出电压峰值依旧很高，接近电源电压VDD的3.56倍，晶体管的击穿效应也依旧是设计过程中考虑的重点。在实际电路设计中，由于各种不理想效应的影响，晶体管的漏极的输出电压波形和电流波形有较多的重叠，这也会造成的功率损耗。

高效F类功率放大器的概念1958年就由V.J.Tyler首次提出了，它利用谐波控制的方法，若输出匹配电路对所有的奇次谐波阻抗为无穷大，偶次谐波阻抗为零，则可能得到相互交错的电压方波和电流半波，因二者波形上的交叠少，而达到高效率。这种电路设计方法也为E类研究提供了新的思路。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种带减压负载电路的小直流馈电电感E类功率放大器。第一，可以降低MOS管漏极的电压峰值，缓解管子被击穿的压力，第二，能够修整漏极电压电流的波形，减少漏极电压波形和电流波形的交叠，进而降低功耗，提升效率。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种带减压负载电路的小直流馈电电感E类功率放大器，其特征在于，其中所述的减压负载电路至少包括：小直流馈电电感、输出并联电容、等效电容、等效电感、外加电容；所述小直流馈电电感的第一端连接于电源、所述小直流馈电电感的第二端连接于所述E功率放大器的MOS管的漏极，所述输出并联电容的第一端连接于MOS管漏极、所述输出并联电容的第二端接地，以及所述等效电容、所述等效电感并联组成谐振电路，且所述谐振电路第一端连接于MOS管漏极、且所述谐振电路的第二端连接于所述E功率放大器的隔直电容的一端，所述谐振电路的第二端与所述外加电容第一端相连，所述外加电容的第二端接地。

在基频f0时，谐振电路等效为剩余电感，而自身谐振在3f0，实现三次谐波的开路，在2f0时，所述谐振电路与外加电容发生串联谐振，实现二次谐波的短路。所述功率放大器中还包括：MOS管，漏极电源，输入信号源，栅极偏置电压源，隔直电容，阻抗转换网络，负载阻抗。

此发明在满足E类功率放大器由关断状态切换到导通状态时的边界条件前提下，将其负载电路中的剩余电感用一个谐振电路来等效代替，另加入一个第一端连接于剩余电感Lx的等效谐振电路与隔直电容之间、第二端接地的外加电容。

如上所述，本发明的带减压负载电路的小直流馈电电感E类功率放大器，具有以下有益效果：通过对电路的调整设计，实现短路二次谐波，开路三次谐波。一能够降低漏极电压的峰值，缓解MOS管击穿的压力，反过来也就有利于提升电源电压，增加输出功率，二能够修整漏极电压电流的波形，减少漏极电压波形和电流波形的交叠，进而降低功耗。

附图说明

图1显示为经典E类功率放大器一种电路图示意图。

图2显示为小直流馈电电感的E类和功率放大器的一种电路图示意图。

图3显示为基于现有技术利用理想元件实现的时序图。

图4为本发明实施例提供的带减压负载电路的E类功率放大器的电路连接示意图。

图5为本发明实施例中E类功率放大器的漏极电压电流波形图。

图6是基于图4的功率附加效率对比图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅附图。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

如图4所示，本发明提供一种带减压负载电路的小直流馈电电感E类功率放大器，其中的减压负载电路至少包括：小直流馈电电感L、输出并联电容Csh、等效电容C0、等效电感L0、外加电容Cex；所述小直流馈电电感L的第一端连接于电源VDD、所述小直流馈电电感L的第二端连接于所述E功率放大器的MOS管M的漏极，所述输出并联电容Csh的第一端连接于MOS管漏极、所述输出并联电容Csh的第二端接地，以及所述等效电容C0、所述等效电感L0并联组成谐振电路，且所述谐振电路第一端连接于MOS管漏极、且所述谐振电路的第二端连接于所述E功率放大器的隔直电容C的一端，所述谐振电路的第二端与所述外加电容Cex第一端相连，所述外加电容Cex的第二端接地。在基频f0时，所述谐振电路等效为剩余电感Lx，而自身谐振在3f0，实现三次谐波的开路，在2f0时，所述谐振电路又与外加电容Cex发生串联谐振，实现二次谐波的短路。

且图4中，所述功率放大器中还包括：MOS管M，漏极电源VDD，输入信号源Vin，栅极偏置电压源Vbias，隔直电容C，阻抗转换网络OMN，负载阻抗RL，电路的具体连接为：所述漏极电源VDD正极连接在小直流馈电电感L的一端，负极接地；所述输入信号源Vin，一端连接MOS管的栅极，一端连接栅极偏置电压Vbias的正极；所述栅极偏置电压源Vbias的负极与MOS管的源极相连，再一起接到地；所述隔直电容C一端接L0C0并联网络，一端接在负载RL的一端；所述负载阻抗RL的一端与隔直电容相连，一端接地。

其中，输出并联电容Csh与晶体管M的输出寄生电容共同提供E类功率放大器所需的并联电容；为了更好地实现三次谐波开路，漏极有限直流馈电电感L应该与输出并联电容Csh以及晶体管M的输出寄生电容谐振在3f0频率附近。

本发明提供小直流馈电电感E类功率放大器的减压负载电路器件参数的获取方法，包括以下步骤：(1)确定小直流馈电电感的E类功率放大器电路元件的参数值，根据理论设计所计算的剩余电感Lx的值，利用以下公式来计算L0、C0的初始参数，实现利用L0-C0的并联谐振网络来等效代替剩余电感Lx：

外加电容Cex与剩余电感Lx的等效谐振电路串联谐振在2f0，根据二者串联谐振在2f0的关系，可以确定Cex的初始参数：

f0是基频频率，W0是基频的角频率。根据上述公式可以分别求出剩余电感Lx的等效谐振电路中电容C0和电感L0的值，以及外加电容Cex的值。

具体实施中，为了更好地实现三次谐波的开路，在之后的电路设计优化过程里，应尽量使小的直流馈电电感、输出并联电容Csh以及晶体管M的输出寄生电容谐振在3f0附近。

具体实施中，负载阻抗RL的值一般取为50欧姆，通过loadpull得到最优负载阻抗值，再利用阻抗转换网络OMN完成阻抗匹配。

应用同一结构进行对比，分别为包括采用此发明的方法的具有有限直流馈电电感的E类功率放大器和不采用此发明方法的具有小直流馈电电感的E类功率放大器，根据实际元器件仿真得到的E类功率放大器的漏极电压电流波形图如下图5，功率附加效率对比如图6。综上所述，本发明的一种E类功率放大器的减压负载电路，通过对电路的调整设计，实现短路二次谐波，开路三次谐波。一能够降低漏极电压的峰值，缓解MOS管击穿的压力，反过来也就有利于提升电源电压，增加输出功率，二能够修整漏极电压电流的波形，减少漏极电压波形和电流波形的交叠，进而降低功耗。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (6)

1.一种E类功率放大器的减压负载电路，其特征在于：小直流馈电电感(L)、输出并联电容(Csh)、等效电容(C0)、等效电感(L0)、外加电容(Cex)；

所述小直流馈电电感(L)的第一端连接于电源VDD、所述小直流馈电电感(L)的第二端连接于所述E功率放大器的MOS管(M)的漏极，所述输出并联电容(Csh)的第一端连接于MOS管漏极、所述输出并联电容(Csh)的第二端接地，以及所述等效电容(C0)、所述等效电感(L0)并联组成谐振电路，且所述谐振电路第一端连接于MOS管漏极、且所述谐振电路的第二端连接于所述E功率放大器的隔直电容(C)的一端，所述谐振电路的第二端与所述外加电容(Cex)第一端相连，所述外加电容(Cex)的第二端接地。

2.根据权利要求1所述的E类功率放大器的减压负载电路，其特征在于，在基频f0时，所述谐振电路等效为剩余电感，而自身谐振在3f0，实现三次谐波的开路，在2f0时，所述谐振电路与外加电容(Cex)发生串联谐振，实现二次谐波的短路。

3.根据权利要求1-2任一项所述的E类功率放大器的减压负载电路，其特征在于，所述剩余电感的等效谐振电路包括：等效电感(L0)、等效电容(C0)；

其中，所述等效电感(L0)，满足：

所述等效电容(C0)，满足：

其中，Lx为E类功率放大器电路中的剩余电感，W0是基频的角频率、L0是所述等效电感的电感值、C0是所述等效电容的电容值。

4.根据权利要求3所述的E类功率放大器的减压负载电路，其特征在于，所述外加电容的与剩余电感的关系为：

其中，Lx为E类功率放大器电路中的剩余电感，W0是基频的角频率，Cex为外加电容的容值。

5.一种E类功率放大器，其特征在于，所述的E类功率放大器包括如权利要求1-4任一项所述的减压负载电路。

6.如权利要求5所述的E类功率放大器，其特征在于，所述E类功率放大器电路包括MOS管(M)、输入信号源(Vin)、栅极偏置电压源(Vbias)、隔直电容(C)、阻抗转换网络(OMN)、负载阻抗(RL)；所述漏极电源VDD正极连接在小直流馈电电感(L)的一端，负极接地；所述输入信号源(Vin)的一端连接MOS管的栅极，一端连接栅极偏置电压(Vbias)的正极；所述栅极偏置电压源(Vbias)的负极与MOS管的源极相连，再一起接到地；所述隔直电容(C)的另一端接在负载(RL)的一端；所述负载阻抗(RL)的一端与隔直电容相连，一端接地。