CN108885677B

CN108885677B - 直接驱动功率控制

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Publication number: CN108885677B
Application number: CN201780018267.5A
Authority: CN
Inventors: 侯经权
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Priority date: 2016-04-01
Filing date: 2017-03-29
Publication date: 2022-05-17
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Abstract

一种功率控制电路，包括电源和负载，该负载由阻抗合成器合成，该阻抗合成器包括串联连接并分组为阻抗模块的两端阻抗元件。每个阻抗模块中的阻抗元件具有相等的值，而模块之间的阻抗元件具有根据阻抗模块中的阻抗元件的数量唯一定义的比率。与所述阻抗元件相关联的多个开关在第一模拟信号的控制下使所选数量的阻抗元件短路，所述第一模拟信号可由分析函数预处理。模拟信号由模数转换器转换成数字信号，然后电平移位以控制与阻抗元件相关的开关，从而输送到负载的功率量可由第一模拟信号控制。部署脉冲宽度调制以通过第二模拟信号进一步控制功率，并具有过载保护的额外益处。

Description

直接驱动功率控制

背景技术

相关技术的描述

当电功率，电压或电流施加到负载时，基本上存在许多对于从电源到负载的有效能量传输的关键问题。

首先，来自电源的电压或电流水平应适合于负载，因为负载通常设计为仅在一定范围的电压或电流水平下正常工作。其二，指定某些负载可以接受电源电压的特性，例如DC或AC，特定频率和波形。其三，电源的输出阻抗应该通过设计要能够应付所有连接的负载。不满足任何规定的要求可能会导致操作性能受损或甚至对电源和/或负载造成破坏性损伤。

几十年来，大量的各种电气和电子系统和方法已经被开发了来解决上述问题。其中包括用于提高或降低交流电压水平的电力变压器，用于提供直流电压供应的直流-直流转换器或交流-直流转换器，以及用于提供交流电压电源的直流-交流或交流-交流转换器，有或没有频率变化等，以适用于各种负载。

然而，还存在一类电器或电子设备，其不需要通过变压器或转换器等的上述转换过程来进行正常操作。名为直接驱动，这些设备直接连接到电源，中间没有电流隔离并且没有任何电源电压特性的变化。当极性是重要时，可以采用整流器来提供来自AC电源的DC电源而不会破坏电流连接。除了要通过开关之外，来自电源的电动势直接施加在负载上，电流直接从电源流到负载。换句话说，我们将直接驱动定义为负载和电源通过开关(包括可被视为开关的整流器)进行电流连接，但没有其他器具可能改变电源的特性。

直接驱动的明显益处在于，无需为了促进电流隔离而引至的功率损耗，例如通过变压器和/或转换器，又例如通常开关模式AC-DC转换器所产生的功率损耗。唯一的功率损耗是在开关中，但这也可能相当低，特别是当开关频率不高时。这意味着高的整体能效。此外，系统成本降低，因为当不需要电流隔离时，部件的需求大大减少，没有电压缩放，也没有波形或频率转换等等。常常，需要与电源开关相关的无功部件也减少了。这意味着产生电磁干扰的可能性较低。因此，我们可以说直接驱动通常意味着高效率，低成本和无EMI。

然而，当电源电压的稳定性不确定时，直接驱动可能存在风险。特别是当供应来自公用电网时，经常会有这种情况。电源电压中的任何过度波动(即使是短时间内)都可能使负载处于损坏或无法运行的风险中。当负载是非线性时，更可以进一步放大该问题，以发光二极管的固态灯可作为一示例。众所周知，对于这种类型的装置，电源电压的微小变化将导致负载电流极大的变化，以至负载和/或电源被损坏。

因此，对于功能要求和系统保护，控制通过直接驱动传递给负载的功率的方法是至关重要的。根据电的基本原理，输送到负载的功率与施加到负载的电压的平方除以负载的阻抗成比例；或者，它与负载电流的平方乘以负载的阻抗成比例。因此，通过直接驱动传递到负载的总功率量可以通过控制负载的阻抗来控制，和/或通过控制负载电流通过的占空比，通过开关的动作来控制。

为了控制负载的阻抗，已经发明了一种有效的方法名为电压控制阻抗合成器，缩写为VCZS，如美国专利号9,543,925所描绘，本申请是其部分继续申请。然而，由于合成是通过切换，阻抗控制的精细度将取决于所部署的开关的数量。因此，为了达到所需的精细度水平，所需的开关数量可能过多且实际上是不可接受的。

此外，为了在功率应用中实现受控阻抗，有需要作高电压电平浮动切换，因此用于驱动浮动开关的动态高电压电平移位也是必要的。此外，由于开关之间的相互作用，不用说通常直接暴露于噪声的电源线，也存在非常高的dV/dt噪声脉冲。这个对于现有技术中似乎不存在的相关控制电路设计意味着很大的挑战。

此外，为应对电源电压或负载电流过度偏移的风险，需要开发负载和电源的保护措施。

因此，本发明的目的是开发通过直接驱动进行功率控制的经济有效的方式，使得尽管存在上述挑战，仍可实现负载装置的有效且可靠的操作。鉴于上述情况，作为本专利说明书所涉及的本发明所属领域的技术人员将明白的其它优点，本发明在此通过参考形成本发明的一部分的附图进行描述，其中包括对本发明的描述，亦包括本发明原理的一些典型优选实施例，其中：

图1 显示直接驱动的功率控制原理的方框图

图2 是表示电压控制阻抗合成器的方框图

图3 示出了如何通过直接驱动来部署电压控制阻抗合成器以进行功率控制的方框图

图4 带有电平移位器的方框图如图3所示

图5 显示了直接驱动功率控制原理的方框图

图6A 通过阻抗/导纳合成的功率控制系统的框图

图6B 通过阻抗/导纳合成的功率控制系统的框图

图7A 显示了恒定负载电流的功率控制系统的方框图

图7B 显示了恒定负载电压的功率控制系统的方框图

图7C 显示了恒定负载电流的功率控制系统的方框图

图8 显示了恒定功率的功率控制系统的方框图

图9 显示了功率控制的平方函数的方框图

图10 显示了功率控制的另一个方形功能的方框图

图11 显显示了乘法函数的方框图

图12 显示了除法功能的方框图

图13A显示了电流的脉冲宽度调制控制的方框图

图13B显示了电流的脉冲宽度调制控制的方框图

图14 通过脉冲宽度调制的电流控制曲线图

图15 显示了电压的脉冲宽度调制控制的方框图

图16 电平移位器的电路

图17 电平移位器的电路实现

图18 参考图17的波形

图19 参考图17的波形，存在噪声电流

图20 是作为本发明的实施例的电压电平移位器的框图

图21 是说明图20的电压电平移位器的操作的流程图

图22 电压偏移检测器的例子

图23 泄放开关的示例

图24 是作为本发明的实施例的另一电压电平移位器的框图

图25 是作为本发明的实施例的另一电压电平移位器的框图

图26 是作为本发明的实施例的另一电压电平移位器的框图

图27 电压控制电流发生器的例子

图28 电流控制泄放开关的例子

图29 是通过直接驱动的功率控制系统的方框图，作为本发明的一个实施例

图30 是通过直接驱动的功率控制系统的方框图，作为本发明的一个实施例

图31 是通过直接驱动的功率控制系统的方框图，作为本发明的一个实施例

图32 是通过直接驱动的功率控制系统的方框图，作为本发明的一个实施例

具体实施方式

本发明的基本原理可以通过图1的方框图来说明。如图所示，电源PWRS向电源负载PWLD供电，电源负载PWLD通常是具有固定阻抗的负载，但也可以是具有可控阻抗的负载以通过电压控制阻抗合成器VCZS实现，如美国专利号9,543,925所描绘，本申请是其部分继续申请。如下所述，阻抗合成是直接驱动系统中可以控制功率的方式之一。在电源和负载之间，建议插入脉冲宽度调制开关PWMS以“切断”通过负载的电流。在本发明的一些实施例中，如图1所示，压控阻抗合成器可以由模拟信号ASIG控制，而脉冲宽度调制开关由数字信号DSIG控制。

如美国专利号9,543,925所描绘，阻抗合成器基本上根据控制电压的规定函数提供逐步单调可变的阻抗值。所述合成器包括多个串联连接的至少一个双端阻抗模块；在每个阻抗模块的两个端子之间，多个串联连接的至少一个双端阻抗元件；其中每个阻抗模块中的所有阻抗元件基本上具有相同的阻抗值；阻抗模块之间的阻抗元件的阻抗值承受比率Z1∶Z2∶Z3∶......Zm∶...。按增加的顺序，

其中i＝1至m-1，Zm是第m阻抗模块的每个阻抗元件的阻抗值，Ni是阻抗的总数第i个阻抗模块中的元素，

是数学乘法运算符；控制装置根据模拟控制电压通过多个开关使规定数量的阻抗元件短路。

图2是表示阻抗合成器的一种操作模式的基本工作原理的方框图。如图所示，在模拟控制信号ASIG下产生阻抗Z_VCZS，例如，对于与设计的ASIG的大小成比例的阻抗值。控制信号由模数转换器ADC转换成多位数字信号，然后控制数字阻抗合成器DZS内部的开关的接通和断开以获得阻抗Z_VCZS，如图3示例性电路所示。该电路示出了电压控制阻抗合成器VCZS，其包括具有二进制数字输出D0，D1，D2和D3的模数转换器ADC。需要数字输出的二进制格式来驱动所示的阻抗模块，根据美国专利号9，543，925可能的许多可能的设计配置之一，每个都具有二进制比率的单个阻抗元件Z1，Z2和Z3，即以比率最高有效位D0被耦合以切换斩波器或PWM开关PWMS，而最低有效位D3被耦合到开关Z3，开关Z3在三个阻抗元件Z1，Z2和Z3中具有最低阻抗值。因此，当所有四个开关闭合时，呈现给电源的总负载阻抗为Za，当所有开关都打开时，为无穷大。注意，在后面的讨论中，没有设计脉冲宽度调制，因为开关简单地由二进制信号D0激活。当ASIG超过某个值时，开关PWMS在设计上由D0作为保护装置关闭。然而，为了通过PWM实现精细控制，将需要对开关进行独立控制，并将在后面的讨论中介绍。

还要注意，开关是浮动的，即它们各自在取决于其他开关的状态和电源电压的电压电平下操作。因此，转换器ADC的输出可能无法应对这些不同且通常很高的电压电平，例如几十甚至几百伏。因此需要动态电平移位器，如图4所示。来自ADC的数字输出D0至D3从电平移位器VLSH电平移位到相应的数字输出D0f至D3f，每个输出到被驱动的相应开关的电压电平。

对于接受波形失真电流的负载，例如一些照明或加热设备，负载连接到电源的时间可以通过相切来控制。此外，可以在基本上高于供电频率的频率下执行相切，其操作通常被称为脉冲宽度调制PWM，与电源电压同步或不同步。对于本发明，PWM通常指的是在任何频率下的相切，包括基本上高于供电频率的频率，并且与供电的同步不是必需的。

通过PWM，可以精细地控制施加到负载的功率的占空比，这通常不能仅通过阻抗合成来实现。因此，结合电压控制阻抗合成器，部署切相或脉冲宽度调制方法以达本发明的以下目的：

1限制在高输入电压下输送到负载的功率；

2过压保护；

3过流保护；

4过温保护；

5提高非线性负载的功率因数；

6在电源电压峰值处的瞬时功率的减小使负载输出的波动平衡，例如在照明的情况下这是通常期望的。而这意味着光输出的闪烁因此将减少。

图5的简单框图示出了这种组合。由VCZS合成的电源负载PWLD由模拟信号ASIG1控制。PWM开关PWMS由模拟信号ASIG2通过脉冲宽度调制驱动器PWMD控制。

为了便于讨论，我们将仅先检视阻抗/导纳合成的功率控制，留下脉冲宽度调制以供稍后讨论。

通过使用合成阻抗/导纳的功率控制可以分为两种不同的电路配置，分别如图6A和图6B的框图所示。注意，对于图6A，阻抗/导纳由单个控制信号VI控制，该控制信号VI由函数发生器FGEN处理。对于图6B，阻抗/导纳也由控制信号VI控制，但具有预定阈值Vth的附加信号。该阈值有助于容易地设定电力控制系统的控制目标。

参考图6A，电源PWRS向负载PWLD提供电源电压V(于是负载电压)或电源电流I(于是负载电流)，负载PWLD具有根据电压合成的阻抗或导纳ZY。或由函数发生器FGEN处理的当前信号VI。函数发生器被特此定义为具有输入和输出的信号处理设备，输出是输入的真实分析函数。例如，所需的函数可以是输入信号VI的缩放常数，平方或平方根。信号VI可以是常数(固定DC)或时变信号，可以是外部信号，也可以是来自电源电路的信号，例如由电源提供的负载电压或电流或受控制的电压。

参考图6B，电源PWRS向负载PWLD提供电源电压V或电源电流I，其具有阻抗或导纳ZY，是根据来自电压或电流信号VI与预定阈值Vth的差值而合成。通过比较器COMP将信号VI与阈值Vth进行比较来获得差值。与图6A中的信号VI一样，信号VI可以是恒定的(固定的DC)或时变信号，可以是外部信号，也可以是来自电源电路的信号，例如电源提供的负载电压或电流，或那些受到控制的信号。通过反馈控制，可以驱动阻抗/导纳ZY向一个方向改变，以使差值最小化，亦即是使VI接近Vth。作为应用示例，如果VI代表负载电流，则控制负载电流接近由Vth设定的值。

首先参考图6A的电路配置来检查一些说明性电路示例。

对于FGEN的函数是标度常数K的情况，表1中总结了与负载电压V和负载电流I相关的各种方程。注意，对于由电压或电流供电的阻抗/导纳模块，由于阻抗/导纳值由负载电压或负载电流控制，因此存在四种电压-电流关系组合。电压和电流通过常数，平方根或平方函数相关。还有一个函数是不定的，意味着不能建立真正的功能。

表1

注意电路拓扑的二元属性。对于每个相同的数学关系，V和I，Z和Y的角色是可互换的。另外请注意，V和I之间建立的平方和平方根函数可能会被部署用于功率控制或信号处理，将通过示例提供进一步的说明。

如在本发明的一些示例性实施例中，通过将电力负载PWLD的阻抗设置为与负载电压V1成比例，不管电源电压如何，都将负载电流控制为恒定。如图7A的方框图所示，其中函数发生器的函数标记为Kx，x是输入，K是函数发生器FGEN的恒定特征，并且K也取决于Z1的设计：(为简单起见，在框图中省略了V1的检测器)

Z1＝K.V1

I1＝V1/Z1＝V1/(K.V1)＝1/K为常数

对于本发明的其他一些实施例，当电源是电流源并且希望不管电源电流如何都在负载两端保持恒定电压时，可以部署图7B的电路配置。如图所示，为函数发生器FGEN部署了乘法反函数K/x：

Z1＝K/(H.I1)H是电流检测器IDET的恒定特性

V1＝I1.Z1＝I1.K/(H.I1)＝K/H为常数。

乘法逆函数可以由如图12所示的电路实现，稍后将对此进行讨论。

通过使用电压控制的阻抗/导纳，现在参考图8描述来自电压电源的恒定功率的输送，而不管电源电压的大小。如图所示，Z1是功率负载的阻抗，即PWLD，由压控阻抗合成器VCZS构成。现在Z1在V1的控制下通过方函数K.x2的函数发生器FGEN合成，即

Z1＝K.V1²，

因此，负载PWLD上的电源P为：

P＝V1²/Z1＝V1²/(K.V1²)＝1/K为常数。

平方函数K·x2可以通过表1中列出的合成阻抗或导纳来实现。如图9所示，Y1是由电压控制导纳合成器VCYS形成的导纳。Y1将产生电流。

备注：通过电路的二元特性，压控导纳合成器VCYS的操作可以很容易地从电压控制阻抗合成器VCZS的操作中导出。通常，导纳值的合成包括并联连接一个或多个双端导纳模块的步骤；在每个导纳模块中并联一个或多个导纳值相等的两端导纳元件；其中所有导纳模块中的导纳元件具有相同的品质因数；其中导纳值带有比率Y1∶Y2∶Y3∶......Ym∶......按增加的顺序，

其中i＝1到m-1，Ym是第m个导纳模块的每个导纳元素的导纳值，Ni是导纳的总数第i个导纳模块中的元素，

是数学乘法运算符；将模拟电压转换为多个数字信号；并且通过控制与所述导纳元件相关联的多个可控开关的多个数字信号来开路多个导纳元件；由此，导纳值由模拟电压控制。

注意Y1由V1控制，由常数H调整，而Z1由I2控制，由常数K调整。由V1驱动，VCYS传递I2，其与V1的平方成比例。

(注意为简单起见，在框图中省略了I2的检测器)

Z1＝I2.K

Y1＝V1.H

I2＝V1.Y1

因此，负载PWLD的功率P为：

P＝V1.I1＝V1.V1/Z1＝V1²/K.I2＝V1²/(K.V1.Y1)＝V1²/(K.V1.V1.H)＝1/(H.K)

即P＝1/(H.K)，为常数。

请注意，Y1仅具有信号处理的作用，因此在实践中设计了最小功耗。

通过电路的二元性质，可以类似地控制电流电源以输送恒定功率。同样通过二元性质，可以通过使用压控阻抗合成来实现平方函数。这可以通过图10的电路配置来证明。电流源提供电流I1。可以验证，阻抗Z1两端的电压V2与I1的平方成比例，使传递到负载PWLD的功率是1/(H.K)，为常数。

通常，如果应用外部符号V2来控制由电压V1供电的导纳合成器，如图11的框图所示，则可以实现V1和V2的乘法函数。如图所示，

I1＝V1.Y1

Y1＝K.V2，导致

I1＝K.V1.V2，即I1作为V1和V2的乘积的函数。

注意，在V1保持不变的特殊情况下，I1与V2成正比。

类似地，通过使用压控阻抗合成来实现除法功能，如图12的框图所示：

I1＝V1/Z1

Z1＝K.V2

I1＝(V1/V2)/K，即I1作为V1与V2的商的函数。

注意，在V1保持常数的特殊情况下，使得I1＝H/V2具有乘法反函数的关系，即I1与V2成反比。

以上讨论了V1作为驱动导纳或阻抗的电压电源。通过电路的对偶性，还可以通过使用驱动合成导纳/阻抗的电流源I1来实现乘法和除法的功能。导出的方程总结在表2中。

表2

再次注意电路拓扑的二元属性。对于每个相同的数学关系，V和I，Z和Y的角色是可互换的。

现在让我们检查图6B的电路配置的一些说明性电路示例。虽然图7A示出了恒定电流控制的示例，但是图7C执行恒定电流的相同功能，但是替代地根据图6B的电路配置来实现。

如图7C所示，负载电流I1由电流检测器IDET测量，输出信号VI代表电流I1。通过比较器COMP将VI与预定阈值Vth进行比较。当VI为低电平时，COMP的输出为低电平，Z1的阻抗为低电平。然而，当负载电流增加时，例如由于电源电压的增加以及负载电压V1的增加，VI最终会超过Vth，使得COMP的输出上升。这导致负载阻抗Z1的增加，使得负载电流减小。因此可以看出，形成负反馈回路，只要有足够的环路增益，负载电流I1即使电源电压发生变化也能保持恒定。

类似地，如果将负载阻抗Z1上的功率测量代替VI，则可以部署类似于图7C的电路以提供恒定负载功率。

在讨论通过控制负载阻抗或导纳的功率控制之后，让我们来检视一个通过直接驱动的功率控制方法，即脉冲宽度调制。

如已经参考图5所述，脉冲宽度调制驱动器PWMD的作用是产生具有由模拟信号ASIG2控制的占空比的开关驱动信号。为了便于讨论，我们将负载暂时假定为固定阻抗之一，即阻抗合成器VCZS的控制信号ASIG1是恒定电压。取决于设计目的，ASIG2可以是表示需要监视和/或控制的电压或电流的信号。作为本发明的示例性实施例，图13A示出了系统中的脉冲宽度调制驱动器的框图，通过该系统，通过脉冲宽度调制实现负载电流调节和过电流保护两种功能。

如图所示，电源通过PWM开关PWMS从电源PWRS传送到负载PWLD。负载电流由具有输出信号VI的检测器IDET检测。PWMS根据表示负载电流水平的VI的大小，在驱动器PWMD的控制下切断负载电流。信号VI通过两条路径处理。一条路径是通过函数发生器FGEN和低通滤波器LPF。信号VI由函数发生器通过预定函数预处理，例如缩放常数，平方或对数函数，或设计所需的任何函数。然后通过低通滤波器LPF对其进行平均，产生VI的预处理信号的平均或准DC值。

另一条路径是通过比较器COMP1，它仅在VI的峰值电压超过预定阈值Vth1时作出反应，立即将COMP1的输出提高。COMP1输出的上升沿被耦合以触发脉冲扩展器PEXT，其产生预设宽度的脉冲。脉冲扩展器可以由边缘触发的单稳态振动器实现，或者简单地通过快速充电但是缓慢地使电容器放电来实现。

来自低通滤波器LPF和脉冲扩展器的信号由模拟或电路ANOR组合，其输出比较器COMP2与第二预定阈值Vth2进行比较。如果这样组合的信号电平超过Vth2，则比较器COMP2的输出将变为低电平，从而切断开关PWMS。

对于未达到过电流状态的正常操作，COMP1的输出为低电平，因为Vth1设计得足够高，以至于VI不会超过。在待机模式下COMP1的输出为低。

当负载电流较低时，VI的输出也低于Vth2，COMP2的输出为高电平，保持开关PWMS持续导通。

当负载电流升高且VI也升高时，LPF的输出将达到超过Vth2的值，使得COMP2的输出变低，立即关闭开关PWMS。负载电流降至零，VI也是如此。然而，由于低通滤波器的延迟效应，LPF的输出电压下降需要一段时间，因此开关PWMS将保持关闭一段时间直到输出电压低于Vth2，此时开关PWMS又被打开了。当再次超过阈值Vth2时，开关PWMS在一段时间后再次关闭。因此建立松弛振荡，打开和关闭开关PWMS。只要PWRS的电源电压和负载阻抗保持不变，振荡就会稳定到LPF输出接近Vth2的程度。可以看出，负载电流是电流脉冲的形式，负载电流脉冲高度越大，开关PWMS的调制占空比越低。然后该电路处于电流限制模式，其中负载电流保持在由Vth2确定的恒定平均值。

当负载电流异常上升时，例如当负载短路时，或当电源电压摆高时，VI上升，但LPF的电路特性将无法快速响应以关闭开关PWMS。这正是峰值检测COMP1发挥作用的时间。当VI超过Vth1时，COMP1的输出立即上升，触发脉冲扩展器PEXT。然后，模拟“或”电路ANOR的输出变为高电平，比较器COMP2的输出变为低电平，立即关闭PWMS，且持续地由脉冲扩展器PEXT设定延长关闭时间。结果，开关PWMS的导通时间非常短但关断时间很长，即开关的占空比非常低，因此尽管峰值电流非常高，平均负载电流也非常低，从而确保保护负载和电源免受过度功耗的影响。

在本发明的一些实施例中，一个脉冲扩展器的实际设计在图13B中示出。如图所示，脉冲扩展器由二极管D1，电容器C1和电阻器R1实现。当电流信号VI超过阈值Vth1时，第一比较器COMP1的输出上升到高电压并通过二极管D1快速充电C1。二极管用作整流充电器，这意味着当比较器COMP1的输出变低时，电容器不会反向对比较器COMP1的输出放电。

一旦充电，C1上的高电压会降低比较器COMP2的输出，从而切断开关PWMS。电流信号VI立即变为零，降低比较器COMP1的输出。然而，这对存在二极管D1的电容器电压没有影响，因二极管D1现在是反向偏置的。相反，电容器通过电阻器R1放电一段时间，直到电容器上的电压低于第二阈值Vth2的电压而当比较器COMP2的输出上升时，开关PWMS再次接通，。通过适当选择C1和R1的值，实现了用于切断开关PWMS的预定时间段，即脉冲扩展器PEXT的预设脉冲宽度。

注意，通过使用二极管D1，来自比较器COMP1和低通滤波器LPF的输出通过模拟或函数有效地耦合在一起。因此，当VI为低并且在超过第一阈值Vth1之前，LPF的输出在负载电流的脉冲宽度调制的控制回路中完全起作用。

还要注意，实际上，电容器C1和电阻器R1可以设计在低通滤波器LPF中。事实上，它们实际上可以是低通滤波器LPF输出端的戴维宁等效电容和电阻。

该电流控制和过电流保护方案的性能可以通过图14的曲线图进一步说明。X轴是负载电流Ipk的峰值幅度，而Y轴是开关PWMS的开关占空比DTCC。。在低峰值负载电流时，开关PWMS的占空比设定为d1＝100％，即PWMS沿曲线a连续接通。当负载电流升高到I1时，由阈值Vth2预定的值，弛豫振荡开始，DTCC随着峰值负载电流上升而下降。然后电路沿曲线b处于限流模式。当峰值负载电流达到由阈值Vth1预定的值I2时，峰值检测COMP1被激活，使得DTCC从d2快速降低到非常低的d3值，沿着曲线c进入过电流保护模式。

从以上讨论中显而易见的是，阈值Vth1需要高于阈值Vth2。

虽然上述电路技术应用于电流控制，但是相同的原理适用于如本发明的一些实施例中的电压控制。这由图15中所示的电路说明，其中负载PWLD两端的电压由电压检测器VDET检测为电压信号VV。除了缩放的差异(未示出)之外，VV以与用于电流控制的电路中的VI类似的方式施加，如图13A所示。电压控制和过压保护以与电流控制和过流保护类似的方式实现。

在本发明的其他一些实施例中，负载的功率被测量为控制脉冲宽度调制驱动器PWMD的信号。然后，功率被限制在由阈值Vth2预定的电平，并且当负载功率超过由阈值Vth1预定的值时，功率被过电流保护。

现在提出用于动态电平移位的技术。

在高压驱动中部署电平移位，使得高侧的电路网络可以由来自低侧的控制信号控制。用于从低侧到高侧的信号传输的成本有效方法是通过在低侧和高侧之间使用电流链路，该电流由低侧的压控电流发生器产生。通过电流到电压转换器，电流可以进一步从电流转换为电压，用于驱动高侧的电路元件。

虽然下面的讨论是关于从低压侧到高压侧的共同方向上的电平移位，但是相反，即从高侧到低侧，同样可行。

对于数字控制信号，电平转换的另一种方法是通过低侧和高侧之间的电容器进行信号耦合。响应于来自低侧的数字控制信号，触发高侧的锁存器以切换。这种方法的一个优点是功耗仅在锁存器被触发改变状态的短时间内发生。然而，锁存器可能易于在嘈杂的环境中被误触发，例如当在相关电路网络中发生高电压的突然变化时。

通常使用高电压电平移位来通过来自低电压侧的数字控制信号来控制电源开关。图16示出该布置的简化电路图。所示的移位电路分为两部分，分别是低压侧LVS和高压侧HVS。待移位的信号Sigin连接到晶体管Q1的栅极，晶体管Q1的栅极用作电流源以将电流传送到高侧的电阻器负载R1。类似地，施加从反相器门GIN输出的反相Sigin信号以驱动第二晶体管Q2以将另一电流传递到第二电阻器负载R2。因此，与低侧的信号Sigin同步地在高侧产生两个互补信号Sigh1和Sigh2。这两个互补信号用于驱动SR锁存器LATC以给出Sigout作为电压电平移位器的输出信号。

Sigout通常用于驱动高侧的电源开关(未示出)。或者，为了降低功耗，可以触发锁存器以通过来自低侧的窄脉冲来改变状态。这可以通过分别通过在其正边缘和负边缘处从输入信号Sigin导出的脉冲驱动电平移位晶体管Q1和Q2来实现。

如图16所示，数字滤波器DFIL位于SR锁存器LATC之前。这是现有技术中的常见做法，使数字滤波器去除可能已经引入电路网络的共模噪声。

当高压接通和断开时，电压的突然变化，以非常高的电压转换速率表示为dV/dt，将由于存在寄生电容(例如如图16所示与开关器件Q1和Q2相关联的CS1和CS2)而引起高共模噪声电流尖峰，。当耦合到控制电路时，这将导致信号损坏，而可能使其不起作用。为了解决该问题，在现有技术中已经设计了各种方案，例如专利US8957721所公开的方案，其中部署了具有高共模抑制比的差分比较器，以及部署数字滤波器的专利US7495482，以消除由受高压波动影响而引起的噪声。。

然而，耦合到诸如BJT或MOSFET的半导体开关器件中的高噪声电流尖峰可能使器件过驱动至深度饱和，从而随后根据控制信号改变状态将花费相当长的时间。模拟滤波器和数字滤波器都不能解决过度驱动开关设备所产生的问题，由此切换速度受到限制。因此，本发明的目的是消除由高压偏移引起的噪声电流尖峰的不良影响。

图17是在本发明的优选实施例中采用的基本电路的简化图。低压侧的晶体管Q1和电阻器R1形成可由输入信号Sigin控制的电流发生器。来自漏电极的电流在高压侧通过电阻器R2，产生出驱动晶体管Q2的电压信号Sigout，晶体管Q2的源极与电阻器R2连接到高压电源HV。换句话说，通过电压电平移位器VLS，信号Sigin作为Sigout从低电压侧移位到高电压侧。作为应用的示例，Sigout被耦合以驱动由晶体管Q2形成的功率开关。因此，Sigin控制高侧开关以通过负载R3输送电流Io。

图17的电路图中还示出了电容器CS1，它是Q1的寄生电容器，位于源极和漏极之间。尽管通常具有小的电容值，但该电容器处于来自高压侧HVS的高压HV下。由于任何原因，高电压的突然变化可能导致高电流流动以对电容器充电或放电，从而引起噪声电流尖峰，其干扰由Q1和R1形成的电流发生器的操作。此外，通过电阻器R2的大电流尖峰意味着耦合到晶体管Q2的大电压尖峰。因此，晶体管可能由于尖峰过饱和而过驱动。更多影响细节随后。

图18显示了操作中涉及的各种波形。曲线a)是高压电源HV，无噪声但在低频率下变化，通常用于整流电源。曲线b)是输入控制信号Sigin，其实际地移位到高压侧作为Sigout，曲线c)。可以看出输出电流Io，曲线d)根据控制信号Sigin被切断干净。

图19示出了相同的情况，但是由电源电压承载的电压尖峰引起噪声问题。如图17所示串联连接的寄生电容器CS1和电阻器R2可以视为微分电路。如果电源电压HV存在任何快速变化，则电压的偏移被微分以提供大电流并因此在电阻器R2上产生大的电压尖峰。取决于dV/dt的极性的任一极性的尖峰将被添加到信号Sigout，其因此被破坏，如曲线c)所示。

如图19所示，可以看到电压HV的曲线a)带有标记为1到4的噪声脉冲，脉冲1到3是正脉冲而脉冲4是负脉冲。由于噪声脉冲1，作为曲线c)的Sigout被对应于脉冲的正边缘和负边缘的两个噪声尖峰破坏。由于Sigin此时处于高电平，只有负尖峰对Sigout产生实际影响，导致Io错误下降，如曲线d)所示。对于脉冲2，将第一个正尖峰添加到高Vigout，而将负尖峰添加到低Sigout。两者都没有对Io有任何影响。对于脉冲3，只有正峰值在Sigin为低时错误地接通Io，而负尖峰没有效果。对于作为负脉冲的脉冲4，负的第一个尖峰在它应该接通时关闭了Io，而第二个尖峰是正的，Io接通，而如果没有这样的噪声脉冲它应该关闭。

从上述观察得出的结论：电源电压的快速偏移引起电平移位信号上的噪声电压尖峰，其效果取决于相对于信号状态的偏移的极性。引起的电流脉冲通常非常大，传统的滤波或补偿方法根本无效。另一种方法是必需的。

作为本发明的优选实施例之一，电压电平移位器包括以第一电压电平操作的压控电流发生器，并且输入线耦合以接收要移位的输入信号；电流-电压转换器，以第二电压电平工作，输出信号耦合到输出线；其中，来自电流发生器的电流输出耦合到电压转换器的输入；和放电装置是为了消除由第一和第二电压电平之间的电压偏移引起的噪声电流尖峰；因此，输出信号基本上复制输入信号而不受噪声电流尖峰的干扰。

借助于图20的方框图描述本发明优选实施例的操作原理。所示网络的三个部分，低压侧LVS和高压侧HVS一起形成电压电平移位器，而高压网络HVN是移位器的应用示例。标记为Sigin的信号是输入信号，而Sigout是电平移位器的输出信号。

如已经参考图17的电路图所解释的，电平移位器的基本元件是在低电压电平下的输入信号Sigin控制下的电压控制电流发生器VIG和电流到电压转换器IVC。IVC可以简单地是一个电阻，其电压降是高电压电平的信号输出Sigout。问题的来源主要是与电流发生器VIG并联的寄生电容器Cs。

当电流发生器分别关闭和接通时，采用两个泄放开关来消除正和负噪声电流尖峰。

当电流发生器关闭时，即当Sigin为低时，其通过反相器门GIN的反相信号使正电压偏移检测器PVD准备好检测高压电源HV的正电压偏移或+dV/dt。一旦检测到预定速率的正偏移，就产生足够宽度的脉冲以使正向放电开关BSP导通，从而在脉冲周期期间使电压转换器IVC短路，此时通过寄生电容器Cs的感应电流被移离通过电压转换器。在Sigin为低的情况下，Sigout仍然是低。

当电流发生器接通时，即当Sigin为高时，负电压偏移检测器NVD准备好检测高压电源HV的负电压偏移或-dV/dt。一旦检测到预定速率的负偏移，就产生足够宽度的脉冲以使负向放电开关BSN导通，从而在脉冲周期期间使电流发生器VIG短路，此时寄生电容器Cs中的电荷被开关快速放电，避免当HV低于Cs的电压时冲过电压转换器IVC放电。在Sigin不变的情况下，Sigout仍然高。

重要的是使泄放时间足够长以覆盖感应噪声电流尖峰。为了确保这一点，电压偏移检测器应设计成提供足够宽度的输出脉冲，以便足够长时间地控制泄放。此外，电压偏移检测器显示为连接在高压HV和地之间，而不是连接在HV和低压侧的任何其他电压源之间，后者通常在实际电路中受到更多调节，并且任何波动都是与高压HV相比，其幅度低得多。因此，检测高压HV相对于地的电压偏移实际上与参考低压侧的任何其他电压检测高压HV的偏移相同。

利用上述的放电动作，响应于两个电压电平之间的高电压偏移，Sigout通过电压电平移位器跟随Sigin，而不受由电压偏移引起的噪声电流尖峰的干扰。

上述电平移位器的操作顺序也可以通过图21中的流程图说明。该电路具有关闭放电开关BSP和BSN(由向下箭头指示)以开始，输入信号Sigin被测试为高或者低。如果Sigin为低电平，则一旦检测到+dV/dt，开关BSP将打开(向上箭头)。如果Sigin为高电平，则一旦检测到-dV/dt，开关BSN就会打开。Sigout得以清除损坏输出。随即BSP和BSN关闭以准备下一轮的泄放动作。

为了实现，图22示出了在本发明的一些实施例中部署的可能的电压偏移检测器电路。电路a)是CR微分器输出，其由NPN晶体管开关控制，电路b)也是CR微分器，电容器是NPN晶体管的寄生电容器(未示出)。然而，其控制是通过PNP晶体管，与电路a)相比，需要反向极性的控制信号。电路c)使用PNP晶体管代替所需的电容。电路d)使用两个MOSFET，一个用于电容，另一个用于控制。应当理解，对于上述电路a)至d)，来自电压偏移检测器的输出是脉冲整形，除了CR的值之外，转换速率以及输入处的噪声脉冲的幅度。压摆率越高，输出脉冲的幅度越大。噪声脉冲的幅度越大，输出脉冲的宽度就越宽。因此，为了在特定的设计情况下驱动放气开关足够长时间，可以设计独立的定时器。电路e)可以如图所示用于此目的，单稳态多谐振荡器由微分器输出触发。因此，通过设计选择单稳态多谐振荡器，该电压偏移检测器的输出是预定宽度的脉冲。

图23显示了用于电流泄放的实用开关装置。器件a)是NPN晶体管，器件b)PNP晶体管，器件c)N-MOSFET，而器件d)是P-MOSFET。

在本发明的又一个优选实施例中，提出了一种电压电平移位器，用于在两个电压电平之间进行电平移位，包括：输入端，用于接收参考低电压电平的信号；逆变器将信号转换为信号2；电流源1和电流源2，均可由信号一个控制；电流源三可由信号二控制；开关1连接在高压电平和电流源三之间，开关一可由电流源1控制；一个开关二连接在高压电平和电流源两之间，开关二可由电流源三个控制；输出端子，耦合为从电流源接收两个作为输出电流；由此输出电流由信号1控制。

借助于图24的方框图描述本发明的该优选实施例的操作原理。示出了三个电路网络，低压侧LVS和高压侧HVS一起形成电压。电平移位器，而高压网络HVN示出了移位器的应用示例。信号Sigin是输入信号，而Iout是电平移位器的输出信号。

如已经参考图17的电路图所解释的，电平移位器的基本元件是在低电压电平下的输入信号Sigin的控制下的电压控制电流发生器，并且来自电流发生器的电流通过通过高压侧的电阻器产生电压信号Sigout，该电压信号Sigout被作为高电压电平的电平移位器的信号输出。但是，如果电平移位器用于电流驱动器件，则电平移位器的输出需要采用电流的形式Iout。然而，由于寄生电容与电流发生器VIG并联的问题仍然存在。

参考图24，分别相对于地GND和高压电源HV，从低压侧LVS到高压侧HVS执行电平移位。为了便于说明，假设HV具有正高压电源，但这通常不是必需的，只要为相关电路网络部署正确极性类型的元件即可。

电平移位电路的输入是Sigin，一个双电平数字信号，而输出是Iout，其波形将是Sigin的波形，但是处于HV的高电压电平。作为应用的示例，Iout用于驱动电流驱动的电源开关PSW，如图24所示的PNP电源BJT，接通电源负载PWLD并从高压电源HV汲取电流Io。

如低压侧LVS所示，输入信号Sigin被耦合以直接驱动两个电流发生器VIG1和VIG2。Sigin也被反相器门GIN反相并耦合以驱动第三电流发生器VIG3。对于电流发生器的实际实现，请参考图27所示的例子。实际上，由于VIG1和VIG2都要由相同的输入信号Sigin驱动，它们可以组合成一个单独的电流发生器输出随后通过合适的电路装置将其分成两个电流I1和I2。

在高压侧HVS上，输出端子连接到电流发生器VIG2的输出。开关SW3耦合在高电压电平HV和输出端子之间，其可以在电流发生器VIG3的控制下接通以将输出短路到高电压电平HV。然而，来自VIG3的电流可以被开关SW1旁路，开关SW1本身由来自VIG1的电流控制。对于电流驱动开关的实际实现，请参考图28中所示的示例。

现在解释电平移位电路的操作。如图24所示，当Sigin为低电平时，VIG1和VIG2被去激活，因此电流I1和I2为零。同时VIG3被激活并且电流I3被打开。由于I1为零，因此SW1打开，以便允许I3激活SW3，使SW3闭合，使输出短路到高电压电平HV。因此输出电流Iout为零。即使在HV上存在任何噪声脉冲，由于SW3的短路，Iout仍然为零。

当输入Sigin变为高电平时，VIG1和VIG2被激活，因此电流I1和I2导通。同时VIG3被去激活，电流I3变为零。由于I1接通，SW1闭合，因此阻止I3激活SW3，使SW3开路。当前I2现在作为Iout流到输出。

当HV发生非常突然的变化时，感应噪声脉冲将耦合到输出电流Iout。这些噪声脉冲的脉冲宽度由与VIG2上的杂散电容和电平移位器的输出电阻的乘积成比例的时间常数确定，在这种情况下，开关PSW的输入电阻在图2中标记为RB。24.如果该电阻足够低，对于作为功率开关PSW的BJT来说，时间常数将非常低，噪声脉冲将具有非常窄的宽度。

因此，电源开关PWS可能不响应于依赖于信号电流Iout的这种短脉冲，使得电平移位器免受dV/dt噪声的影响。

在本发明的又一个优选实施例中，提出了一种电压电平移位器，用于在两个电压电平之间进行电平转换，包括：来自低电压电平的两个电流源，分别由信号1和它的反相信号2控制。-电压限制装置，耦合在第一电流源和高电压电平之间；电容器，其第一端子通过整流装置耦合到第一电流源和限压装置的公共节点，第二端子耦合到高电压电平；与电容器并联耦合的放电装置，放电装置可由第二电流源控制；其中第一电流源配置为通过整流装置对电容器充电，第二电流源配置为驱动放电装置以使电容器放电；由此，电容器两端的电压由信号1控制。

在这种情况下，功率MOSFET的栅极的相对大的输入电容将被利用用于电平移位。简而言之，电容器将与输入控制信号Sigin同步地快速充电和放电。特别的安排是充电电流被整流，即禁止沿充电路径放电，使得电平移位器的输出信号被高压电源HV上的噪声脉冲屏蔽掉。

参照图25的方框图，将要电平移位的数字信号Sigin施加到第一电流发生器VIG1，而通过反相器栅极GIN的操作的反相信号施加到第二电流发生器VIG2。对于电流发生器的实际实现，请参考图27中所示的示例。

当Sigin为高电平时，电流I1由VIG1产生并传递到电压限制装置DZ，该电压限制装置DZ在此情况下是具有预定额定电压额定值的齐纳二极管DZ。因此，在齐纳二极管两端建立等于额定值的电压。同时，因为被施加到VIG2的控制输入反相Sigin为低信号，来自VIG2的电流I2为零。当I2等于零时，与电容器CG并联的放电开关SW2开路。通过例如由如图所示串联级联的电压缓冲器VBUF和整流二极管DR形成整流充电器，电容器快速充电到等于齐纳二极管DZ两端的电压减去二极管DR上的电压降的值。只要输入Sigin保持高电平，就保持充电状态。

当Sigin变为低电平时，I1降至零，齐纳二极管DZ两端的电压也下降，使整流二极管DR反向偏置。另一方面，VIG2被使能以产生电流I2，其导通开关SW2并使电容器CG短路，使电容器快速放电至零电压。

因此，电容器CG两端的电压，即电平移位器Sigout相对于高压电源HV的输出，由Sigin同步控制。如图25所示，作为应用示例，Sigout可以耦合以驱动电压驱动的功率开关PSW，例如P沟道MOSFET，接通电源负载PWLD并从高压电源HV吸取电流Io。

当Sigin为高电流并且电流I1导通时，电容器CG被充电到由二极管DZ限制的电压。如果那时HV发生突然变化，则与VIG1并联的杂散电容(未示出)的存在将引起噪声电流脉冲。通过电压HV的变化方向，可以将电流脉冲加到电流I1或从电流I1中减去。根据齐纳二极管的特性，电流的增加不会使二极管DZ两端的电压升高太多。另一方面，将电流减小到足够低的值或甚至减小到负值将使DZ两端的电压低于标称齐纳电压。然而，整流充电器防止电容器CG通过充电路径放电，因此电容器CG两端的电压完全不受影响。Sigout保持高位。

当Sigin为低电流并且电流I1截止时，电容器CG通过开关SW3放电到零电压。如果那时HV发生突然变化，则与VIG1并联的杂散电容的存在会引起噪声电流脉冲。然而，由于SW3闭合，流过二极管DR的任何可能的感应电流将被SW3旁路而不对电容器CG充电。Sigout保持低位。

可以部署如图25所示的示例性电路以驱动P沟道MOSFET。对于N沟道MOSFET，需要极性相反的栅极信号，并且可以由如图26所示的修改电路提供。如图所示，浮动偏置电压VB连接到开关PSW的低侧，这是N沟道MOSFET的源极。选择VB使其电压接近DZ的齐纳电压。因此，栅极信号等于VB的电压减去电容器CG两端的电压。当CG两端的电压在零和DZ的齐纳电压之间切换时，栅极电压在VB和零之间切换。

对于电平移位电路的实际实现，图27中示出了用于电压控制的电流发生器的一些示例。在每个电路图a)，b)和c)中，产生的电流I1大致与控制信号Sigin的电压(减去基极-发射极电压)除以电阻器R1，R2或R3的值相等。特别地，在电路b)中，电容器C1有助于在电流的上升沿处提升输出电流，从而加速电平移位器输出Sigout或Iout的上升和下降转变。

电流控制开关的电路例子如图28所示。在电路a)中，输入电流I1导通作为开关的晶体管T1。类似地，在电路b)中，使用MOSFET代替开关。通过电流I1在电阻器R2上的电压降获得驱动MOSFET所需的栅极电压。

通过所讨论的关键部件的实现，我们现在可以检查本发明的一些示例性实施例，以通过直接驱动进行功率控制。

图29是作为本发明一个实施例的功率控制系统的方框图，示出了其中的关键部件：

电源PWRS作为电能源，通常以其电动势，内部阻抗，波形和频率为特征；

对于一般性讨论，电源不限于AC或DC。电源控制系统原则上能够处理AC和DC电源。然而，当存在整流元件时，假设电源处于AC，并且对于负载的正常运行，需要过滤或不过滤直流电。此外，当部署谐振网络时，应该假设电源处于AC并且存在固定的主频率。此外，除非另有说明，否则电源是可忽略的内部阻抗的电压源。但是，如果它是电流源，为了便于讨论，可以假设其内部阻抗无限大。

无功(电感-电容或LC)网络LCNW，提供功率因数校正，功率限制和/或EMI滤波。这里值得一提的是，通过使LC网络在供电频率下谐振，形成高阻抗电源，并且在本发明的一些实施例中将用于直接驱动；

整流装置RECT将AC电源电压转换为DC电压，以便于通用电力电子装置的控制；

负载PWLD，其阻抗(或导纳)由电压控制阻抗合成器VCZS合成，通过PWM(脉冲宽度调制)开关PWMS耦合到整流装置；在本发明的一些实施例中，如图29所示，负载PWLD的阻抗受RECT整流的电源电压的控制。

脉冲宽度调制驱动器PWMD响应于电流检测器IDET的输出，IDET为通过负载PWLD的电流；

在电压检测器VDET的控制下，可以根据电源电压控制负载PWLD的阻抗。在本发明的一些实施例中，阻抗与电源电压的瞬时值成比例地控制，导致通过负载的电流恒定，而与电源电压的大小无关。在本发明的一些其他实施例中，阻抗被控制成与电源电压的瞬时值的平方成比例，导致负载功率恒定，而与电源电压的大小无关。

在驱动器PWMD的控制下，可以调制PWM开关PWMS的占空比以控制通过负载PWLD的电流。在本发明的一些实施例中，并且通过驱动器PWMD的设计，可以在预定范围内控制电流恒定，并且当超过预定阈值时也可以切断电流以进行保护。

注意，在电压控制阻抗合成器VCZS的控制下，负载PWLD可以被视为具有可变值ZVCZS的阻抗的单个元件。此外，PWM开关PWMS进一步调制阻抗。假设PWM开关的占空比为DTCC，并忽略无功网络LCNW和整流装置RECT的阻抗，从电源侧看到的负载阻抗为ZVCZS/DTCC。

图30示出了本发明的示例性实施例的操作原理，其中负载由恒定电流驱动，而与电源电压的变化无关。如框图所示，负载电流由IDET检测，其输出参考预定参考IREF耦合到PWM驱动器PWMD。通过控制开关PWMS的导通时间的占空比，负载电流被控制为等于IREF，与电源电压无关。

图31示出了本发明另一示例性实施例的操作原理，其中电源负载PWLD由电源电流驱动。无功网络LCNW基本上由至少一个电容器和一个电感器组成，电感器连接成以电源频率谐振。在谐振时，该电抗网络对整流器RECT以及负载PWLD呈现非常高的阻抗(理论上在无损谐振电容器C1和无损谐振电感器L1的条件下无限大)。因此，电源PWRS与电抗网络一起可以被视为向负载PWLD提供电流的电流源，在整流器的输入端具有有效阻抗。然而，通过由驱动器PWMD控制的PWM开关PWMS的相切动作，整流器输出两端的电压被迫遵循固定电压参考VREF。因此，通过选择参考VREF，负载PWLD可以在低于或高于电源电压的电压下操作。实际上，电抗网络由“恒定电压负载”加载，即具有“齐纳二极管”特性的电路，恒定电压装置由恒定电流驱动。因此，通过来自无功网络的恒定电流和整流器输入端的固定电压，无论负载PWLD的阻抗特性如何，通过整流器输送到负载PWLD的功率都保持恒定。

已经提到，采用整流器RECT将AC电源电压转换为DC电压是为了便于通用电力电子设备的控制，因为这些设备中的大多数设备在单极电压下工作。然而，对于高功率操作，整流器由于其欧姆降而耗散相当大的能量。因此，对于本发明的一些实施例，直接控制AC电流而不对来自AC电源ACPS的AC电压进行整流。PWM开关PWMS需要能够进行AC操作。类似于执行如图30所示的恒定电流功能的电路，AC版本在图32中示出.AC开关PWMS可以由一对反串联连接的MOSFET实现。但是，负载PWLD也需要在交流电压下工作。

尽管已经详细描述了本发明及其优点，但应该理解，在不脱离所描述的本发明的精神和范围的情况下，可以在其中进行各种改变，替换和变更。例如，本发明电路的特定晶体管实现可以与这里提供的示例不同，同时仍然在本发明的范围内。作为一些更多示例，电流的指定方向，电压的极性可以反转，MOS晶体管的源极和漏极或BJT的发射极和集电极可以互换。通过电路的二元性，电流和电压，阻抗和导纳，电感和电容等的作用可以互换。实质上，本申请中包含的讨论旨在用作基本描述。应该理解，具体讨论可能没有明确地描述所有可能的实施例；许多替代方案是隐含的它也可能无法完全解释本发明的一般性质，并且可能未明确示出每个特征或元素如何能够实际代表更广泛的功能或多种替代或等效元素。同样，这些隐含地包括在本公开中。在以面向设备的术语描述本发明的情况下，设备的每个元件隐含地执行功能。描述和术语都不旨在限制本发明的范围。

Claims

1.第一电压电平和第二电压电平之间的电平移位电路，包括：

第一电流源，耦合在第一电压电平和第二电压电平之间，其中第一电流源的开启和关闭由第一信号驱动，所述第一信号在两个信号电平之间交替；

电流-电压转换器，用于将来自该第一电流源的电流转换为该第二电压电平的电压信号；并联耦合到该电流-电压转换器的第一泄放器，该第一泄放器由该第一信号反相的第二信号启用；

正电压偏移检测器，以检测该第二电压电平相对于该第一电压电平的电压正偏移，其中当该电压正偏移超过第一偏移预定值时，第一泄放器开启将该电压正偏移引起的噪声电流脉冲旁路；

由此，第一信号被电平移位到第二电压电平作为输出信号。

2.根据权利要求1所述的电平移位电路，还包括:

与该第一电流源并联耦合的第二泄放器，该第二泄放器由该第一信号启用；

负电压偏移检测器，以检测该第二电压电平相对于该第一电压电平的电压负偏移，其中当该电压负偏移超过第二偏移预定值时，该第二泄放器将该电压负偏移引起的噪声电流脉冲旁路。

3.根据权利要求2所述的电平移位电路，其中，所述电流-电压转换器是电阻器或齐纳二极管。

4.根据权利要求1所述的电平移位电路，还包括：

由所述第二信号驱动的第二电流源；

由所述第一信号驱动的第三电流源；其中：

所述第一泄放器由第二个信号通过第二电流源启动；和

所述第一信号经该第三电流源接通一个开关以禁用第一泄放器。

5.根据权利要求1所述的电平移位电路，其中：

所述电流-电压转换器是电容器；

所述第一泄放器由该第二信号驱动的第二电流源启动；

进一步包括：

电压限制装置，耦合在该第一电流源和该第二电压电平之间；

整流充电器,耦合于该第一电流源和该电容器之间，其中该整流充电器以该电压限制装置两端的电压对电容器充电。

6.根据权利要求5所述的电平移位电路，其中：

该电压限制装置是齐纳二极管；和

该第一泄放器是可控开关。

7.根据权利要求5所述的电平移位电路，其中所述整流充电器包括与整流二极管级联耦合的电压缓冲器。

8.电功率控制电路，包括：

电源；

耦合到该电源的负载，其中该负载由多个阻抗元件串联组成；

与所述多个阻抗元件相关联的多个可控浮动开关；和

多个电平移位器，将多个数字信号耦合到该多个可控浮动开关，以使若干数量选定的阻抗元件短路，其中每个电平移位器是权利要求1所述的电平移位电路；

由此，输送到负载的功率可由该多个数字信号控制。

9.根据权利要求8所述的电功率控制电路，进一步包括具有输入和输出的模数转换器，所述输入被耦合以接收第一模拟信号，并且所述输出被耦合到该多个电平移位器，由此负载阻抗由该第一模拟信号按线性比例控制。

10.根据权利要求9所述的电功率控制电路，还包括功能发生器，所述功能发生器被耦合到所述模数转换器以预定功能将所述第一模拟信号预先处理。

11.根据权利要求9所述的电功率控制电路，还包括负载电压的测量装置，其中代表所述负载电压的电压耦合到所述模数转换器的输入；由此，负载电流保持预定值。

12.根据权利要求10所述的电功率控制电路，还包括负载电流的测量装置，其中代表负载电流的电压耦合到具有预定乘法反函数的函数发生器的输入；由此，负载电压保持预定值。

13.根据权利要求10所述的电功率控制电路，还包括负载电压的测量装置，其中代表负载电压的电压耦合到预定平方函数的函数发生器的输入；由此，负载功率保持预定值。

14.根据权利要求9所述的电功率控制电路，还包括具有非反相输入，反相输入和输出的比较器，所述非反相输入被耦合以接收电路信号，所述反相输入被耦合以接收预定阈值，和输出耦合到模数转换器的输入；由此，电路信号被控制到由该预定阈值设定的幅度。

15.根据权利要求14所述的电功率控制电路，其中所述第一模拟信号代表所述负载的电流,电压或功率。

16.根据权利要求9所述的电功率控制电路，还包括：

脉冲宽度调制开关，耦合在电源和负载之间；

脉冲调制驱动器；

其中，所述开关由调制信号通过该脉冲调制驱动器驱动；

由此，该开关的占空比由调制信号控制。

17.根据权利要求16所述的电功率控制电路，其中所述调制信号代表所述负载的电流,电压或功率。

18.根据权利要求12所述的电功率控制电路，其中所述电源是电流源。

19.根据权利要求18所述的电功率控制电路，其中，所述电流源包括至少一个电感器和至少一个电容器的网络，所述网络被配置为与供电频率谐振。

20.根据权利要求16所述的电功率控制电路，其中所述脉冲宽度调制驱动器包括：

输入线，用于接收第二模拟信号；

输出线，耦合以传递驱动器输出信号；

平均电路，用于确定该第二模拟信号的时间平均值；

第一比较器，用于将该第二模拟信号与预定的第一阈值进行比较，其中，当该第二模拟信号高于第一阈值时，该第一比较器输出触发信号；

脉冲扩展器，被耦合以由该触发信号触发，以产生预定宽度的脉冲；

模拟或门，其第一输入耦合以接收该第二模拟信号的时间平均值，第二输入端耦合以接收来自该脉冲扩展器的输出；

第二比较器，用于将模拟或门的输出与预定的第二阈值进行比较；其中该第二比较器的输出耦合到该输出线；

由此，当该模拟或门的输出高于该第二阈值时，该驱动器输出信号为低。

21.根据权利要求20所述的电功率控制电路，其中：

该脉冲扩展器包括整流充电器，电容器和放电电阻器；其中该电容器通过该整流充电器受该触发信号充电,该电容器通过该放电电阻器放电,该电容两端的电压是该脉冲扩展器的输出。

22.根据权利要求21所述的电功率控制电路，其中该电容器和放电电阻器是平均电路的一部分，而该整流充电器包括整流二极管。

23.根据权利要求20所述的电功率控制电路，其中该平均电路是低通滤波器。

24.根据权利要求20所述的电功率控制电路，其中所述平均电路包括级联耦合的函数发生器和低通滤波器。

25.根据权利要求20所述的电功率控制电路，其中所述第一阈值为该第二模拟信号的预定最大值，所述第二阈值为该第二模拟信号的预定平均值；

由此该第二模拟信号保持由该第二阈值确定的值，并且当该第二模拟信号的值超过第一阈值时，该负载在该脉冲扩展器设定的时间段内被切离。

26.根据权利要求25所述的电功率控制电路，其中所述第二模拟信号代表所述负载的电流，电压或功率。

27.在第一电压电平和第二电压电平之间进行的电平移位方法，包括以下步骤：

在该第一电压电平和该第二电压电平之间耦合第一电流源；

通过第一信号开启和关闭该第一电流源，其中该第一信号在两个信号电平之间交替；

通过电流-电压转换器将电流从该第一电流源转换为第二电压电平的电压信号；

将第一泄放器并联连接该电流-电压转换器，该第一泄放器由该第一信号反相的第二信号启用；

以正电压偏移检测器检测该第二电压电平相对于第一电压电平的电压正偏移，其中当该电压正偏移超过第一偏移预定值时，该第一泄放器开启将该电压正偏移引起的噪声电流脉冲旁路；

由此，第一信号被电平移位到第二电压电平作为输出信号。

28.根据权利要求27所述的电平移位方法，其中所述电流-电压转换器是电阻器或齐纳二极管；进一步包括步骤:

将第二泄放器与该第一电流源并联耦合，该第二泄放器由该第一信号启用；

以负电压偏移检测器检测该第二电压电平相对于该第一电压电平的电压负偏移，其中当该电压负偏移超过第二偏移预定值时，该第二泄放器将该电压负偏移引起的噪声电流脉冲旁路。

29.根据权利要求27所述的电平移位方法，还包括以下步骤：

通过第二信号驱动第二电流源，由此第一泄放器通过第二电流源由该第二信号启动；

由该第一信号驱动第三电流源；

由该第一信号经该第三电流源接通一个开关以禁用该第一泄放器。

30.根据权利要求27所述的电平移位方法，其中：

该电流-电压转换器是电容器；

该第一泄放器通过第二电流源由第二信号启动；

进一步包括以下步骤：

在该第一电流源和该第二电压电平之间耦合电压限制装置；

在该第一电流源和该电容器之间耦合整流充电器，并通过该整流充电器以该电压限制装置两端的电压对该电容器充电。

31.根据权利要求30所述的电平移位方法，其中所述电压限制装置是齐纳二极管。

32.电功率控制方法，包括以下步骤：

将负载耦合到电源,其中该负载由多个串联的阻抗元件组成；

将多个可控浮动开关耦合到多个该阻抗元件；

将多个数字信号电平移位到该多个可控浮动开关，其中电平移位是根据权利要求27的电平移位方法；

通过该多个数字信号将一个数量的选定阻抗元件短路；

由此，传递给负载的功率由该多个数字信号控制。

33.根据权利要求32所述的电功率控制方法，还包括以下步骤：

将第一模拟信号转换为所述多个数字信号；

由此负载的阻抗由该第一模拟信号按线性比例控制。

34.根据权利要求33所述的电功率控制方法，还包括产生用于调制电流的数字调制信号的步骤：

输入第二模拟信号；

通过平均电路确定该第二模拟信号的时间平均值；

第一比较器将该第二模拟信号与第一阈值进行比较，并在该第二模拟信号高于第一预定阈值时产生触发脉冲；

触发脉冲扩展器以获得预定时间段的扩展脉冲；

通过模拟或门对第二模拟信号和扩展脉冲的时间平均执行模拟或函数；

通过第二比较器将模拟或门的输出与第二阈值进行比较；

由第二比较器的输出驱动耦合在电源和负载之间的开关。

35.根据权利要求33所述的电功率控制方法，还包括在将第一模拟信号转换成多个数字信号的步骤之前用预定功能预处理第一模拟输入信号的步骤。

36.根据权利要求33所述的电功率控制方法，其中第一模拟信号代表所述负载的电流,电压或功率。