CN108768199A - 一种级联型非隔离双降压并网逆变器 - Google Patents

一种级联型非隔离双降压并网逆变器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种级联型非隔离双降压并网逆变器，其包括两个电源、十个功率开关管、六个电感和八个二极管。本发明的二极管在续流阶段采用快恢复二极管续流，不经过性能较差的IGBT的体二极管，可降低反向恢复损耗，提高逆变器的可靠性。本发明的每级逆变器均在直流输入，正端加入了一个附加开关管，可实现续流阶段光伏直流侧与交流电网之间的隔离，进而防止随开关状态的改变光伏直流侧、交流电网以及大地之间形成共模回路，解决了现有双降压式并网逆变器共模漏电流较大的问题。

Description

一种级联型非隔离双降压并网逆变器
技术领域
本发明涉及光伏并网逆变器领域，具体涉及一种级联型非隔离双降压式并网逆变器。
背景技术
双降压式半桥逆变器(Dual-buck Half-bridge Inverter,DBHBI)，该逆变器采用独立快恢复二极管为电路提供续流回路，且在半个工频周期内仅有一个开关管在工作，因此无桥臂直通问题，无需对开关管设置死区时间。但DBHBI并未实现直流侧和交流侧的解耦，仍存在较大的漏电流，且DBHBI直流电压利用率较低。传统双降压全桥并网逆变器(Dual-buck Full-bridge Grid-connect Inverter,DFGI)，如图1所示。该逆变器采用半周期控制且在同一桥臂的两开关管间引入了防止桥臂直通的滤波电感，因此无需设置死区时间。但该拓扑并未实现在续流阶段将光伏电池板与电网相隔离，当采用单极性调制时，共模电压高频变化，漏电流较大。且该逆变器为非级联GCI，输出电平数少，开关管电压应力高，不适用于高电压、大功率的分布式光伏发电系统。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种级联型非隔离双降压并网逆变器(Cascaded Non-isolated Dual-buck Grid-Connected Inverter,CNDGCI)解决了现有双降压式并网逆变器共模漏电流较大的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：
提供一种级联型非隔离双降压并网逆变器，其包括电源Ud和电源U’d，电源Ud的正极分别连接接地电容Cga1、电容C1的一端和功率开关管S5的集电极；功率开关管S5的发射极分别连接二极管D1的负极、功率开关管S3的集电极、二极管D3的负极和功率开关管S4的集电极；二极管D1的正极分别连接电感La3的一端和功率开关管S1的集电极；功率开关管S1的发射极分别连接电容C1的另一端、电源Ud的负极、接地电容Cga2和功率开关管S2的发射极；电感La3的另一端分别连接二极管D2的负极和电感La1的一端；二极管D2的正极与功率开关管S3的发射极相连接；电感La1的另一端连接电容Cfa的一端并作为接地输出端；二极管D3的正极分别连接功率开关管S2的集电极和电感La2的一端；电感La2的另一端分别连接二极管D4的负极、电感Lb1的一端、电容Cfa的另一端和电容Cfb的一端；二极管D4的正极与功率开关管S4的发射极相连接；
电源U’d的正极分别连接接地电容Cgb1、电容C2的一端和功率开关管S10的集电极；功率开关管S10的发射极分别连接二极管D5的负极、功率开关管S8的集电极、二极管D7的负极和功率开关管S9的集电极；二极管D5的正极分别连接电感Lb3的一端和功率开关管S6的集电极；功率开关管S6的发射极分别连接电源U’d的负极、接地电容Cgb2、电容C2的另一端和功率开关管S7的发射极；电感Lb3的另一端分别连接二极管D6的负极和电感Lb1的另一端；二极管D6的正极与功率开关管S8的发射极相连接；功率开关管S7的集电极分别连接二极管D7的正极和电感Lb2的一端；电感Lb2的另一端分别连接二极管D8的负极和电容Cfb的另一端并作为接地输出端；二极管D8的正极与功率开关管S9的发射极相连接。
进一步地，功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3、功率开关管S4、功率开关管S5、功率开关管S6、功率开关管S7、功率开关管S8、功率开关管S9和功率开关管S10均为双极型功率晶体管。
进一步地，电感La1、电感La2、电感La3、电感Lb1、电感Lb2和电感Lb3均为滤波电感。
进一步地，二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、二极管D7和二极管D8均为快恢复二极管。
进一步地，电源Ud和电源U’d均为光伏电源。
本发明的有益效果为：
1、本发明的每级逆变器均在直流输入，正端加入了一个附加开关管，可实现续流阶段光伏直流侧与交流电网之间的隔离，进而防止随开关状态的改变光伏直流侧、交流电网以及大地之间形成共模回路。
2、本发明的S1～S10为功率开关管IGBT；D1～D8为独立的快恢复二极管，在续流阶段采用快恢复二极管续流，不经过性能较差的IGBT的体二极管，可降低反向恢复损耗，提高逆变器的可靠性。
附图说明
图1为本发明的电路示意图；
图2为CNDGCI的新型调制策略图；
图3为CNDGCI的工作模态Ⅰ的等效电路图；
图4为CNDGCI的工作模态Ⅱ的等效电路图；
图5为CNDGCI的工作模态Ⅲ的等效电路图；
图6为CNDGCI的工作模态Ⅳ的等效电路图；
图7为CNDGCI的工作模态Ⅴ的等效电路图；
图8为CNDGCI的工作模态Ⅵ的等效电路图；
图9为CNDGCI的工作模态Ⅶ的等效电路图；
图10为CNDGCI的工作模态Ⅷ的等效电路图；
图11为CNDGCI桥臂输出电压仿真波形图；
图12为交流输出电压ug以及并网电流ig波形图；
图13为一个工频周期内UAN、UBN以及UAN+UBN的仿真波形图；
图14为图13中虚线框放大后的波形图；
图15为一个工频周期内UA`N`、UB`N`以及UA`N`+UB`N`的仿真波形图；
图16为图15中虚线框放大后的波形图；
图17为CNDGCI上级逆变器的寄生电容电压波形；
图18为CNDGCI下级逆变器的寄生电容电压波形。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
如图1所示，该级联型非隔离双降压并网逆变器(Cascaded Non-isolated Dual-buck Grid-Connected Inverter,CNDGCI)包括电源Ud和电源U’d，电源Ud的正极分别连接接地电容Cga1、电容C1的一端和功率开关管S5的集电极；功率开关管S5的发射极分别连接二极管D1的负极、功率开关管S3的集电极、二极管D3的负极和功率开关管S4的集电极；二极管D1的正极分别连接电感La3的一端和功率开关管S1的集电极并作为节点A；功率开关管S1的发射极分别连接电容C1的另一端、电源Ud的负极、接地电容Cga2和功率开关管S2的发射极；电感La3的另一端分别连接二极管D2的负极和电感La1的一端；二极管D2的正极与功率开关管S3的发射极相连接；电感La1的另一端连接电容Cfa的一端并作为接地输出端G和节点E；二极管D3的正极分别连接功率开关管S2的集电极和电感La2的一端并作为节点B；电感La2的另一端分别连接二极管D4的负极、电感Lb1的一端、电容Cfa的另一端和电容Cfb的一端；二极管D4的正极与功率开关管S4的发射极相连接；
电源U’d的正极分别连接接地电容Cgb1、电容C2的一端和功率开关管S10的集电极；功率开关管S10的发射极分别连接二极管D5的负极、功率开关管S8的集电极、二极管D7的负极和功率开关管S9的集电极；二极管D5的正极分别连接电感Lb3的一端和功率开关管S6的集电极并作为节点A’；功率开关管S6的发射极分别连接电源U’d的负极、接地电容Cgb2、电容C2的另一端和功率开关管S7的发射极；电感Lb3的另一端分别连接二极管D6的负极和电感Lb1的另一端；二极管D6的正极与功率开关管S8的发射极相连接；功率开关管S7的集电极分别连接二极管D7的正极和电感Lb2的一端并作为节点B’；电感Lb2的另一端分别连接二极管D8的负极和电容Cfb的另一端并作为接地输出端G和节点E’；二极管D8的正极与功率开关管S9的发射极相连接。
功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3、功率开关管S4、功率开关管S5、功率开关管S6、功率开关管S7、功率开关管S8、功率开关管S9和功率开关管S10均为双极型功率晶体管。电感La1、电感La2、电感La3、电感Lb1、电感Lb2和电感Lb3均为滤波电感。二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、二极管D7和二极管D8均为快恢复二极管。电源Ud和电源U’d均为光伏电源。
下文中S1～S10分别表示功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3、功率开关管S4、功率开关管S5、功率开关管S6、功率开关管S7、功率开关管S8、功率开关管S9和功率开关管S10；La1、La2、La3、Lb1、Lb2、和Lb3分别表示电感La1、电感La2、电感La3、电感Lb1、电感Lb2和电感Lb3；D1～D8分别表示二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、二极管D7和二极管D8。
在本发明的一个实施例中，CNDGCI两级逆变器均采用LCL滤波。Cfa、Cfb分别为两级逆变器滤波电容，La1～La3为上级逆变器的滤波电感，Lb1～Lb3为下级逆变器的滤波电感。Cga1、Cga2为上级逆变器直流侧对地寄生电容，Cgb1、Cgb2为下级逆变器直流侧对地寄生电容。M与M`两点相连以实现上下级滤波器独立滤波作用。
CNDGCI工作特性分析：
如图2所示，根据CNDGCI拓扑结构及其调制策略，可将CNDGCI的工作方式分为8种工作模态，各模态下的等效电路如图3～图10所示。图3～图6为CNDGCI工作在正半周期的模态Ⅰ～Ⅳ，图7～图10为CNDGCI工作在负半周期的模态Ⅴ～Ⅷ。ia、ib分别为上下级逆变器的输出电流，ig为CNDGCI的并网电流。上下级光伏直流输入电压Ud＝U’d＝Udc。Uo为级联逆变器输出电压。UAN、UBN、UA`N`、UB`N`为桥臂中点相对N点的电压，上级逆变器共模电压(Common-mode Voltage,CMV)及差模电压(Differential-mode Voltage,DMV)可定义为：
Ucma＝(UAN+UBN)/2；Udma＝UAN-UBN (1)
同理可得下级逆变器CMV及DMV为：
Ucmb＝(UA`N`+UB`N`)/2；Udmb＝UA`N`-UB`N` (2)
系统详细工作情况如下：
模态Ⅰ：当ig>0且Vm同时大于Vc1+、Vc2+时，开关管S2、S3、S5及S7、S8、S10导通，S1、S4及S6、S9关断。两级逆变器均处于正向充电状态。由图3可得，
UAN＝UA'N'＝Udc；UBN＝UB'N'＝0 (3)
上下级逆变器输出电压
UAB＝Udc；UA'B'＝Udc (4)
级联逆变器输出电压
UO＝2Udc (5)
由式(1)～(2)可得，
CMV：Ucma＝Ucmb＝Udc/2 (6)
DMV：Udma＝Udmb＝Udc (7)
模态Ⅱ：当ig>0且Vc1+<Vm<Vc2+时，开关管S2、S3、S5及S8、S9导通，S1、S4及S6、S7、S10关断。上级逆变器正向充电，下级逆变器正向续流。由于系统实现了续流阶段的隔离，桥臂中点电压由开关管寄生参数决定。由图4可得，
UAN＝Udc；UBN＝0 (8)
UA'N'＝UB'N'≈Udc/2 (9)
上下级逆变器输出电压
UAB＝Udc；UA'B'＝0 (10)
级联逆变器输出电压Uo
Uo＝Udc (11)
同理可得，
CMV:Ucma＝Ucmb＝Udc/2 (12)
DMV:Udma＝Udc；Udmb＝0 (13)
模态Ⅲ：当ig>0且Vc2+<Vm<Vc1+时，开关管S3、S7、S8及S10导通，S1、S2、S4、S5及S6、S9关断。上级逆变器正向续流，下级逆变器正向充电。由图5可得，
UAN＝UBN≈Udc/2；UA'N'＝Udc；UB'N'＝0 (14)
上下级逆变器输出电压
UAB＝0；UA'B'＝Udc (15)
级联逆变器输出电压
Uo＝Udc (16)
CMV：Ucma＝Ucmb＝Udc/2 (17)
DMV:Udma＝0；Udmb＝Udc (18)
模态Ⅳ：当ig>0且Vm同时小于Vc1+、Vc2+时，开关管S3、S8导通，S1、S2、S4、S5及S6、S7、S9、S10关断。两级逆变器均正向续流。由图6可得，
UAN＝UBN≈Udc/2；UA'N'＝UB'N'≈Udc/2 (19)
上下级逆变器输出电压
UAB＝0；UA'B'＝0 (20)
级联逆变器输出电压
Uo＝0 (21)
CMV：Ucma＝Ucmb＝Udc/2 (22)
DMV:Udma＝0；Udmb＝0 (23)
模态Ⅴ：当ig<0且Vm同时大于Vc1-、Vc2-时，开关管S4、S5及S9、S10导通，S1、S2、S3及S6、S7、S8关断。两级逆变器均反向续流。由图7可得，
UAN＝UBN≈Udc/2；UA'N'＝UB'N'≈Udc/2 (24)
上下级逆变器输出电压
UAB＝0；UA'B'＝0 (25)
级联逆变器输出电压
Uo＝0 (26)
CMV:Ucma＝Ucmb＝Udc/2 (27)
DMV:Udma＝0；Udmb＝0 (28)
模态Ⅵ：当ig<0且Vc1-<Vm<Vc2-时，开关管S4、S5及S6、S9、S10导通，S1、S2、S3及S7、S8关断。上级逆变器反向续流，下级逆变器反向充电。由图8可得，
UAN＝UBN≈Udc/2；UA'N'＝0；UB'N'＝Udc (29)
上下级逆变器输出电压
UAB＝0；UA'B'＝-Udc (30)
级联逆变器输出电压
Uo＝-Udc (31)
CMV：Ucma＝Ucmb＝Udc/2 (32)
DMV：Udma＝0；Udmb＝-Udc (33)
模态Ⅶ：当ig<0且Vc2-<Vm<Vc1-时，开关管S1、S4、S5及S9、S10导通，S2、S3及S6、S7、S8关断。上级逆变器反向充电，下级逆变器反向续流。由图9可得，
UAN＝0；UBN＝Udc (34)
UA'N'＝UB'N'≈Udc/2 (35)
上下级逆变器输出电压
UAB＝-Udc；UA'B'＝0 (36)
级联逆变器输出电压
Uo＝-Udc (37)
CMV：Ucma＝Ucmb＝Udc/2 (38)
DMV：Udma＝-Udc；Udmb＝0 (39)
模态Ⅷ：当ig<0且Vm同时小于Vc1-、Vc2-时，开关管S1、S4、S5及S6、S9、S10导通，S2、S3及S7、S8关断。上下级逆变器均反向充电。由图10可得，
UAN＝0；UBN＝Udc (40)
UA'N'＝0；UB'N'＝Udc (41)
上下级逆变器输出电压
UAB＝-Udc；UA'B'＝-Udc (42)
级联逆变器输出电压
Uo＝-2Udc (43)
CMV：Ucma＝Ucmb＝Udc/2 (44)
DMV：Udma＝-Udc；Udmb＝-Udc (45)
对模态分析可知，CNDGCI为五电平输出，可减少并网电流谐波含量。CNDGCI工作在正半周期时，开关管S3、S8一直导通，S1、S4、S6及S9一直关断，S2、S5、S7及S10处于高频开关；CNDGCI工作在负半周期时，开关管S4、S5、S9、S10一直导通，S2、S3、S7及S8一直关断，S1、S6处于高频开关。值得注意的是，正半周期开关管S5、S10在续流阶段将光伏直流侧与交流侧断开，使桥臂中点电压维持在Udc/2；负半周期的续流阶段S5、S10导通，将桥臂中点电压钳位至Udc。另外，系统续流阶段无体二极管参与续流，反向恢复损耗小，可靠性较高。
综上所述，本发明提出的级联型非隔离双降压并网逆变器(CNDGCI拓扑结构)可得出以下结论：
1、CNDGCI两级逆变器均采用LCL滤波，La2、La3、Lb2及Lb3可防止发生桥臂直通，无需对同桥臂开关管设置死区时间。
2、正半周期开关管S5、S10在续流阶段将光伏直流侧与交流侧断开，使桥臂中点电压维持在Udc/2；负半周期的续流阶段S5、S10导通，将桥臂中点电压钳位至Udc。
3、系统续流阶段无体二极管参与续流，反向恢复损耗小，可靠性较高。为验证理论分析的正确性，搭建基于MATLAB/Simulink仿真平台对CNDGCI进行测试。系统仿真参数如表1所示：
表1仿真参数
图11为CNDGCI桥臂输出电压仿真波形，可以看出，新型级联逆变器呈五电平输出，分别为：240V、120V、0、-120V、-240V。图12为交流输出电压ug以及并网电流波形ig，电压电流保持同相位，ug＝220V/50Hz，ig＝5A/50Hz。
图13为CNDGCI在一个工频周期内上级逆变器桥臂电压UAN、UBN以及UAN+UBN的仿真波形。图14为图13中虚线框的放大图，由图13及其放大图可以看出，当ig>0，即系统工作于正半周期时，UAN在60V和120V之间高频变化，UBN在0和60V之间高频变化，UAN+UBN为恒值，约为120V。由(1)式可得Ucma＝(UAN+UBN)/2＝60V。当ig<0，即系统工作于负半周期时，由图13可知，UBN为恒值120V。
图15为CNDGCI在一个工频周期内上级逆变器桥臂电压UA`N`、UB`N`以及UA`N`+UB`N`的仿真波形。图16为图15中虚线框的放大图，由图15及其放大图可以看出，当ig>0，即系统工作于正半周期时，UA`N`在60V和120V之间高频变化，UB`N`在0和60V之间高频变化，UA`N`+UB`N`为恒值，约为120V。由(1)式可得Ucmb＝(UA`N`+UB`N`)/2＝60V。当ig<0，即系统工作于负半周期时，由图16可知，UB`N`为恒值120V。因此，两级逆变器的仿真结果与理论分析一致，CNDGCI正半周期工作时，共模电压Ucma、Ucmb均为恒值60V，负半周期桥臂电压UBN、UB`N`均为恒值120V。
图17为CNDGCI上级逆变器的寄生电容电压波形，由图可知，正半周期电压由-60V的直流电压分量-Udc/2与峰值为165V的工频交流电压分量3Ug/4构成，负半周期电压由-120V的直流电压分量-Udc与峰值为110V的工频交流电压分量Ug/2构成。下级逆变器的寄生电容电压如图18所示，从图中可以看出，下级逆变器正半周期电压由-60V直流电压分量Udc与峰值为55V的工频交流电压分量Ug/4构成，负半周期电压只含-120V的直流电压分量。上述实验波形与前文理论分析一致，寄生电容电压不含高频电压分量。
由图17及图18漏电流的波形图可以看出，系统上下级逆变器漏电流峰值分别为21mA和18mA，满足VDE-0126-1-1标准规定。
综上所述，本发明的每级逆变器均在直流输入，正端加入了一个附加开关管，可实现续流阶段光伏直流侧与交流电网之间的隔离，进而防止随开关状态的改变光伏直流侧、交流电网以及大地之间形成共模回路。本发明的S1～S10为功率开关管IGBT；D1～D8为独立的快恢复二极管，在续流阶段采用快恢复二极管续流，不经过性能较差的IGBT的体二极管，可降低反向恢复损耗，提高逆变器的可靠性，进而解决了现有双降压式并网逆变器共模漏电流较大的问题。

Claims (5)

1.一种级联型非隔离双降压并网逆变器，其特征在于：包括电源Ud和电源U’d，所述电源Ud的正极分别连接接地电容Cga1、电容C1的一端和功率开关管S5的集电极；所述功率开关管S5的发射极分别连接二极管D1的负极、功率开关管S3的集电极、二极管D3的负极和功率开关管S4的集电极；所述二极管D1的正极分别连接电感La3的一端和功率开关管S1的集电极；所述功率开关管S1的发射极分别连接所述电容C1的另一端、电源Ud的负极、接地电容Cga2和功率开关管S2的发射极；所述电感La3的另一端分别连接二极管D2的负极和电感La1的一端；所述二极管D2的正极与功率开关管S3的发射极相连接；所述电感La1的另一端连接电容Cfa的一端并作为接地输出端；所述二极管D3的正极分别连接功率开关管S2的集电极和电感La2的一端；所述电感La2的另一端分别连接二极管D4的负极、电感Lb1的一端、电容Cfa的另一端和电容Cfb的一端；所述二极管D4的正极与功率开关管S4的发射极相连接；
所述电源U’d的正极分别连接接地电容Cgb1、电容C2的一端和功率开关管S10的集电极；所述功率开关管S10的发射极分别连接二极管D5的负极、功率开关管S8的集电极、二极管D7的负极和功率开关管S9的集电极；所述二极管D5的正极分别连接电感Lb3的一端和功率开关管S6的集电极；所述功率开关管S6的发射极分别连接电源U’d的负极、接地电容Cgb2、电容C2的另一端和功率开关管S7的发射极；所述电感Lb3的另一端分别连接二极管D6的负极和电感Lb1的另一端；所述二极管D6的正极与所述功率开关管S8的发射极相连接；所述功率开关管S7的集电极分别连接二极管D7的正极和电感Lb2的一端；所述电感Lb2的另一端分别连接二极管D8的负极和电容Cfb的另一端并作为接地输出端；所述二极管D8的正极与功率开关管S9的发射极相连接。
2.根据权利要求1所述的级联型非隔离双降压并网逆变器，其特征在于：所述功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3、功率开关管S4、功率开关管S5、功率开关管S6、功率开关管S7、功率开关管S8、功率开关管S9和功率开关管S10均为双极型功率晶体管。
3.根据权利要求1所述的级联型非隔离双降压并网逆变器，其特征在于：所述电感La1、电感La2、电感La3、电感Lb1、电感Lb2和电感Lb3均为滤波电感。
4.根据权利要求1所述的级联型非隔离双降压并网逆变器，其特征在于：所述二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、二极管D7和二极管D8均为快恢复二极管。
5.根据权利要求1所述的级联型非隔离双降压并网逆变器，其特征在于：所述电源Ud和电源U’d均为光伏电源。
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