CN108696136A - 双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法 - Google Patents

双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法 Download PDF

Info

Publication number
CN108696136A
CN108696136A CN201810498925.1A CN201810498925A CN108696136A CN 108696136 A CN108696136 A CN 108696136A CN 201810498925 A CN201810498925 A CN 201810498925A CN 108696136 A CN108696136 A CN 108696136A
Authority
CN
China
Prior art keywords
particle
bridge
formula
value
phase shift
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201810498925.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108696136B (zh
Inventor
孙向东
王之轩
任碧莹
张琦
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shaanxi Voltan Electric Technology Co ltd
Original Assignee
Xian University of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Xian University of Technology filed Critical Xian University of Technology
Priority to CN201810498925.1A priority Critical patent/CN108696136B/zh
Publication of CN108696136A publication Critical patent/CN108696136A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108696136B publication Critical patent/CN108696136B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法。利用傅里叶级数分解表示双向双有源全桥变换器的传输功率、谐振电感电流有效值平方与三重移相占空比D0、D1、D2以及变换器开关频率fsw四个控制量之间的数学关系，建立由三重移相占空比D0、D1、D2与变换器开关频率fsw构成的四维粒子空间。通过基于粒子群的全局在线寻优算法，对谐振电感电流有效值平方进行优化，得到任意给定传输功率时双向双有源全桥变换器对应四维空间中的最优控制量，从而实现双向双有源全桥变换器能在全负载范围内保持最低的环流功率、电感电流峰值和有效值，达到高效率软开关运行的目的。

Description

双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法
技术领域
本发明属于特种开关电源技术领域，具体涉及双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法。
背景技术
双向双有源全桥变换器(Bidirectional Dual Active Bridge，BDAB)能灵活控制不同直流电压等级之间的能量双向传输，同时实现电压、电流、功率监控与调度等功能，同时由于其具有控制方式灵活、动态响应快、结构对称等特点，因此在电动汽车与电网互动、储能系统充放电、电力电子变压器等方面具有巨大的应用潜力。在传统的调制方式下，双向双有源全桥变换器只能在较窄的工作范围内实现软开关，当轻载或是负载变化范围较大时，很难满足软开关条件，因此，如何改进相应的调制技术，保证双向双有源全桥变换器总是工作于软开关方式，减少电能损失，成为目前研究的热点之一。
目前，应用于双向双有源全桥变换器的调制方法主要分为单移相(SPS)调制方式、双重移相(DPS)调制方式和三重移相(TPS)调制方式三类。其中，SPS调制方式在重载时变换器易实现零电压开关(ZVS)，但其最优电压传输比为1，所以不适合端口电压变化的情况，同时存在回流功率过大问题。DPS调制方式解决了SPS调制方式下回流功率过大问题，但是电感电流与无功功率依然较高，导致无法进一步提高系统效率。TPS调制方式拥有三个控制自由度，保留了DPS调制方式优点的同时，可以降低电感电流峰值与有效值，减小无功功率，但在重载时DPS调制方式与TPS调制方式退化成SPS调制方式，使得电感电流不是最优的，从而影响系统整体效率。同时，目前TPS调制方式需要预先求取双向双有源全桥变换器系统参数，建立目标函数，并通过求解微分方程事先确定变换器的全局最优调制曲线。由于不能在线进行寻优，所以实用性会受到限制。
发明内容
为解决上述问题，本发明提出双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法，来实现双向双有源全桥变换器在全负载范围内电感电流一直最优，且始终运行在软开关方式。
为实现上述目的本发明采用以下技术方案：
双向双有源全桥变换器，包括控制主电路，用于控制不同直流电压等级之间的能量双向传输，第一直流电压V1的两端与滤波电容C1并联连接，第一桥路由功率开关管Q1和Q2组成，第二桥路由功率开关管Q3和Q4组成，功率开关管Q1的集电极和功率开关管Q3的集电极连接在一起，并与第一直流电压V1的正极相连，功率开关管Q2的发射极和功率开关管Q4的发射极连接在一起，并与第一直流电压V1的负极相连，功率开关管Q1的发射极与功率开关管Q2的集电极相连，作为第一桥路的输出端A1，功率开关管Q3的发射极与功率开关管Q4的集电极相连，作为第二桥路的输出端B1，A1端与电感Lr的一端相连，Lr的另一端与变压器T1原边的同名端相连。B1端与变压器T1原边的异名端相连，第三桥路由功率开关管Q5和Q6组成，第四桥路由功率开关管Q7和Q8组成，第二直流电压V2的两端与滤波电容C2并联连接，功率开关管Q5的集电极和功率开关管Q7的集电极连接在一起，并与第二直流电压V2的正极相连，功率开关管Q6的发射极和功率开关管Q8的发射极连接在一起，并与第二直流电压V2的负极相连，功率开关管Q5的发射极与功率开关管Q6的集电极相连，作为第三桥路的输出端A2，功率开关管Q7的发射极与功率开关管Q8的集电极相连，作为第四桥路的输出端B2，A2端与变压器T1副边的同名端相连，B2端与变压器T1副边的异名端相连。
定义所有功率开关管Q1～Q8的驱动脉冲信号的占空比为50％，其中，第一桥路的Q1与Q2的驱动脉冲信号互补，第二桥路的Q3与Q4的驱动脉冲信号互补，第三桥路的Q5与Q6的驱动脉冲信号互补，第四桥路的Q7与Q8的驱动脉冲信号互补，第二桥路的Q4与Q3的驱动脉冲信号分别滞后于第一桥路的Q1与Q2的驱动脉冲信号D1*180°，其中定义D1为第一桥路与第二桥路之间的移相占空比，第四桥路的Q8与Q7的驱动脉冲信号分别滞后于第三桥路的Q5与Q6的驱动脉冲信号D2*180°，其中定义D2为第三桥路与第四桥路之间的移相占空比，第三桥路的Q5与Q6的驱动脉冲信号分别滞后于第一桥路的Q1与Q2的驱动脉冲信号D0*180°，其中定义D0为第一桥路与第三桥路之间的移相占空比，当以第一桥路为参考，则第二桥路滞后第一桥路1-D1个开关周期，第三桥路滞后第一桥路D0个开关周期，第四桥路滞后第三桥路1-D2个开关周期；
双向双有源全桥变换器的传输功率Pt表达式如式(1)所示，它是移相占空比D0、D1、D2和开关频率fsw的函数；
式中，V1为第一直流电压，V2为第二直流电压，L为变压器串联电感Lr的电感值，n为变压器T1副边与原边的匝比，fsw等于1/2T，T为半个开关周期，F01(D)＝-0.0645sin(πD)-0.0024sin(3πD)是变量D的函数，式(1)中F01(D)的D分别等于D0、D0-D1、D0+D2、D0+D2-D1；
流过电感Lr的电流有效值Irms的平方表达式如式(2)所示，它是移相占空比D0、D1、D2和开关频率fsw的函数；
式中，F02(D)＝0.02053cos(πD)+0.0002535cos(3πD)变量D的函数，式(2)中F02(D)的D分别等于0、0、D1、D0、D0+D2、D0-D1、D2、D1-D0-D2；
设Pset为双向双有源全桥变换器的给定传输功率，当Pset>0时，表示能量从第一直流电压V1流向第二直流电压V2；当Pset<0时，表示能量从第二直流电压V2流向第一直流电压V1；
由式(1)和式(2)可知，双向双有源全桥变换器的传输功率Pt和流过电感Lr的电流有效值Irms的平方都是移相占空比D0、D1、D2和开关频率fsw的函数，在保证实现给定传输功率Pset的前提下，为了获得最低的电感电流有效值和环流功率以及实现软开关运行，于是构造广义目标函数即适应度函数如式(3)所示；
式中，移相占空比D0的取值范围为-1～1，移相占空比D1的取值范围为0～1，移相占空比D2的取值范围为0～1，开关频率fsw的取值范围为20kHz～300kHz，实时检测第一直流电压V1与第二直流电压V2；电感Lr的电感值为L，它是恒定值，式(3)以最小值为目标，对D0、D1、D2、fsw采用粒子群优化算法进行优化组合后，可以使约束条件Pt-Pset＝0得到满足的同时，使式(2)表示的电感电流有效值具有最小值；
定义种群粒子属于四维空间，其四个维度分别表示三重移相占空比D0、D1、D2与变换器开关频率fsw的取值，粒子位置的允许域由D0、D1、D2和fsw的取值范围确定，设有N个最大迭代次数为J的粒子构成该种群，并在四维空间中搜索最优解，粒子在空间中的位置和速度都可以用一个四维向量来表示，定义变量如下：
粒子位置向量表示D0、D1、D2、fsw的取值，粒子速度向量表示D0、D1、D2、fsw值的变化快慢；个体最优位置向量表示第i个粒子最优的D0、D1、D2、fsw取值，上述向量中下标“i”表示第i个粒子，“j”表示该粒子的第j代，群体最优位置向量表示全局D0、D1、D2、fsw的最优取值；w(j)为粒子的惯性权重；b1、b2为粒子的学习因子；为服从均匀分布的随机向量，其每个维度的取值范围为0～1；
粒子群算法广义目标函数即适应度函数如式(3)所示，粒子群算法迭代算式如式(4)和式(5)所示；
双向双有源全桥变换器变频三重移相调制在线寻优方法，包括如下步骤：
采用粒子群优化算法对三重移相占空比D0、D1、D2与变换器开关频率fsw四个控制量寻优的具体实施步骤如下：
步骤1：初始化：初始时刻，粒子群算法还未运行，对控制器进行初始化；根据经验设置学习因子b1、b2，其范围属于0～2，惯性权重初值w(0)，其范围通常限定在0.3～1，粒子数量N，取200，粒子最大代数J，取800，在粒子位置允许域内均匀设置每个粒子的初始位置，并将其设置为该粒子的个体最优位置；利用式(3)对每个粒子的适应度求解，并将适应度最优的粒子位置设置为群体最优位置，随机设置粒子群内每一个粒子的初始速度，使其在0～0.2之间，进入步骤2；
步骤2：参数更新：根据控制器的输入参数与状态反馈量，更新第一直流电压值V1、第二直流电压值V2和变换器传输功率给定Pset，同时，当惯性权重大于权重最低值0.3时，根据w(j+1)＝w(j)-ε计算新的惯性权重，其中，ε为很小的正数，取值范围为0.0001～0.001之间；当惯性权重小于或等于权重最低值0.3时，保持该值不变，进入步骤3；
步骤3：粒子适应度求解：根据公式(3)对粒子群内每一个粒子的适应度进行求解，进入步骤4；
步骤4：个体与群体最优位置更新：比较每一个粒子所处位置的适应度与其最优位置的适应度，若该粒子当前位置的适应度优于其个体最优位置的适应度，则按式(6)重新设置该粒子的个体最优位置，反之，保持该粒子的当前位置为个体最优位置；比较每一个粒子所处位置的适应度与粒子群群体最优位置的适应度，若该粒子当前位置的适应度优于粒子群群体最优位置的适应度，则按式(7)重新设置粒子群群体最优位置，反之，保持该粒子的当前位置为群体最优位置；进入步骤5；
步骤5：粒子群粒子位置与速度更新：根据式(4)对粒子群内每个粒子的位置进行更新；位置更新后，判断该粒子位置是否在其允许域中，若超出允许域，则将该粒子位置限制在允许域的边界；当某个粒子的位置长时间未改变时，则按式(8)给其适当的位置扰动，避免粒子停滞，提高算法的搜索性能，式(8)中为服从均匀分布的随机向量，其每个维度的取值范围为0～1；然后根据公式(5)对粒子群内每一个粒子的速度进行更新，进入步骤6；
步骤6：控制量输出：将粒子群群体最优位置的坐标作为三重移相占空比D0、D1、D2和变换器开关频率fsw输出；进入步骤7；
步骤7：判断终止条件：若粒子代数j小于粒子群粒子的最大代数J，则返回步骤2，否则结束此次寻优过程。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：本发明相比于原有方法加入了开关频率fsw控制维度，并利用傅里叶级数分解表示双向双有源全桥变换器的传输功率、谐振电感电流有效值平方与三重移相占空比D0、D1、D2以及变换器开关频率fsw四个控制量之间的数学关系，使微处理器能够在线快速计算上述公式，根据变换器的工作状态，利用粒子群算法进行在线求解系统最优控制量，实现变换器全负载范围内保持最低环流功率、电感电流峰值和有效值的同时，能始终保持高效率软开关运行。
附图说明
图1是本发明对应的双向双有源全桥变换器控制主电路图；
图2是本发明采用粒子群在线寻优算法实现变频三重移相调制的实施软件流程图。
符号定义如下：
V1为第一直流电压；V2为第二直流电压；n为变压器T1副边与原边的匝比；L为变压器串联电感Lr的电感值；fsw为开关频率；D0、D1、D2分别为BDAB变换器的三重移相占空比；Pt为BDAB变换器的传输功率；Pset为BDAB变换器的给定传输功率；Irms为流过电感Lr的电流有效值；N为粒子群粒子个数；J为粒子最大迭代次数；为粒子位置向量；为粒子速度向量；为个体最优位置向量；为群体最优位置向量，上述向量中下标“i”表示第i个粒子，“j”表示该粒子的第j代；w(j)为粒子的惯性权重；b1、b2为粒子的学习因子；为服从均匀分布的随机向量。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细阐述。
图1是本发明对应的双向双有源全桥变换器的控制主电路图。该变换器用于控制不同直流电压等级之间的能量双向传输。第一直流电压V1的两端与滤波电容C1并联连接。第一桥路由功率开关管Q1和Q2组成，第二桥路由功率开关管Q3和Q4组成。功率开关管Q1的集电极和功率开关管Q3的集电极连接在一起，并与第一直流电压V1的正极相连。功率开关管Q2的发射极和功率开关管Q4的发射极连接在一起，并与第一直流电压V1的负极相连。功率开关管Q1的发射极与功率开关管Q2的集电极相连，作为第一桥路的输出端A1。功率开关管Q3的发射极与功率开关管Q4的集电极相连，作为第二桥路的输出端B1。A1端与电感Lr的一端相连，Lr的另一端与变压器T1原边的同名端相连。B1端与变压器T1原边的异名端相连。第三桥路由功率开关管Q5和Q6组成，第四桥路由功率开关管Q7和Q8组成。第二直流电压V2的两端与滤波电容C2并联连接。功率开关管Q5的集电极和功率开关管Q7的集电极连接在一起，并与第二直流电压V2的正极相连。功率开关管Q6的发射极和功率开关管Q8的发射极连接在一起，并与第二直流电压V2的负极相连。功率开关管Q5的发射极与功率开关管Q6的集电极相连，作为第三桥路的输出端A2。功率开关管Q7的发射极与功率开关管Q8的集电极相连，作为第四桥路的输出端B2。A2端与变压器T1副边的同名端相连。B2端与变压器T1副边的异名端相连。
定义所有功率开关管Q1～Q8的驱动脉冲信号的占空比为50％，其中，第一桥路的Q1与Q2的驱动脉冲信号互补，第二桥路的Q3与Q4的驱动脉冲信号互补，第三桥路的Q5与Q6的驱动脉冲信号互补，第四桥路的Q7与Q8的驱动脉冲信号互补。第二桥路的Q4与Q3的驱动脉冲信号分别滞后于第一桥路的Q1与Q2的驱动脉冲信号D1*180°，其中定义D1为第一桥路与第二桥路之间的移相占空比。第四桥路的Q8与Q7的驱动脉冲信号分别滞后于第三桥路的Q5与Q6的驱动脉冲信号D2*180°，其中定义D2为第三桥路与第四桥路之间的移相占空比。第三桥路的Q5与Q6的驱动脉冲信号分别滞后于第一桥路的Q1与Q2的驱动脉冲信号D0*180°，其中定义D0为第一桥路与第三桥路之间的移相占空比。也就是说，当以第一桥路为参考，则第二桥路滞后第一桥路1-D1个开关周期，第三桥路滞后第一桥路D0个开关周期，第四桥路滞后第三桥路1-D2个开关周期。
双向双有源全桥变换器的传输功率Pt表达式如式(1)所示，它是移相占空比D0、D1、D2和开关频率fsw的函数。
式中，V1为第一直流电压，V2为第二直流电压，L为变压器串联电感Lr的电感值，n为变压器T1副边与原边的匝比，fsw等于1/2T，T为半个开关周期。F01(D)＝-0.0645sin(πD)-0.0024sin(3πD)是变量D的函数，式(1)中F01(D)的D分别等于D0、D0-D1、D0+D2、D0+D2-D1。
流过电感Lr的电流有效值Irms的平方表达式如式(2)所示，它是移相占空比D0、D1、D2和开关频率fsw的函数。
式中，F02(D)＝0.02053cos(πD)+0.0002535cos(3πD)变量D的函数，式(2)中F02(D)的D分别等于0、0、D1、D0、D0+D2、D0-D1、D2、D1-D0-D2。
设Pset为双向双有源全桥变换器的给定传输功率，当Pset>0时，表示能量从第一直流电压V1流向第二直流电压V2；当Pset<0时，表示能量从第二直流电压V2流向第一直流电压V1。
由式(1)和式(2)可知，双向双有源全桥变换器的传输功率Pt和流过电感Lr的电流有效值Irms的平方都是移相占空比D0、D1、D2和开关频率fsw的函数，在保证实现给定传输功率Pset的前提下，为了获得最低的电感电流有效值和环流功率以及实现软开关运行，于是构造广义目标函数即适应度函数如式(3)所示。
式中，移相占空比D0的取值范围为-1～1，移相占空比D1的取值范围为0～1，移相占空比D2的取值范围为0～1，开关频率fsw的取值范围为20kHz～300kHz。实时检测第一直流电压V1与第二直流电压V2；电感Lr的电感值为L，它是恒定值。式(3)以最小值为目标，对D0、D1、D2、fsw采用粒子群优化算法进行优化组合后，可以使约束条件Pt-Pset＝0得到满足的同时，使式(2)表示的电感电流有效值具有最小值。
定义种群粒子属于四维空间，其四个维度分别表示三重移相占空比D0、D1、D2与变换器开关频率fsw的取值。粒子位置的允许域由D0、D1、D2和fsw的取值范围确定。设有N个最大迭代次数为J的粒子构成该种群，并在四维空间中搜索最优解，粒子在空间中的位置和速度都可以用一个四维向量来表示，定义变量如下：
粒子位置向量表示D0、D1、D2、fsw的取值，粒子速度向量表示D0、D1、D2、fsw值的变化快慢；个体最优位置向量表示第i个粒子最优的D0、D1、D2、fsw取值。上述向量中下标“i”表示第i个粒子，“j”表示该粒子的第j代。群体最优位置向量表示全局D0、D1、D2、fsw的最优取值；w(j)为粒子的惯性权重；b1、b2为粒子的学习因子；为服从均匀分布的随机向量，其每个维度的取值范围为0～1；
粒子群算法广义目标函数即适应度函数如式(3)所示。粒子群算法迭代算式如式(4)和式(5)所示。
图2是本发明采用粒子群在线寻优算法实现变频三重移相调制的实施软件流程图，即采用粒子群优化算法对三重移相占空比D0、D1、D2与变换器开关频率fsw四个控制量寻优的软件流程图。具体实施步骤如下：
步骤1：初始化：初始时刻，粒子群算法还未运行，因此需要对控制器进行初始化；根据经验设置学习因子b1、b2(其范围通常属于0～2，本发明取b1＝0.86，b2＝0.84)、惯性权重初值w(0)(其范围通常限定在0.3～1，本发明取0.95)、粒子数量N(本发明取200)、粒子最大代数J(本发明取800)。在粒子位置允许域内均匀设置每个粒子的初始位置，并将其设置为该粒子的个体最优位置。利用式(3)对每个粒子的适应度求解，并将适应度最优的粒子位置设置为群体最优位置。随机设置粒子群内每一个粒子的初始速度，使其在0～0.2之间。进入步骤2；
步骤2：参数更新：根据控制器的输入参数与状态反馈量，更新第一直流电压值V1、第二直流电压值V2和变换器传输功率给定Pset。同时，当惯性权重大于权重最低值0.3时，根据w(j+1)＝w(j)-ε计算新的惯性权重，其中，ε为很小的正数，取值范围一般为0.0001～0.001之间，本发明取0.0005；当惯性权重小于或等于权重最低值0.3时，保持该值不变。进入步骤3；
步骤3：粒子适应度求解：根据公式(3)对粒子群内每一个粒子的适应度进行求解，进入步骤4；
步骤4：个体与群体最优位置更新：比较每一个粒子所处位置的适应度与其最优位置的适应度，若该粒子当前位置的适应度优于其个体最优位置的适应度，则按式(6)重新设置该粒子的个体最优位置，反之，保持该粒子的当前位置为个体最优位置；比较每一个粒子所处位置的适应度与粒子群群体最优位置的适应度，若该粒子当前位置的适应度优于粒子群群体最优位置的适应度，则按式(7)重新设置粒子群群体最优位置，反之，保持该粒子的当前位置为群体最优位置；进入步骤5；
步骤5：粒子群粒子位置与速度更新：根据式(4)对粒子群内每个粒子的位置进行更新；位置更新后，判断该粒子位置是否在其允许域中，若超出允许域，则将该粒子位置限制在允许域的边界；当某个粒子的位置长时间未改变时，则按式(8)给其适当的位置扰动，避免粒子停滞，有利于提高算法的搜索性能，式(8)中为服从均匀分布的随机向量，其每个维度的取值范围为0～1；然后根据公式(5)对粒子群内每一个粒子的速度进行更新，进入步骤6；
步骤6：控制量输出：将粒子群群体最优位置的坐标作为三重移相占空比D0、D1、D2和变换器开关频率fsw输出；进入步骤7；
步骤7：判断终止条件：若粒子代数j小于粒子群粒子的最大代数J，则返回步骤2，否则结束此次寻优过程。
以上所述为本发明较佳实施例，对于本领域的普通技术人员而言，根据本发明的教导，在不脱离本发明的原理与精神的情况下，对实施方式所进行的改变、修改、替换和变型仍落入本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.双向双有源全桥变换器，其特征在于，包括控制主电路，用于控制不同直流电压等级之间的能量双向传输，第一直流电压V1的两端与滤波电容C1并联连接，第一桥路由功率开关管Q1和Q2组成，第二桥路由功率开关管Q3和Q4组成，功率开关管Q1的集电极和功率开关管Q3的集电极连接在一起，并与第一直流电压V1的正极相连，功率开关管Q2的发射极和功率开关管Q4的发射极连接在一起，并与第一直流电压V1的负极相连，功率开关管Q1的发射极与功率开关管Q2的集电极相连，作为第一桥路的输出端A1，功率开关管Q3的发射极与功率开关管Q4的集电极相连，作为第二桥路的输出端B1，A1端与电感Lr的一端相连，Lr的另一端与变压器T1原边的同名端相连。B1端与变压器T1原边的异名端相连，第三桥路由功率开关管Q5和Q6组成，第四桥路由功率开关管Q7和Q8组成，第二直流电压V2的两端与滤波电容C2并联连接，功率开关管Q5的集电极和功率开关管Q7的集电极连接在一起，并与第二直流电压V2的正极相连，功率开关管Q6的发射极和功率开关管Q8的发射极连接在一起，并与第二直流电压V2的负极相连，功率开关管Q5的发射极与功率开关管Q6的集电极相连，作为第三桥路的输出端A2，功率开关管Q7的发射极与功率开关管Q8的集电极相连，作为第四桥路的输出端B2，A2端与变压器T1副边的同名端相连，B2端与变压器T1副边的异名端相连。
2.如权利要求1所述的双向双有源全桥变换器，其特征在于，定义所有功率开关管Q1～Q8的驱动脉冲信号的占空比为50％，其中，第一桥路的Q1与Q2的驱动脉冲信号互补，第二桥路的Q3与Q4的驱动脉冲信号互补，第三桥路的Q5与Q6的驱动脉冲信号互补，第四桥路的Q7与Q8的驱动脉冲信号互补，第二桥路的Q4与Q3的驱动脉冲信号分别滞后于第一桥路的Q1与Q2的驱动脉冲信号D1*180°，其中定义D1为第一桥路与第二桥路之间的移相占空比，第四桥路的Q8与Q7的驱动脉冲信号分别滞后于第三桥路的Q5与Q6的驱动脉冲信号D2*180°，其中定义D2为第三桥路与第四桥路之间的移相占空比，第三桥路的Q5与Q6的驱动脉冲信号分别滞后于第一桥路的Q1与Q2的驱动脉冲信号D0*180°，其中定义D0为第一桥路与第三桥路之间的移相占空比，当以第一桥路为参考，则第二桥路滞后第一桥路1-D1个开关周期，第三桥路滞后第一桥路D0个开关周期，第四桥路滞后第三桥路1-D2个开关周期；
双向双有源全桥变换器的传输功率Pt表达式如式(1)所示，它是移相占空比D0、D1、D2和开关频率fsw的函数；
式中，V1为第一直流电压，V2为第二直流电压，L为变压器串联电感Lr的电感值，n为变压器T1副边与原边的匝比，fsw等于1/2T，T为半个开关周期，F01(D)＝-0.0645sin(πD)-0.0024sin(3πD)是变量D的函数，式(1)中F01(D)的D分别等于D0、D0-D1、D0+D2、D0+D2-D1；
流过电感Lr的电流有效值Irms的平方表达式如式(2)所示，它是移相占空比D0、D1、D2和开关频率fsw的函数；
式中，F02(D)＝0.02053cos(πD)+0.0002535cos(3πD)变量D的函数，式(2)中F02(D)的D分别等于0、0、D1、D0、D0+D2、D0-D1、D2、D1-D0-D2；
设Pset为双向双有源全桥变换器的给定传输功率，当Pset>0时，表示能量从第一直流电压V1流向第二直流电压V2；当Pset<0时，表示能量从第二直流电压V2流向第一直流电压V1；
由式(1)和式(2)可知，双向双有源全桥变换器的传输功率Pt和流过电感Lr的电流有效值Irms的平方都是移相占空比D0、D1、D2和开关频率fsw的函数，在保证实现给定传输功率Pset的前提下，为了获得最低的电感电流有效值和环流功率以及实现软开关运行，于是构造广义目标函数即适应度函数如式(3)所示；
式中，移相占空比D0的取值范围为-1～1，移相占空比D1的取值范围为0～1，移相占空比D2的取值范围为0～1，开关频率fsw的取值范围为20kHz～300kHz，实时检测第一直流电压V1与第二直流电压V2；电感Lr的电感值为L，它是恒定值，式(3)以最小值为目标，对D0、D1、D2、fsw采用粒子群优化算法进行优化组合后，可以使约束条件Pt-Pset＝0得到满足的同时，使式(2)表示的电感电流有效值具有最小值；
定义种群粒子属于四维空间，其四个维度分别表示三重移相占空比D0、D1、D2与变换器开关频率fsw的取值，粒子位置的允许域由D0、D1、D2和fsw的取值范围确定，设有N个最大迭代次数为J的粒子构成该种群，并在四维空间中搜索最优解，粒子在空间中的位置和速度都可以用一个四维向量来表示，定义变量如下：
粒子位置向量表示D0、D1、D2、fsw的取值，粒子速度向量表示D0、D1、D2、fsw值的变化快慢；个体最优位置向量表示第i个粒子最优的D0、D1、D2、fsw取值，上述向量中下标“i”表示第i个粒子，“j”表示该粒子的第j代，群体最优位置向量表示全局D0、D1、D2、fsw的最优取值；w(j)为粒子的惯性权重；b1、b2为粒子的学习因子；为服从均匀分布的随机向量，其每个维度的取值范围为0～1；
粒子群算法广义目标函数即适应度函数如式(3)所示，粒子群算法迭代算式如式(4)和式(5)所示；
3.如权利要求2所述的双向双有源全桥变换器变频三重移相调制在线寻优方法，其特征在于，包括如下步骤：
采用粒子群优化算法对三重移相占空比D0、D1、D2与变换器开关频率fsw四个控制量寻优的具体实施步骤如下：
步骤1：初始化：初始时刻，粒子群算法还未运行，对控制器进行初始化；根据经验设置学习因子b1、b2，其范围属于0～2，惯性权重初值w(0)，其范围通常限定在0.3～1，粒子数量N，取200，粒子最大代数J，取800，在粒子位置允许域内均匀设置每个粒子的初始位置，并将其设置为该粒子的个体最优位置；利用式(3)对每个粒子的适应度求解，并将适应度最优的粒子位置设置为群体最优位置，随机设置粒子群内每一个粒子的初始速度，使其在0～0.2之间，进入步骤2；
步骤2：参数更新：根据控制器的输入参数与状态反馈量，更新第一直流电压值V1、第二直流电压值V2和变换器传输功率给定Pset，同时，当惯性权重大于权重最低值0.3时，根据w(j+1)＝w(j)-ε计算新的惯性权重，其中，ε为很小的正数，取值范围为0.0001～0.001之间；当惯性权重小于或等于权重最低值0.3时，保持该值不变，进入步骤3；
步骤3：粒子适应度求解：根据公式(3)对粒子群内每一个粒子的适应度进行求解，进入步骤4；
步骤4：个体与群体最优位置更新：比较每一个粒子所处位置的适应度与其最优位置的适应度，若该粒子当前位置的适应度优于其个体最优位置的适应度，则按式(6)重新设置该粒子的个体最优位置，反之，保持该粒子的当前位置为个体最优位置；比较每一个粒子所处位置的适应度与粒子群群体最优位置的适应度，若该粒子当前位置的适应度优于粒子群群体最优位置的适应度，则按式(7)重新设置粒子群群体最优位置，反之，保持该粒子的当前位置为群体最优位置；进入步骤5；
步骤5：粒子群粒子位置与速度更新：根据式(4)对粒子群内每个粒子的位置进行更新；位置更新后，判断该粒子位置是否在其允许域中，若超出允许域，则将该粒子位置限制在允许域的边界；当某个粒子的位置长时间未改变时，则按式(8)给其适当的位置扰动，避免粒子停滞，提高算法的搜索性能，式(8)中为服从均匀分布的随机向量，其每个维度的取值范围为0～1；然后根据公式(5)对粒子群内每一个粒子的速度进行更新，进入步骤6；
步骤6：控制量输出：将粒子群群体最优位置的坐标作为三重移相占空比D0、D1、D2和变换器开关频率fsw输出；进入步骤7；
步骤7：判断终止条件：若粒子代数j小于粒子群粒子的最大代数J，则返回步骤2，否则结束此次寻优过程。
CN201810498925.1A 2018-05-23 2018-05-23 双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法 Active CN108696136B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810498925.1A CN108696136B (zh) 2018-05-23 2018-05-23 双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810498925.1A CN108696136B (zh) 2018-05-23 2018-05-23 双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108696136A true CN108696136A (zh) 2018-10-23
CN108696136B CN108696136B (zh) 2020-05-22

Family

ID=63847159

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201810498925.1A Active CN108696136B (zh) 2018-05-23 2018-05-23 双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN108696136B (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109861540A (zh) * 2018-12-25 2019-06-07 西交利物浦大学 基于粒子群算法的双主动全桥直流变换器的效率优化方法
CN112117906A (zh) * 2019-06-21 2020-12-22 天津工业大学 一种三重移相控制下双主动全桥变换器优化方法
CN112836894A (zh) * 2021-02-26 2021-05-25 云南电网有限责任公司保山供电局 一种变换器优化方法、系统、计算机设备及存储介质
CN114050722A (zh) * 2021-10-28 2022-02-15 西安理工大学 基于dab的直接功率模型预测与pi复合控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106685232A (zh) * 2017-01-16 2017-05-17 上海交通大学 双有源全桥变流器全功率范围内的高效率的调制方法
CN106787761A (zh) * 2016-12-30 2017-05-31 西安交通大学 一种基于三重移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制方法
CN107241021A (zh) * 2017-08-03 2017-10-10 上海交通大学 一种三重移相控制下dab变换器全局优化闭环控制方法
CN107911028A (zh) * 2017-12-22 2018-04-13 四川大学 一种加装缓冲器的dc‑dc变换器及减小回流功率的方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106787761A (zh) * 2016-12-30 2017-05-31 西安交通大学 一种基于三重移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制方法
CN106685232A (zh) * 2017-01-16 2017-05-17 上海交通大学 双有源全桥变流器全功率范围内的高效率的调制方法
CN107241021A (zh) * 2017-08-03 2017-10-10 上海交通大学 一种三重移相控制下dab变换器全局优化闭环控制方法
CN107911028A (zh) * 2017-12-22 2018-04-13 四川大学 一种加装缓冲器的dc‑dc变换器及减小回流功率的方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HAOCHEN SHI等: "Reactive Power Minimization in Bidirectional DC–DC Converters Using a Unified-Phasor-Based Particle Swarm Optimization", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109861540A (zh) * 2018-12-25 2019-06-07 西交利物浦大学 基于粒子群算法的双主动全桥直流变换器的效率优化方法
CN112117906A (zh) * 2019-06-21 2020-12-22 天津工业大学 一种三重移相控制下双主动全桥变换器优化方法
CN112117906B (zh) * 2019-06-21 2024-01-30 天津工业大学 一种三重移相控制下双主动全桥变换器优化方法
CN112836894A (zh) * 2021-02-26 2021-05-25 云南电网有限责任公司保山供电局 一种变换器优化方法、系统、计算机设备及存储介质
CN112836894B (zh) * 2021-02-26 2023-12-08 云南电网有限责任公司保山供电局 一种变换器优化方法、系统、计算机设备及存储介质
CN114050722A (zh) * 2021-10-28 2022-02-15 西安理工大学 基于dab的直接功率模型预测与pi复合控制方法
CN114050722B (zh) * 2021-10-28 2024-03-15 上海韶脑传感技术有限公司 基于dab的直接功率模型预测与pi复合控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN108696136B (zh) 2020-05-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108696136A (zh) 双向双有源全桥变换器及其变频三重移相调制在线寻优方法
CN108134401B (zh) 交直流混合系统多目标潮流优化及控制方法
CN104682405A (zh) 一种基于禁忌粒子群算法的配电网无功优化方法
CN110504691A (zh) 一种计及vsc控制方式的交直流配电网最优潮流计算方法
CN107276448B (zh) 一种基于移相空间矢量调制方法的h桥级联多电平逆变器
CN105577008A (zh) 三相整流型电力电子变压器及其直流电压协调控制方法
CN108173353B (zh) 基于f-f/t变拓扑网络的恒压-恒流型ecpt系统及参数设计方法
CN106712552B (zh) 一种航空多电发动机vienna整流器控制方法
CN107634541A (zh) 基于ipos直流升压的光伏汇集接入系统协调控制方法
CN105094202A (zh) 基于nsga-ⅱ参数寻优的ecpt系统输出稳压控制方法
CN110350600A (zh) 一种促进分布式电源消纳的柔性多状态开关调控方法
CN110489806A (zh) 包含多电压源型变流器电网的电磁暂态建模和计算方法
CN102082523B (zh) 混合控制级联多电平逆变器的控制方法和多电平逆变器
CN108566087A (zh) 一种Boost型DC-DC变换器的自适应控制方法
CN109617079B (zh) 一种直流配电系统潮流解的存在性与稳定性分析方法
CN110429835A (zh) 一种基于lcl滤波的rbfnn分段在线优化无源控制系统及方法
CN107346885B (zh) 一种dc/dc双向换流器稳定直流母线电压最优控制方法
Li et al. An Improved Distributed Secondary Control to Attain Concomitant Accurate Current Sharing and Voltage Restoration in DC Microgrids
CN112865524A (zh) 一种模块化多电平dc/dc变换器的模型预测控制方法
CN104298108A (zh) 一种基于模糊控制规则改善一次调频性能的控制方法
CN107544610A (zh) 一种基于mpp电压规律与梯度寻优的光伏mppt控制方法
El Fadili et al. Reference voltage optimizer for maximum power tracking in single-phase grid-connected photovoltaic systems
CN108768182B (zh) 适用于高功率密度场合的多电平矩阵变换器及其箝位电容电压控制方法
CN110798089A (zh) 一种基于改进型智能pi控制的逆变器中点电位平衡方法
CN114710055B (zh) 基于有限集单矢量的两并联功率变流器模型预测控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20240314

Address after: Room 5202, 2nd Floor, Building 5, China Electronics Technology Xi'an Industrial Park, No. 456 Aerospace South Road, National Civil Aerospace Industry Base, Xi'an City, Shaanxi Province, 710000

Patentee after: Shaanxi Voltan Electric Technology Co.,Ltd.

Country or region after: China

Address before: 710048 No. 5 Jinhua South Road, Shaanxi, Xi'an

Patentee before: XI'AN University OF TECHNOLOGY

Country or region before: China