CN108667532B - 一种猝发式水声通信方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供的是一种猝发式水声通信方法。将二进制待传输信息进行分割，根据发射换能器最佳发射频率范围计算频率差的最小量化间隔，将分割后的二进制信息分别用于计算基准低频段信号与时延及频率差负载信号间的频率差与时间差，将时延差与频率差调制在基准低频段信号与时延及频率差负载信号间，完成基于时频联合的猝发式水声通信调制。在接收端同步完成后，利用基准低频段信号本地参考信号对每个码片再次进行同步，并完成信号截取，对截取的每个码片中所携带的时延差及频率差进行估计，并基于调制时的最小量化间隔，对差值进行解调，得到调制信息。本发明简单易行，可靠性高，又能根据帧信号特殊结构抵抗水下多途及干扰。

Description

一种猝发式水声通信方法
技术领域
本发明涉及的是一种水声通信方法，具体地说是一种猝发式水声通信方法。
背景技术
近二十年来，随着计算机技术等各个领域的发展和进步，水声通信技术的发展也得到了技术上支持，研究方法和硬件设备等方面都有了根本性的提升，因此水声通信技术得到了快速的发展。
受水下多途、环境噪声、边界损耗、扩展损失等特性的影响，海洋科研领域内对稳健可靠水声通信算法的需求逐渐显露了出来。在现有的众多水声通信方法中，扩频通信系列算法具有较强的稳健性，但其通信速率低于正交频分复用(OFDM)水声通信算法，且扩频通信系列算法的稳定性建立在将1bit信息调制在单个码片或一段码片序列上，因此造成了通信速率较低的情况。
公开号为CN106375023A的专利文件中，公开了一种基于多进制chirp-rate键控调制的声波通信方法及系统，该方法将待传输二进制信息进行多进制调制，采用chirp-rate键控的形式对信号进行调制，在接收端采用匹配滤波器最大值判决比较进行解调，该方法提高了频带的利用率，增加了对信息的负载能力。公开号为CN104901776A的专利文件中中公开了一种基于参量阵的差分Pattern时延差编码水声通信方法，该方法待传输信息调制在了信号间的时延差上。但是目前尚无一种通信算法同时在一个码片内携带时延差信息与频率差信息。
发明内容
本发明的目的在于提供一种在水声通信信道中稳健可靠性高的猝发式水声通信方法。
本发明的目的是这样实现的：
步骤一：将二进制待传输信息按每n bits进行分割，其中nfbits用于计算频率差、ntbits用于计算时延差；
步骤二：根据发射换能器发射频率范围划分基准低频段信号频率范围及时延及频率差负载信号频率范围，并确定频率差的最小量化间隔，根据设定的码片长度，确定时延差的最小量化间隔及线性调频信号的调频率；
步骤三：根据时延及频率的最小量化间隔及已分割好的待传输信息计算每个码片中存在的时延差与频率差，得到频率差序列与时延差序列；
步骤四：调制基准低频段信号与时延及频率差负载信号，并加入时延差与频率差，形成一段猝发式水声通信码片；
步骤五：将获得多段通信码片按照顺序进行组合，并在每段码片的基准低频段信号间添加空白保护间隔，获得完整数据通信信号；
步骤六：在完整数据通信信号前加入同步头信号，并在同步头信号后添加一段空白保护间隔，组合后得到完整的猝发式水声通信发射信号；
步骤七：将完整的猝发式水声通信发射信号经过功率放大器后通过换能器送入水声信道；
步骤八：使用水听器接收信号；
步骤九：采用与同步头信号相同的本地参考信号对接收信号进行拷贝相关运算，找到最大峰值处所对应的时间点，加上同步头信号后的保护间隔时间长度，确定完整发射信号的起始时间点；
步骤十：采用与基准低频段信号相同的本地参考信号对接收信号进行拷贝相关运算，找到最大峰值处所对应的时间点，减去每个基准低频段信号的持续时间长度，确定每个码片的起始时间点；
步骤十一：对已确定起始时间点的每个码片以码元宽度加保护间隔为长度进行截取，截取后，对每个截取出的码片，再次截取出从每个码片的起始时间点到基准低频段信号的持续时间的长度的信号，对每个两次截取后的码片进行独立处理；
步骤十二：对截取后的码片进行解调，将得到的码片所携带的时延差与频率差，带入解码器，得到调制信息。
本发明还可以包括：
1、所述根据发射换能器发射频率范围划分基准低频段信号频率范围与时延及频率差负载信号频率范围的具体方法为：
Bb_sig＝BΔtf＝Btrans/3
其中，Btrans为发射换能器最佳发射频带宽，Bb_sig为基准低频段信号频带宽，BΔtf为时延及频率差负载信号频带宽；
fb_sig_H＝ftrans-L+Bb_sig
其中，ftrans-L为发射换能器最佳发射频带内的最低频率，fb_sig_H为基准低频段信号频率范围内的最高频率，因此，基准低频段信号的频率范围为[ftrans-L,ftrans-L+Bb_sig]；
fΔtf_H＝ftrans-L+Bb_sig+BΔtf+Δf
其中，fΔtf_H为时延及频率差负载信号频率范围内的最高频率，Δf为信号所负载的频率差，因此时延及频率差负载信号频率范围为[fΔtf_H-BΔtf,fΔtf_H]。
2、确定频率差的最小量化间隔，根据设定的码片长度，确定时延的最小量化间隔及线性调频信号的调频率的方法为：
Figure BDA0001672804210000031
其中，Δfmqi为频率差的最小量化间隔，f_bit为频率差所携带的比特数，f_bit取小于等于4的正整数，
Figure BDA0001672804210000032
其中，Δtmqi为时延差的最小量化间隔，t-bit为时延差所携带的比特数，t-bit取小于等于3的正整数，Tc为码片时间长度，Tp为基准低频段信号间的空白保护间隔持续时间，
Figure BDA0001672804210000033
为大于等于2的数，np为量化保护间隔长度，np取2t-bit-2。
3、步骤三具体包括：
Figure BDA0001672804210000034
其中，Δfi为第i个码元所携带的频率差，Δti为第i个码元所携带的时延差，Decf_bit(i)为第i个码片负载在频率差上的信息的十进制值，Dect_bit(i)为第i个码片负载在时延差上的信息的十进制值。
4、步骤四具体包括：
Figure BDA0001672804210000035
Figure BDA0001672804210000036
其中，si_b(t)为第i个码元的基准低频段信号，si_ft(t)为第i个码元的时延及频率差负载信号，si(t+Δti)为第i个完整通信码片。
5、在每段码片的基准低频段信号间添加空白保护间隔后，前一个码片的时延及频率差负载信号与下一个码片的基准低频段信号在时域上没有重叠。
6、所述的对截取后的码片进行解调的方法为：
对两次分割后的码片sri(t)进行希尔伯特变换，将其转换为复信号
Figure BDA0001672804210000041
形式：
Figure BDA0001672804210000042
对复信号
Figure BDA0001672804210000043
进行基准低频段信号共轭抵消：
Figure BDA0001672804210000044
经过共轭抵消后得到
Figure BDA0001672804210000045
是一带噪声的单频信号，
求
Figure BDA0001672804210000046
的傅里叶变换Sf(u)，进行参数估计及计算得到该码片携带的频率差
Figure BDA0001672804210000047
{p,u0}＝argmax|Sf(u)|2
Figure BDA0001672804210000048
其中fs为信号采样率，nfft为傅里叶变换点数，
Figure BDA0001672804210000049
为傅里叶变换结果中能量最大的频率值，
对共轭抵消后的信号
Figure BDA00016728042100000410
取实部得到sri_rft(t)，对其实部进行短时傅里叶变换得到S_sri，从结果中提取
Figure BDA00016728042100000411
频率值处的序列SSTFT_f(τ)：
[S_sri,F_sri,T_sri]＝STFT(sri_rft(t))
Figure BDA00016728042100000412
对得到的序列SSTFT_f(τ)做取包络处理得到SSTFT-Env(τ)，以Δtmqi为间隔进行分割，对分割后的信号序列取平均值得到Savr(j)，再通过计算得到
Figure BDA00016728042100000413
Figure BDA00016728042100000414
7、所述带入解码器，得到调制信息的方法为：
Figure BDA0001672804210000051
对Decf_bit(i)与Dect_bit(i)进行十进制至二进制转换得到第i个码片负载在频率差上的信息f_bit(i)与第i个码片负载在时延差上的信息t_bit(i)。
本发明为一种猝发式水声通信方法，其中，采用多频段chirp信号作为同步信号和通信信号。拥有通信距离远、通信速率可调、以及高可靠性等优越性能。
本发明的猝发式水声通信方法，选用不同频段、等带宽的Chirp信号作为信号的基本组成单位，在作为携带信息的通信信号的同时，也可当作各码片同步信号直接使用。Chirp信号具有较强的抗多普勒频移能力和显著的抗干扰和抗衰落特性，因此所述水声通信方法具有较高的稳定性。
本发明具有如下优点：(1)每个码片具有基准低频段信号，可通过基准低频段信号对每个码片进行精准定位；(2)每个码片携带信息量可根据时延差分辨率与频率差分辨率进行独立调整或同时调整；(3)每个码片同时携带时延差及频率差信息，提高了每个码片所携带的信息量；(4)选用chirp信号作为同步信号和通信信号，降低了系统的复杂度。
作为本发明的进一步改进，在二进制转换到十进制、十进制转换到二进制的过程中，可通过各类编码映射方法(如格雷码映射等)，降低通信误码率。
附图说明
图1为猝发式水声通信流程图；
图2为本发明中所述的二进制待传输信息分割示意图；
图3为本发明中所述的完整数据通信信号；
图4为本发明解调过程中共轭抵消后短时傅里叶变化结果图；
图5为本发明解调过程中不同信噪比下时延位置估计结果图。
具体实施方式
下面举例对本发明做更详细的描述。
本发明要解决的技术问题是提出一种能够在同一个码片内同时使用时延差与频率差携带信息实现稳健水声通信的方法，主要包括：
发射端，
(1)将二进制待传输信息进行分割，分别用于计算频率差与时延差；
(2)确定基准低频段信号频率范围及时延及频率差负载信号频率范围，设定频率差的最小量化间隔与时延差的最小量化间隔，计算chirp信号的调频率；
(3)根据(1)的分割信息与(2)的量化间隔，计算得到频率差序列与时延差序列；
(4)根据(2)得到的频率范围分别调制基准低频段信号与时延及频率差负载信号，并加入(3)所述的时延差与频率差，形成一段猝发式水声通信码片；
(5)将多段(3)所述的通信码片按照顺序进行组合，并在每段码片的基准低频段信号间添加空白保护间隔，获得完整数据通信信号；
(6)在(5)所述的完整数据通信信号前加入同步头信号，并在同步头信号后添加一段空白保护间隔，组合后得到完整的猝发式水声通信发射信号；
(7)将(6)所述的完整发射信号经过功率放大器后通过换能器送入水声信道；
接收端，
(8)使用水听器接收信号；
(9)采用与(4)所述的基准低频段信号对接收信号进行拷贝相关运算，找到最大峰值处所对应的时间点，加上同步头信号后的保护间隔时间长度，确定完整发射信号的起始时间点；
(10)采用(4)所述的基准低频段信号对(9)所述的完整发射信号进行拷贝相关运算，找到最大峰值处所对应的时间点，减去每个基准低频段信号的持续时间长度，确定每个码片的起始时间点；
(11)对(10)所述的已确定起始时间点的每个码片以码元宽度加保护间隔为长度进行截取，截取后，对每个截取出的码片，再次截取出从每个码片的起始时间点到基准低频段信号的持续时间的长度的信号，对每个两次截取后的码片进行独立处理；
(12)对(11)所述的截取后的码片进行解调，将得到的码片所携带的时延差与频率差，带入解码器，得到调制信息。
1.步骤(1)中，将二进制待传输信息进行分割，将其分割为两部分，一部分用于计算频率差，另一部分用于计算时延差，两部分的关系为：
n＝nf+nt
其中，n为分割周期，nf为用于计算频率差的比特数个数，nt为用于计算时延差的比特数个数。
2.步骤(2)中，基准低频段信号与时延及频率差负载信号都为线性调频信号，且斜率保持一致，根据发射换能器发射频率范围划分基准低频段信号频率范围与时延及频率差负载信号频率范围的具体方法为：
Bb_sig＝BΔtf＝Btrans/3
其中，Btrans为发射换能器最佳发射频带宽，Bb_sig为基准低频段信号频带宽，BΔtf为时延及频率差负载信号频带宽。
fb_sig_H＝ftrans-L+Bb_sig
其中，ftrans-L为发射换能器最佳发射频带内的最低频率，fb_sig_H为基准低频段信号频率范围内的最高频率，因此，基准低频段信号的频率范围为[ftrans-L,ftrans-L+Bb_sig]。
fΔtf_H＝ftrans-L+Bb_sig+BΔtf+Δf
其中，fΔtf_H为时延及频率差负载信号频率范围内的最高频率，Δf为信号所负载的频率差，因此时延及频率差负载信号频率范围为[fΔtf_H-BΔtf,fΔtf_H]。
所述步骤(2)中，确定频率差的最小量化间隔，根据设定的码片长度，确定时延的最小量化间隔及线性调频信号的调频率的方法为：
Figure BDA0001672804210000071
其中，Δfmqi为频率差的最小量化间隔，f_bit为频率差所携带的比特数，由于水声通信带宽有限，所以f_bit一般取小于等于4的正整数。
Figure BDA0001672804210000072
其中，Δtmqi为时延差的最小量化间隔，t-bit为时延差所携带的比特数，为保证时间分辨精度，t_bit一般取小于等于3的正整数，Tc为码片时间长度，Tp为基准低频段信号间的空白保护间隔持续时间，为保证通信速率，
Figure BDA0001672804210000073
要为大于等于2的数，np为量化保护间隔长度，为保证基准低频段信号与时延及频率差负载信号间有在时间上重叠的部分，np一般取2t-bit-2。
3.步骤(3)中，根据时延及频率的最小量化间隔及已分割好的待传输信息计算每个码片中存在的时延差与频率差，得到频率差序列与时延差序列的方法为：
Figure BDA0001672804210000081
其中，Δfi为第i个码元所携带的频率差，Δti为第i个码元所携带的时延差，Decf_bit(i)为第i个码片负载在频率差上的信息的十进制值，Dect_bit(i)为第i个码片负载在时延差上的信息的十进制值。
4.步骤(4)中，调制基准低频段信号与时延及频率差负载信号，加入时延差与频率差，形成一段猝发式水声通信码片的方法为：
Figure BDA0001672804210000082
Figure BDA0001672804210000083
其中，si_b(t)为第i个码元的基准低频段信号，si_ft(t)为第i个码元的时延及频率差负载信号，si(t+Δti)为第i个完整通信码片。
5.步骤(5)中，在每段码片的基准低频段信号间添加空白保护间隔后，应保证前一个码片的时延及频率差负载信号与下一个码片的基准低频段信号在时域上没有重叠。
6.步骤(12)中，所述的对截取后的码片进行解调的方法为：
对两次分割后的码片sri(t)进行希尔伯特变换，将其转换为复信号
Figure BDA0001672804210000084
形式：
Figure BDA0001672804210000085
对复信号
Figure BDA0001672804210000086
进行基准低频段信号共轭抵消：
Figure BDA0001672804210000087
经过共轭抵消后得到
Figure BDA0001672804210000088
是一带噪声的单频信号。
求
Figure BDA0001672804210000089
的傅里叶变换Sf(u)，进行参数估计及计算得到该码片携带的频率差
Figure BDA00016728042100000810
{p,u0}＝argmax|Sf(u)|2
Figure BDA00016728042100000811
其中fs为信号采样率，nfft为傅里叶变换点数，
Figure BDA0001672804210000091
为傅里叶变换结果中能量最大的频率值。
对共轭抵消后的信号
Figure BDA0001672804210000092
取实部得到sri_rft(t)，对其实部进行短时傅里叶变换得到S_sri，从结果中提取
Figure BDA0001672804210000093
频率值处的序列SSTFT_f(τ)：
[S_sri,F_sri,T_sri]＝STFT(sri_rft(t))
Figure BDA0001672804210000094
对得到的序列SSTFT_f(τ)做取包络处理得到SSTFT-Env(τ)，以Δtmqi为间隔进行分割，对分割后的信号序列取平均值得到Savr(j)，再通过计算得到
Figure BDA0001672804210000095
Figure BDA0001672804210000096
7.步骤(12)中，带入解码器，得到调制信息的方法为：
Figure BDA0001672804210000097
对Decf_bit(i)与Dect_bit(i)进行十进制至二进制转换即可得到第i个码片负载在频率差上的信息f_bit(i)与第i个码片负载在时延差上的信息t_bit(i)。
本发明公开了一种猝发式水声通信方法。本发明从抗复杂水声信道、以时延差及频率差联合携带信息的角度出发，利用chirp信号具有的强抗多径、抗噪声和抗衰落等特性，实现稳健可靠水声通信。在发射端，将信源信息进行分割，分别用于计算每个码片基准低频段信号与时延差及频率差负载信号间的时延差与频率差，在基准低频段信号与时延差及频率差负载信号这两个信号间加入时延差与频率差，在各码片的基准低频段信号间加入保护间隔，将多个码片首尾相连，形成完整数据发射信号，加入同步头后，通过功率放大器发射。在接收端，通过同步信号相关得到完整数据发射信号起始位置，通过两次分割，得到每个码片携带信息的重要部分，对每个码片进行希尔伯特变换后通过共轭抵消除去基准低频段信号及其频率成分，在通过傅里叶变换，通过确定能量最大值处的频率分量，获得两信号间的频率差，再对共轭抵消后的信号进行短时傅里叶变换，在结果中提取上述得到的频率分量随时间强度变化曲线，对曲线进行取包络处理后，以最小时间量化间隔进行分割，对分割结果取平均值，求得系列平均值变化曲线中斜率最高位置，确定两信号间的时延差，经过解码器，实现信息解码。该方法在实现水声通信的同时，借助chirp信号特性，提升了系统的稳定性与可靠性，同时降低了系统调制复杂度，此外，可根据具体应用改变码片长度，如可用于远程稳健指令传输。
本发明涉及一种猝发式水声通信方法。其具体流程如图1所示。下面结合附图对具体实施方式进行详细描述。
在信号的发射端：
步骤一：将二进制待传输信息按每7bits进行分割，其中4bits用于计算频率差，3bits用于计算时延差；
具体分割方法如图2所示。
步骤二：根据发射换能器发射频率范围划分基准低频段信号频率范围及时延及频率差负载信号频率范围，并确定频率差的最小量化间隔，根据设定的码片长度，确定时延差的最小量化间隔及线性调频信号的调频率，具体方法为：
Bb_sig＝BΔtf＝Btrans/3 (1)
其中，Btrans为发射换能器最佳发射频带宽，Bb_sig为基准低频段信号频带宽，BΔtf为时延及频率差负载信号频带宽，例如:若采用2-8kHz频带范围的换能器，则Btrans＝8000Hz，Bb_sig为2000Hz，BΔtf也为2000Hz；
fb_sig_H＝ftrans-L+Bb_sig (2)
其中，ftrans-L为发射换能器最佳发射频带内的最低频率，fb_sig_H为基准低频段信号频率范围内的最高频率，因此，基准低频段信号的频率范围为[ftrans-L,ftrans-L+Bb_sig]，通过公式(1)获得的频带范围，可计算得到基准低频段信号的频率范围为[2000，4000](Hz)。
fΔtf_H＝ftrans-L+Bb_sig+BΔtf+Δf (3)
其中，fΔtf_H为时延及频率差负载信号频率范围内的最高频率，Δf为信号所负载的频率差，因此时延及频率差负载信号频率范围为[fΔtf_H-BΔtf,fΔtf_H]。
所述步骤二中，确定频率差的最小量化间隔，根据设定的码片长度，确定时延的最小量化间隔及线性调频信号的调频率的方法为：
Figure BDA0001672804210000111
其中，Δfmqi为频率差的最小量化间隔，f_bit为频率差所携带的比特数，由于水声通信带宽有限，所以f_bit一般取小于等于4的正整数，例：若f_bit为4，则通过计算，可得Δfmqi为133.3Hz。
Figure BDA0001672804210000112
其中，Δtmqi为时延差的最小量化间隔，t-bit为时延差所携带的比特数，为保证时间分辨精度，t-bit一般取小于等于3的正整数，Tc为码片时间长度，Tp为基准低频段信号间的空白保护间隔持续时间，为保证通信速率，
Figure BDA0001672804210000113
要为大于等于2的数，np为量化保护间隔长度，为保证基准低频段信号与时延及频率差负载信号间有在时间上重叠的部分，np一般取2t-bit-2，例：若Tc为100ms，t-bit取3，Tp取50ms，np取2，则Δtmqi为5ms。
步骤三：根据时延及频率的最小量化间隔及已分割好的待传输信息计算每个码片中存在的时延差与频率差，得到频率差序列与时延差序列，具体方法为：
Figure BDA0001672804210000114
其中，Δfi为第i个码元所携带的频率差，Δti为第i个码元所携带的时延差，Decf_bit(i)为第i个码片负载在频率差上的信息的十进制值，Dect_bit(i)为第i个码片负载在时延差上的信息的十进制值，例：若Decf_bit(i)为1011，则Δfi为1466.6Hz，若Dect_bit(i)为100，则Δti为20ms。
步骤四：调制基准低频段信号与时延及频率差负载信号，并加入时延差与频率差，形成一段猝发式水声通信码片，其具体方法为：
Figure BDA0001672804210000115
Figure BDA0001672804210000116
其中，si_b(t)为第i个码元的基准低频段信号，si_ft(t)为第i个码元的时延及频率差负载信号，si(t+Δti)为第i个完整通信码片，注意公式(7)中，si_ft(t)的解析式中，出现了
Figure BDA0001672804210000121
其原因为，由于基准低频段信号与时延及频率差负载信号在两信号重叠的部分的任意时刻，都存在两个频率，且这两个频率之间的差值是定值，当对接收信号进行共轭抵消后，得到仅有单频成分的信号，该单频的值即是所携带的频率差，若在调制阶段，没有减去
Figure BDA0001672804210000122
则在共轭抵消后，进行FFT，无法得到信号所携带的频率差，其中还有由于时延差的存在，引起的频率变化。
步骤五：将获得多段通信码片按照顺序进行组合，并在每段码片的基准低频段信号间添加空白保护间隔，在每段码片的基准低频段信号间添加空白保护间隔后，应保证前一个码片的时延及频率差负载信号与下一个码片的基准低频段信号在时域上没有重叠，获得完整数据通信信号，如图3所示。
步骤六：在完整数据通信信号前加入同步头信号，并在同步头信号后添加一段空白保护间隔，组合后得到完整的猝发式水声通信发射信号；
步骤七：将完整发射信号经过功率放大器后通过换能器送入水声信道；
在信号的接收端：
步骤八：使用水听器接收信号；
步骤九：采用与同步头信号相同的本地参考信号对接收信号进行拷贝相关运算，找到最大峰值处所对应的时间点，加上同步头信号后的保护间隔时间长度，确定完整发射信号的起始时间点；
步骤十：采用与基准低频段信号相同的本地参考信号对接收信号进行拷贝相关运算，找到最大峰值处所对应的时间点，减去每个基准低频段信号的持续时间长度，确定每个码片的起始时间点；
步骤十一：对已确定起始时间点的每个码片以码元宽度加保护间隔为长度进行截取，截取后，对每个截取出的码片，再次截取出从每个码片的起始时间点到基准低频段信号的持续时间的长度的信号，对每个两次截取后的码片进行独立处理；
步骤十二：对截取后的码片进行解调，将得到的码片所携带的时延差与频率差，带入解码器，得到调制信息，对截取后的码片进行解调的方法为：
对两次分割后的码片sri(t)进行希尔伯特变换，将其转换为复信号
Figure BDA0001672804210000123
形式：
Figure BDA0001672804210000131
对复信号
Figure BDA0001672804210000132
进行基准低频段信号共轭抵消：
Figure BDA0001672804210000133
经过共轭抵消后得到
Figure BDA0001672804210000134
是一带噪声的单频信号。
求
Figure BDA0001672804210000135
的傅里叶变换Sf(u)，进行参数估计及计算得到该码片携带的频率差
Figure BDA0001672804210000136
{p,u0}＝argmax|Sf(u)|2 (11)
Figure BDA0001672804210000137
其中fs为信号采样率，nfft为傅里叶变换点数，
Figure BDA0001672804210000138
为傅里叶变换结果中能量最大的频率值，结果如图4中所示。
对共轭抵消后的信号
Figure BDA0001672804210000139
取实部得到sri_rft(t)，对其实部进行短时傅里叶变换得到S_sri，从结果中提取
Figure BDA00016728042100001310
频率值处的序列SSTFT_f(τ)：
[S_sri,F_sri,T_sri]＝STFT(sri_rft(t)) (13)
Figure BDA00016728042100001311
对得到的序列SSTFT_f(τ)做取包络处理得到SSTFT-Env(τ)，以Δtmqi为间隔进行分割，对分割后的信号序列取平均值得到Savr(j)，再通过计算得到
Figure BDA00016728042100001312
Figure BDA00016728042100001313
在不同信噪比下时延位置估计结果，如图5所示。
带入解码器，得到调制信息的方法为：
Figure BDA0001672804210000141
对Decf_bit(i)与Dect_bit(i)进行十进制至二进制转换即可得到第i个码片负载在频率差上的信息f_bit(i)与第i个码片负载在时延差上的信息t_bit(i)，根据图2的分割方法，逆向将解调结果逆向拼接成原始数据流。

Claims (7)

1.一种猝发式水声通信方法，其特征是：
步骤一：将二进制待传输信息按每n bits进行分割，其中nfbits用于计算频率差、ntbits用于计算时延差；
步骤二：根据发射换能器发射频率范围划分基准低频段信号频率范围及时延及频率差负载信号频率范围，并确定频率差的最小量化间隔，根据设定的码片长度，确定时延差的最小量化间隔及线性调频信号的调频率；
步骤三：根据时延及频率的最小量化间隔及已分割好的待传输信息计算每个码片中存在的时延差与频率差，得到频率差序列与时延差序列；
步骤四：调制基准低频段信号与时延及频率差负载信号，并加入时延差与频率差，形成一段猝发式水声通信码片；
步骤五：将获得多段chirp信号通信码片按照顺序进行组合，并在每段码片的基准低频段信号间添加空白保护间隔，获得完整数据通信信号；
步骤六：在完整数据通信信号前加入chirp同步头信号，并在同步头信号后添加一段空白保护间隔，组合后得到完整的猝发式水声通信发射信号；
步骤七：将完整的猝发式水声通信发射信号经过功率放大器后通过换能器送入水声信道；
步骤八：使用水听器接收信号；
步骤九：采用与同步头信号相同的本地参考信号对接收信号进行拷贝相关运算，找到最大峰值处所对应的时间点，加上同步头信号后的保护间隔时间长度，确定完整发射信号的起始时间点；
步骤十：采用与基准低频段信号相同的本地参考信号对接收信号进行拷贝相关运算，找到最大峰值处所对应的时间点，减去每个基准低频段信号的持续时间长度，确定每个码片的起始时间点；
步骤十一：对已确定起始时间点的每个码片以码元宽度加保护间隔为长度进行截取，截取后，对每个截取出的码片，再次截取出从每个码片的起始时间点到基准低频段信号的持续时间的长度的信号，对每个两次截取后的码片进行独立处理；
步骤十二：对截取后的码片进行解调，将得到的码片所携带的时延差与频率差，带入解码器，得到调制信息；所述带入解码器，得到调制信息的方法为：
Figure FDA0003035696030000011
对Decf_bit(i)与Dect_bit(i)进行十进制至二进制转换得到第i个码片负载在频率差上的信息f_bit(i)与第i个码片负载在时延差上的信息t_bit(i)，
Figure FDA0003035696030000021
为码片携带的频率差，Δfmqi为频率差的最小量化间隔，Δtmqi为时延差的最小量化间隔。
2.根据权利要求1所述的猝发式水声通信方法，其特征是所述根据发射换能器发射频率范围划分基准低频段信号频率范围与时延及频率差负载信号频率范围的具体方法为：
Bb_sig＝BΔtf＝Btrans/3
其中，Btrans为发射换能器最佳发射频带宽，Bb_sig为基准低频段信号频带宽，BΔtf为时延及频率差负载信号频带宽；
fb_sig_H＝ftrans-L+Bb_sig
其中，ftrans-L为发射换能器最佳发射频带内的最低频率，fb_sig_H为基准低频段信号频率范围内的最高频率，因此，基准低频段信号的频率范围为[ftrans-L,ftrans-L+Bb_sig]；
fΔtf_H＝ftrans-L+Bb_sig+BΔtf+Δf
其中，fΔtf_H为时延及频率差负载信号频率范围内的最高频率，Δf为信号所负载的频率差，因此时延及频率差负载信号频率范围为[fΔtf_H-BΔtf,fΔtf_H]。
3.根据权利要求2所述的猝发式水声通信方法，其特征是确定频率差的最小量化间隔，根据设定的码片长度，确定时延的最小量化间隔及线性调频信号的调频率的方法为：
Figure FDA0003035696030000022
其中，Δfmqi为频率差的最小量化间隔，f_bit为频率差所携带的比特数，f_bit取小于等于4的正整数，
Figure FDA0003035696030000023
其中，Δtmqi为时延差的最小量化间隔，t-bit为时延差所携带的比特数，t-bit取小于等于3的正整数，Tc为码片时间长度，Tp为基准低频段信号间的空白保护间隔持续时间，
Figure FDA0003035696030000024
为大于等于2的数，np为量化保护间隔长度，np取2t-bit-2。
4.根据权利要求3所述的猝发式水声通信方法，其特征是步骤三具体包括：
Figure FDA0003035696030000031
其中，Δfi为第i个码元所携带的频率差，Δti为第i个码元所携带的时延差，Decf_bit(i)为第i个码片负载在频率差上的信息的十进制值，Dect_bit(i)为第i个码片负载在时延差上的信息的十进制值。
5.根据权利要求4所述的猝发式水声通信方法，其特征是步骤四具体包括：
Figure FDA0003035696030000032
Figure FDA0003035696030000033
其中，si_b(t)为第i个码元的基准低频段信号，si_ft(t)为第i个码元的时延及频率差负载信号，si(t)为第i个完整通信码片。
6.根据权利要求5所述的猝发式水声通信方法，其特征是在每段码片的基准低频段信号间添加空白保护间隔后，前一个码片的时延及频率差负载信号与下一个码片的基准低频段信号在时域上没有重叠。
7.根据权利要求6所述的猝发式水声通信方法，其特征是所述的对截取后的码片进行解调的方法为：
对两次分割后的码片sri(t)进行希尔伯特变换，将其转换为复信号
Figure FDA00030356960300000310
形式：
Figure FDA0003035696030000034
对复信号
Figure FDA0003035696030000035
进行基准低频段信号共轭抵消：
Figure FDA0003035696030000036
经过共轭抵消后得到
Figure FDA0003035696030000037
是一带噪声的单频信号，
求
Figure FDA0003035696030000038
的傅里叶变换Sf(u)，进行参数估计及计算得到该码片携带的频率差
Figure FDA0003035696030000039
{u0}＝argmax|Sf(u)|2
Figure FDA0003035696030000041
其中fs为信号采样率，nfft为傅里叶变换点数，
Figure FDA0003035696030000042
为傅里叶变换结果中能量最大的频率值，
对共轭抵消后的信号
Figure FDA0003035696030000043
取实部得到sri_rft(t)，对其实部进行短时傅里叶变换得到S_sri，从结果中提取
Figure FDA0003035696030000044
频率值处的序列SSTFT_f(τ)：
[S_sri,F_sri,T_sri]＝STFT(sri_rft(t))
Figure FDA0003035696030000045
对得到的序列SSTFT_f(τ)做取包络处理得到SSTFT-Env(τ)，以Δtmqi为间隔进行分割，对分割后的信号序列取平均值得到Savr(j)，再通过计算得到
Figure FDA0003035696030000046
Figure FDA0003035696030000047
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