CN108649799A - 一种新型双向dc变换器及其控制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 31
- 239000002245 particle Substances 0.000 claims abstract description 105
- 238000005457 optimization Methods 0.000 claims abstract description 67
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 50
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims abstract description 21
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 40
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims description 39
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 12
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 11
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 11
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 9
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 9
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 7
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000005520 cutting process Methods 0.000 claims description 4
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 4
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 claims description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 abstract description 3
- 230000002459 sustained effect Effects 0.000 abstract 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 8
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 4
- HEZMWWAKWCSUCB-PHDIDXHHSA-N (3R,4R)-3,4-dihydroxycyclohexa-1,5-diene-1-carboxylic acid Chemical compound O[C@@H]1C=CC(C(O)=O)=C[C@H]1O HEZMWWAKWCSUCB-PHDIDXHHSA-N 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 2
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- FFBHFFJDDLITSX-UHFFFAOYSA-N benzyl N-[2-hydroxy-4-(3-oxomorpholin-4-yl)phenyl]carbamate Chemical compound OC1=C(NC(=O)OCC2=CC=CC=C2)C=CC(=C1)N1CCOCC1=O FFBHFFJDDLITSX-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 150000001875 compounds Chemical group 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 238000012804 iterative process Methods 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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Abstract
本发明提供一种新型双向DC变换器，包括双向DC变换器拓扑电路，所述电路包括直流输入电源端电容C1、中间大电容C、输出端电容C2、输出端滤波电容Cf、储能电感L1、储能电感L2、功率开关管Q1、功率开关管Q2、续流二极管D1、续流二极管D2、电流检测电阻RSense、输出滤波电感Lf和电池B，所述功率开关管Q1和功率开关管Q2互补导通，并提供该变换器对应的控制方法，所述控制方法是基于复合指数递减惯性权重的粒子群优化算法优化PI参数，能提高优化算法的收敛速度及获得全局最优解能力，具有更快的全局寻优速度与精度，相比传统PI控制算法，提高了控制系统的响应速度及稳定性。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子控制技术领域，尤其涉及一种新型双向DC变换器及其控制方法。
背景技术
新能源的飞速发展离不开高质量的动力电池。而动力电池从电芯、组装、维护等过程都需要充放电检测设备来保障电池的品质。单向DC在应用场景上受到了限制。因此，高效率和高精度，具有激活、均衡和智能循环测试的双向DC充放电设备，具有实用迫切性和大的经济价值。现有的双向DC两边都要并联一个电容的，整个电路元器件比较多，且现有的双向DCDC充放电，并不能实现真正意义上的0V充放电，大部分都是通过两个反向BUCK电路并联，电压相减形成的0V充放电，这样电路结构复查，元件数量太多，效率低。而双向DC变换器的稳定运行是其正常工作的前提条件，在非线性较强的系统中，传统的PI控制器难于快速实现稳定的控制，因此容易引起较大超调或系统振荡，而影响变换器正常运行。
发明内容
本发明要解决的技术问题之一，在于提供一种新型双向DC变换器，可实现功率开关管互补导通，实现“0伏”充放电检测功能及功率的双向流动，提高了工作效率，同时简化了电路结构，减少电路元件，减少了电路中的热损耗，缩小工作体积。
本发明要解决的技术问题之一是这样实现的：一种新型双向DC变换器，包括双向DC变换器拓扑电路，所述电路包括直流输入电源端电容C1、中间大电容C、输出端电容C2、输出端滤波电容Cf、储能电感L1、储能电感L2、功率开关管Q1、功率开关管Q2、续流二极管D1、续流二极管D2、电流检测电阻RSense、输出滤波电感Lf和电池B；
直流输入电源端电容C1的一端分别与续流二极管D1的负极、功率开关管Q1的漏级和储能电感L1的一端连接；
储能电感L1的另一端分别与中间大电容C的一端、功率开关管Q2的漏级和续流二极管D2的负极连接；
中间大电容C的另一端分别与续流二极管D1的正极、功率开关管Q1的源级和储能电感L2的一端连接；储能电感L2的另一端分别与输出滤波电感Lf的一端和输出端电容C2的一端连接；输出滤波电感Lf的另一端分别与输出端滤波电容Cf的一端和电流检测电阻RSense的一端连接；所述电流检测电阻RSense的另一端与电池B的正极连接；
电池B的负极、输出端滤波电容Cf的另一端、输出端电容C2的另一端、续流二极管D2的正极、功率开关管Q2的源极均与输入电源端电容C1的另一端连接。
进一步的，所述功率开关管Q1和功率开关管Q2互补导通，占空比分别为D和1-D，其中，D为导通占空比。
本发明要解决的技术问题之二，在于提供一种新型双向DC变换器的控制方法，提高控制系统的响应速度及稳定性。
本发明要解决的技术问题之二是这样实现的：一种新型双向DC变换器的控制方法，需提供上述的一种新型双向DC变换器，所述控制方法包括：
在每个周期的起始点，分别对所述变换器电池B端电压Vbat和电流检测电阻Rsense进行采样，经过模数转换AD后的数据送至DSP进行处理后，将电池B端电压Vbat与电压负反馈系数γ(u)相乘后与电池B给定的参考电压uset作差，得到电压差值eu，将电压差值eu与电压环PI控制器传递函数GU(s)相乘，得到指令电流i1 *；
将电流检测电阻Rsense上的电流iRsense与其负反馈系数γ(i)相乘后，与指令电流i1 *作差得到电流差值ei，将电流差值ei乘于粒子群模糊PI优化矫正传递函数，生成PI修正量，再作用于电流内环PI传递函数，经过限幅环节输出调节曲线，与锯齿波切割生成新的占空比Dnew。
进一步的，所述新的占空比对应的传递函数表示为：
其中，kfp、Tfi为经过粒子群寻优算法修正后电流环PI控制器参数，kstw和Tstw分别表示锯齿波比例系数和积分常数，Hbp2(s)为二阶带通滤波器的传递函数，Gpwm(s)为占空比传递函数。
进一步的，所述控制器粒子群优化算法的惯性权重系数是采用复合指数递减粒子群寻优算法来确定的，所述复合指数递减粒子群寻优算法包括如下步骤：
步骤1、初始化粒子群位置和速度，将第i个粒子的位置和速度分别表示为Xi和Si；
步骤2、将粒子位置和速度带入迭代函数进行粒子速度的迭代与更新，求取粒子个体最优位置Pi和全局最优位置Pg；
步骤3、进入步骤4进行局部寻优，若寻得局部最优解，则进行全局寻优；否则，加大惯性权重w，进入步骤5直接进行全局寻优；
步骤4、判断当前迭代次数的粒子自适应值是否为局部最优解，若是则将当前自适应值赋值给更新局部最优解，进入步骤5进行全局寻优；否则，继续进行局部寻优判断，直至找到局部最优解，同时加大惯性权重w直接进入步骤5进行全局寻优；
步骤5、判断当前迭代次数的粒子自适应值是否为全局最优解，若是，则将当前自适应值赋值给更新全局最优解，进入步骤6；若则，继续进行全局最优解判断，直至找到全局最优解，同时减小惯性权重w，返回步骤3进行局部精确寻优；
步骤6、更新粒子速度和位置，判断是否达到寻优迭代次数，若是则寻优结束，否则，返回步骤1，重新初始化粒子群速度和位置进行新一轮的寻优操作。
进一步的，设粒子群在N维空间中有M个粒子，第i个粒子的位置为Xi＝[xi1,xi2,...,xin]，其飞行速度为Si＝[vi1,vi2,...,vin]，个体最佳位置设为Pi＝[pi1,pi2,...,pin]，所有粒子经过的全局最优位置为Pg＝[pg1,pg2,...,pgn]。
从第k次迭代进化到下一迭代次数k+1后，第i个粒子更新飞行速度及位置时的计算公式如下：
其中，w为惯性权重，c1,c2为加速常数；random1和random2均为0～1范围内的随机数；xij(k)、vij(k)分别为第i个粒子在第k次迭代过程中的位置及飞行速度，xij(k+1)、vij(k+1)分别为第i个粒子在第k+1次迭代过程中的位置及飞行速度，i的取值为1～M，j取值为1～N。
进一步的，所述粒子群算法中的惯性权重w采用复合函数构造的指数型递减惯性权重计算得到，计算公式如下：
其中，k为迭代次数，kmax为最大迭代次数，kmin为最小迭代次数，wmin为初始惯性权重；wmax为最大迭代次数时的惯性权重。
进一步的，将粒子个体最优位置Pi赋于相对应的权重系数ηij(i＝1,2,···,M；j＝1,2,···,N)，修正粒子飞行全局最优位置为Pg＝ηij·Pi，具体计算公式为：
进一步的，误差调制曲线与锯齿波生成新的占空比之后，再经电感阻抗函数和滤波电容传递函数处理得到实际输出电压vbat值。
进一步的，电压PI控制器传递函数表示为其中kp为PI控制器比例系数，ki为积分常数。
进一步的，所述二带通滤波器的传递函数Hbp2(s)是由z平面转换到s平面的，其计算公式为：
其中，
本发明具有如下优点：采用本发明的双向DC变换器可实现功率开关管互补导通，此结构通过控制功率开关管的占空比，能实现“0伏”充放电检测功能及功率的双向流动，减少电路元件、提高工作效率，配合本发明控制算法，相比传统的PI控制器，提高控制系统的响应速度及稳定性，本发明的控制方法中引入复合指数递减惯性权重的粒子群优化算法，在系统运行在非线性区时，比传统的PI控制器能获得更优的控制效果，可以适用于比较高的开关频率场合的开关电源等电力电子产品中。
附图说明
下面参照附图结合实施例对本发明作进一步的说明。
图1为本发明一种新型双向DC变换器的电路图。
图2为本发明一种新型双向DC变换器PI优化系统控制逻辑示意图。
图3为本发明的粒子群优化算法执行流程图。
图4为本发明的新的占空比对应的调节传递函数方框图。
图5为本发明的M-D关系曲线图。
图6为本发明的f'(D)曲线图。
图7为本发明的不同递减型惯性权重曲线。
图8为本发明的不同控制下PI曲线图。
具体实施方式
如图1，本发明一种新型双向DC变换器，包括双向DC变换器拓扑电路，所述电路包括直流输入电源端电容C1、中间大电容C、输出端电容C2、输出端滤波电容Cf、储能电感L1、储能电感L2、功率开关管Q1、功率开关管Q2、续流二极管D1、续流二极管D2、电流检测电阻RSense、输出滤波电感Lf和电池B；
直流输入电源端电容C1的一端分别与续流二极管D1的负极、功率开关管Q1的漏级和储能电感L1的一端连接；
储能电感L1的另一端分别与中间大电容C的一端、功率开关管Q2的漏级和续流二极管D2的负极连接；
中间大电容C的另一端分别与续流二极管D1的正极、功率开关管Q1的源级和储能电感L2的一端连接；储能电感L2的另一端分别与输出滤波电感Lf的一端和输出端电容C2的一端连接；输出滤波电感Lf的另一端分别与输出端滤波电容Cf的一端和电流检测电阻RSense的一端连接；所述电流检测电阻RSense的另一端与电池B的正极连接；
电池B的负极、输出端滤波电容Cf的另一端、输出端电容C2的另一端、续流二极管D2的正极、功率开关管Q2的源极均与输入电源端电容C1的另一端连接。
较佳的，所述功率开关管Q1和功率开关管Q2互补导通，占空比分别为D和1-D，其中，D为导通占空比。
本发明的新型双向DC变换器简化了整个电路结构，且通过设计共用的中间大电容替代原本需要并联设置的两个电容，减少了元件，缩小了工作体积，也减少了电路中的热损耗，设置两功率开关管并通过控制开关管占空比(即图中功率开关管Q1占空比为D，功率开关管Q2占空比为1-D实现同步驱动)，能实现能量的双向转换，并实现“0V”充放电功能，提高工作效率。
请参阅图1至图8，本发明一种新型双向DC变换器的控制方法，需提供上述的一种新型双向DC变换器，所述控制方法包括：
在每个周期的起始点，分别对所述变换器电池B端电压Vbat和电流检测电阻Rsense进行采样，经过模数转换AD后的数据送至DSP进行处理后，将电池B端电压Vbat与电压负反馈系数γ(u)相乘后与电池B给定的参考电压uset作差，得到电压差值eu，将电压差值eu与电压环PI控制器传递函数GU(s)相乘，得到指令电流i1 *；
将电流检测电阻Rsense上的电流iRsense与其负反馈系数γ(i)相乘后，与指令电流i1 *作差得到电流差值ei，将电流差值ei乘于粒子群模糊PI优化矫正传递函数，生成PI修正量，再作用于电流内环PI传递函数，经过限幅环节输出调节曲线，与锯齿波切割生成新的占空比Dnew。
较佳的，所述新的占空比对应的传递函数表示为：
其中，kfp、Tfi为经过粒子群寻优算法修正后电流环PI控制器参数，kstw和Tstw分别表示锯齿波比例系数和积分常数，Hbp2(s)为二阶带通滤波器的传递函数，Gpwm(s)为占空比传递函数。
较佳的，所述控制器粒子群优化算法的惯性权重系数是采用复合指数递减粒子群寻优算法来确定的，所述复合指数递减粒子群寻优算法包括如下步骤：
步骤1、初始化粒子群位置和速度，将第i个粒子的位置和速度分别表示为Xi和Si；
步骤2、将粒子位置和速度带入迭代函数进行粒子速度的迭代与更新，求取粒子个体最优位置Pi和全局最优位置Pg；
步骤3、进入步骤4进行局部寻优，若寻得局部最优解，则进行全局寻优；否则，加大惯性权重w，进入步骤5直接进行全局寻优；
步骤4、判断当前迭代次数的粒子自适应值是否为局部最优解，若是则将当前自适应值赋值给更新局部最优解，进入步骤5进行全局寻优；否则，继续进行局部寻优判断，直至找到局部最优解，同时加大惯性权重w直接进入步骤5进行全局寻优；
步骤5、判断当前迭代次数的粒子自适应值是否为全局最优解，若是，则将当前自适应值赋值给更新全局最优解，进入步骤6；若则，继续进行全局最优解判断，直至找到全局最优解，同时减小惯性权重w，返回步骤3进行局部精确寻优；
步骤6、更新粒子速度和位置，判断是否达到寻优迭代次数，若是则寻优结束，否则，返回步骤1，重新初始化粒子群速度和位置进行新一轮的寻优操作。
较佳的，设粒子群在N维空间中有M个粒子，第i个粒子的位置为Xi＝[xi1,xi2,...,xin]，其飞行速度为Si＝[vi1,vi2,...,vin]，个体最佳位置设为Pi＝[pi1,pi2,...,pin]，所有粒子经过的全局最优位置为Pg＝[pg1,pg2,...,pgn]。
从第k次迭代进化到下一迭代次数k+1后，第i个粒子更新飞行速度及位置时的计算公式如下：
其中，w为惯性权重，c1,c2为加速常数；random1和random2均为0～1范围内的随机数；xij(k)、vij(k)分别为第i个粒子在第k次迭代过程中的位置及飞行速度，xij(k+1)、vij(k+1)分别为第i个粒子在第k+1次迭代过程中的位置及飞行速度，i的取值为1～M，j取值为1～N。
较佳的，所述粒子群算法中的惯性权重w采用复合函数构造的指数型递减惯性权重计算得到，计算公式如下：
其中，k为迭代次数，kmax为最大迭代次数，kmin为最小迭代次数，wmin为初始惯性权重；wmax为最大迭代次数时的惯性权重。
较佳的，将粒子个体最优位置Pi赋于相对应的权重系数ηij(i＝1,2,···,M；j＝1,2,···,N)，修正粒子飞行全局最优位置为Pg＝ηij·Pi，具体计算公式为：
较佳的，误差调制曲线与锯齿波生成新的占空比之后，再经电感阻抗函数和滤波电容传递函数处理得到实际输出电压vbat值。
较佳的，电压PI控制器传递函数表示为其中kp为PI控制器比例系数，ki为积分常数。
较佳的，所述二带通滤波器的传递函数Hbp2(s)是由z平面转换到s平面的，其计算公式为：
其中，
下面结合一具体实施方式对本发明做进一步说明：
首先，对本发明的上述双向DC变换器拓扑电路的原理进行说明：
电感充放电平衡后，根据“伏秒平衡”，在开关周期内电感电压的平均值为零，因此，当C很大时，电容C上的稳态电压值可设为Vc，Vc＝Vi-Vo。设电容C两端实际电压瞬时值为uc，uc＝Vc+Δuc，△uc为电容C的瞬时电压，开关周期为Ts；
Q1与Q2互补导通，Q1占空比为D，Q2占空比为1-D，当电感L1、L2足够大时，在开关周期内，电感磁通不下降到零，其工作在连续导通(CCM)模式。
(1)开关过程1：Q1导通，导通时间为D，Q2关闭，则有：
(2)开关过程2：Q2导通，导通时间为1-D，Q1关闭，则有：
其中，uL1为储能电感L1的实时电压，uL2为储能电感L2的实时电压，Vo为变换器输出端电压，Vi为变换器输入端电压。
(3)增益M：根据电感元件的“伏秒平衡”原理，电感L1、L2在开关周期内电感电压平均值为零，有如下等式：
可求得，开关增益M及占空比D：
变换器的增益M与占空比D之间的曲线如图5所示，一阶导数f'(D)关系图6所示，由图可知，正向充电模式(D>0.5)时PI线性度较好，变换器增益M较容易实现线性调节，波动较小；而反向升压模式时(D<0.5)，M-D非线性关系很强，容易出现较大超调引起控制器振荡问题。
对于惯性权重w的方程，常用的有线性递减惯性权重粒子群优化算法(LDIW-PSO)及指数递减惯性权重粒子群优化算法(EDIW-PSO)方程分别为：
与其中：k表示当前迭代次数；kmax表示最大迭代次数；wmin表示初始惯性权重，通常取0.4；wmax表示最大惯性权重，通常取0.9。由于指数递减惯性权重粒子群优化算法(EDIW-PSO)收敛速度快于线性递减惯性权重粒子群优化算法(LDIW-PSO)，在同一迭代次数下能具有更优的粒子位置及飞行速度，粒子能更快在全局优选范围内寻找粒子局部最优解，进而加速全局最优解的寻找。本发明根据上述新型双向控制器增益关系在D＜0.5非线性较为严重，综合在粒子群惯性权重w与粒子全局寻优的运动特性，构造了新型双向控制器结构适用的粒子群寻优算法惯性权重w方程，首先创建符合要求的数学关系式：
其中，为常数。根据该关系式构造本发明需要的复合函数构造的指数型递减惯性权重w方程：
从全局角度出发，加大w的初始值，加快粒子在全局中的搜索；当迭代过程的增加，适度减小w，收敛速度加快，使粒子在全局优选范围内寻找粒子局部最优解。本发明新构造的指数递减惯性权重粒子群优化算法EDIWNEW-PSO,具有更快的全局寻优速度与精度，可实现寻优快速收敛。
在寻优过程中，可利用泊松分布概率密度函数给定一概率P来使粒子执行速度和位置的变化与更新，粒子迭代的过程中，利用泊松概率密度分布函数累计随机事件发生次数基本的独立增量，统计粒子在一定的时间或空间内出现的个数。根据泊松概率函数在[t,t+τ]的概率分布，求得优秀领导粒子，能在较小的迭代次数下提高收敛精度。泊松分布概率密度函数如下：
其中，δ为实验次数，λ为期望，P为概率。利用合理参数构造出递减型、与先增后减型泊松概率密度函数。
本发明的PI参数优化过程：
在每个周期的起始点，分别对变换器蓄电池B两端电压Vbat和电流采样电阻Rsense进行采样，经过AD(模数转换)后的数据送至DSP(数字信号处理)进行处理，将电池B两端电压Vbat与电压负反馈系数γ(u)相乘后与给定的参考电压uset作差，得到电压差值eu，再与电压环PI控制器传递函数GU(s)相乘，得到指令电流令电压传递函数为其中kp为PI控制器比例系数，ki为积分常数。
将电流检测电阻上的电流iRsense与其负反馈系数γ(i)相乘后，与指令电流作差得到ei，将ei乘于粒子群模糊优化矫正PI传递函数GFuzzy_PI(s)，生成PI修正量Δkp、Δki，再作用于电流内环PI传递函数GI(s)，经过限幅环节输出调节曲线，与锯齿波切割生成新的占空比Dnew。该占空比D调节传递函数方框图如图4所示，其对应的传递函数为：
其中，kfp、Tfi为经过粒子群寻优算法修正后电流环PI控制器参数，kstw和Tstw分别表示锯齿波比例系数和积分常数、Gpwm(s)为占空比传递函数、Hbp2(s)为二阶带通滤波器的传递函数，设置其上下截止频率为45Hz与5Hz，传递函数如下：
传递函数由z平面转换到s平面，可得：
上述中的各个传递函数为现有变换器内既有AD采样芯片、晶振电路、PWM控制芯片、滤波器等传递函数。
本发明采用基于复合指数递减粒子群寻优算法来求取PI最优参数kfp和Tfi，具有更快的全局寻优速度与精度，与现有粒子群寻优算法相比，本发明的正常局部寻优的过程与同时加速向全局寻优；相比传统PI控制器，提高了控制系统的响应速度及稳定性。系统运行在非线性区时，比传统的PI控制器能获得更优的控制效果，可以适用于比较高的开关频率场合的开关电源等电力电子产品中。
虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本发明的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本发明的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本发明的权利要求所保护的范围内。
Claims (10)
1.一种新型双向DC变换器，其特征在于：包括双向DC变换器拓扑电路，所述电路包括直流输入电源端电容C1、中间大电容C、输出端电容C2、输出端滤波电容Cf、储能电感L1、储能电感L2、功率开关管Q1、功率开关管Q2、续流二极管D1、续流二极管D2、电流检测电阻RSense、输出滤波电感Lf和电池B；
直流输入电源端电容C1的一端分别与续流二极管D1的负极、功率开关管Q1的漏级和储能电感L1的一端连接；
储能电感L1的另一端分别与中间大电容C的一端、功率开关管Q2的漏级和续流二极管D2的负极连接；
中间大电容C的另一端分别与续流二极管D1的正极、功率开关管Q1的源级和储能电感L2的一端连接；储能电感L2的另一端分别与输出滤波电感Lf的一端和输出端电容C2的一端连接；输出滤波电感Lf的另一端分别与输出端滤波电容Cf的一端和电流检测电阻RSense的一端连接；所述电流检测电阻RSense的另一端与电池B的正极连接；
电池B的负极、输出端滤波电容Cf的另一端、输出端电容C2的另一端、续流二极管D2的正极、功率开关管Q2的源极均与输入电源端电容C1的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的一种新型双向DC变换器，其特征在于：所述功率开关管Q1和功率开关管Q2互补导通，占空比分别为D和1-D，其中，D为导通占空比。
3.一种新型双向DC变换器的控制方法，其特征在于：需提供如权利要求1或2所述的一种新型双向DC变换器，所述控制方法包括：
在每个周期的起始点，分别对所述变换器电池B端电压Vbat和电流检测电阻Rsense进行采样，经过模数转换AD后的数据送至DSP进行处理后，将电池B端电压Vbat与电压负反馈系数γ(u)相乘后与电池B给定的参考电压uset作差，得到电压差值eu，将电压差值eu与电压环PI控制器传递函数GU(s)相乘，得到指令电流
将电流检测电阻Rsense上的电流iRsense与其负反馈系数γ(i)相乘后，与指令电流作差得到电流差值ei，将电流差值ei乘于粒子群模糊PI优化矫正传递函数，生成PI修正量，再作用于电流内环PI传递函数，经过限幅环节输出调节曲线，与锯齿波切割生成新的占空比Dnew。
4.根据权利要求3所述的一种新型双向DC变换器的控制方法，其特征在于：所述新的占空比对应的传递函数表示为：
其中，kfp、Tfi为经过粒子群寻优算法修正后电流环PI控制器参数，kstw和Tstw分别表示锯齿波比例系数和积分常数，Hbp2(s)为二阶带通滤波器的传递函数，Gpwm(s)为占空比传递函数。
5.根据权利要求4所述的一种新型双向DC变换器的控制方法，其特征在于：所述控制器粒子群优化算法的惯性权重系数是采用复合指数递减粒子群寻优算法来确定的，所述复合指数递减粒子群寻优算法包括如下步骤：
步骤1、初始化粒子群位置和速度，将第i个粒子的位置和速度分别表示为Xi和Si；
步骤2、将粒子位置和速度带入迭代函数进行粒子速度的迭代与更新，求取粒子个体最优位置Pi和全局最优位置Pg；
步骤3、进入步骤4进行局部寻优，若寻得局部最优解，则进行全局寻优；否则，加大惯性权重w，进入步骤5直接进行全局寻优；
步骤4、判断当前迭代次数的粒子自适应值是否为局部最优解，若是则将当前自适应值赋值给更新局部最优解，进入步骤5进行全局寻优；否则，继续进行局部寻优判断，直至找到局部最优解，同时加大惯性权重w直接进入步骤5进行全局寻优；
步骤5、判断当前迭代次数的粒子自适应值是否为全局最优解，若是，则将当前自适应值赋值给更新全局最优解，进入步骤6；若则，继续进行全局最优解判断，直至找到全局最优解，同时减小惯性权重w，返回步骤3进行局部精确寻优；
步骤6、更新粒子速度和位置，判断是否达到寻优迭代次数，若是则寻优结束，否则，返回步骤1，重新初始化粒子群速度和位置进行新一轮的寻优操作。
6.根据权利要求5所述的一种新型双向DC变换器的控制方法，其特征在于：设粒子群在N维空间中有M个粒子，第i个粒子的位置为Xi＝[xi1,xi2,...,xin]，其飞行速度为Si＝[vi1,vi2,...,vin]，个体最佳位置设为Pi＝[pi1,pi2,...,pin]，所有粒子经过的全局最优位置为Pg＝[pg1,pg2,...,pgn]。
从第k次迭代进化到下一迭代次数k+1后，第i个粒子更新飞行速度及位置时的计算公式如下：
其中，w为惯性权重，c1,c2为加速常数；random1和random2均为0～1范围内的随机数；xij(k)、vij(k)分别为第i个粒子在第k次迭代过程中的位置及飞行速度，xij(k+1)、vij(k+1)分别为第i个粒子在第k+1次迭代过程中的位置及飞行速度，i的取值为1～M，j取值为1～N；
所述惯性权重w采用复合函数构造的指数型递减惯性权重计算得到，计算公式如下：
其中，k为迭代次数，kmax为最大迭代次数，kmin为最小迭代次数，wmin为初始惯性权重；wmax为最大迭代次数时的惯性权重。
7.根据权利要求5所述的一种新型双向DC变换器的控制方法，其特征在于：将粒子个体最优位置Pi赋于相对应的权重系数ηij(i＝1,2,…,M；j＝1,2,…,N)，修正粒子飞行全局最优位置为Pg＝ηij·Pi，具体计算公式为：
8.根据权利要求3所述的一种新型双向DC变换器的控制方法，其特征在于：误差调制曲线与锯齿波生成新的占空比之后，再经电感阻抗函数和滤波电容传递函数处理得到实际输出电压vbat值。
9.根据权利要求3所述的一种新型双向DC变换器的控制方法，其特征在于：电压PI控制器传递函数表示为其中kp为PI控制器比例系数，ki为积分常数。
10.根据权利要求4所述的一种新型双向DC变换器的控制方法，其特征在于：所述二带通滤波器的传递函数Hbp2(s)是由z平面转换到s平面的，其计算公式为：
其中，
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Country Status (1)
| Country | Link |
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| CN (1) | CN108649799B (zh) |
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| GR01 | Patent grant | ||
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Denomination of invention: Novel bidirectional DC converter and control method thereof Effective date of registration: 20200703 Granted publication date: 20200410 Pledgee: China Exim Bank Fujian branch Pledgor: FUJIAN NEBULA ELECTRONICS Co.,Ltd. Registration number: Y2020980003784 |
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