CN1086065C

CN1086065C - 接收机电路

Info

Publication number: CN1086065C
Application number: CN96191702A
Authority: CN
Inventors: J.D.斯皮基; A.H.理查德斯
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1995-10-11
Filing date: 1996-10-09
Publication date: 2002-06-05
Anticipated expiration: 2016-10-09
Also published as: KR980700667A; GB9617423D0; JPH10511834A; US5953643A; CN1172561A; WO1997014158A3; EP0796496A2; IN189656B; KR100470008B1; WO1997014158A2

Abstract

一个接收机电路特别一个集成的、零IF的接收机电路中，一个直接转换IF级通过另外一个频率转换级同天线隔离开，该转换级通过一个耦合装置耦合到直接转换IF级(26)。在单一的晶体振荡器(68)作为本地振荡信号施加到另一个频率转换级(18)之前被倍频，并且被用作产生另外的频率，该频率在作为正交相关本地振荡信号施加到直接转化IF级(26)被分频以阻塞谐波。直接转换IF级(26)包括几个用于补偿直流偏移量的直流零化级(56、58；60、62；64、66)。

Description

接收机电路

本发明涉及接收机电路，具体但不是唯一地涉及用于例如数字呼叫这样的应用中的低功率消耗的接收机。

″菲利浦研究日报”，第41卷，1986年，第三期，219-231页包括一篇文章，文章的题目是“在实现一种直接转换无线电接收机的实践中得出的一些信号解调特性”，作者分别为R A Brown、R J Deway和C J Collier.文章说明一种零IF无线电接收机结构，它适合于VLSI集成并且作为一种数字化实现的无线电接收机。另外它说明这种直接转换接收机相对于超外差结构具有很多优点，并且在SSB接收中已经取得很大成功。文章考虑扩展接收AM和FM信号的直接转换结构。它指出了在混频器输出端需要交流耦合以阻止不需要的DC分量的方法可能使AM和FM的接下来的解调降级，但是通过调节接收机的本地振荡频率可以成功的克服这个问题。

不管上面的评论，但是在直接转换接收机中直流偏移量问题仍旧很盛行。由于在集成元件中的不平衡和公差，直流偏移量的源在接收机的所有级中均可出现，并且当直流偏移量被放大时，将驱动接收机结构中的后级进入饱和。另外一个直流偏移量的源不可避免地接收本地振荡信号。通过几个同时发生的途径，出现不可避免地接受本地振荡信号，例如(i)从混频器的本地振荡部分到信号输入口的直接漏电；(ii)从本地振荡电路辐射到天线，和(iii)从混频器的本地振荡部分通过RF放大器传导到天线并回传到混频器。因为这些路径包括天线，所以服从于某种变化，这种变化在正常使用呼叫中来源于在混频器的输出上一个随时间变化的直流输出。

使用直流阻塞来防止直流偏移量的办法出现常见的“中空效应”响应，这归因于他们的高通滤波器响应，并且这也意味当采用大的幅度步骤时，接收机将有一个长的稳定时间。直流阻塞也限制接收机的偏置性能。

本发明的目的是降低在直接转换接收机上直流偏置的影响。

根据本发明提供了一种接收机，该接收机具有一个信号输入、一个直接转换IF级和另外一个频率转换级，该级具有一个耦合到信号输入的输入和一个耦合到直接转换IF级的一个输入的一个输出交流。

本发明建立在认识下列事实的基础上，即通过在天线(或信号输入)和直接转换IF级间提供一个频率转换级，将直接转换IF级从受直流偏移量变化影响的天线隔离开。

此交流耦合可以由带通耦合装置提供。直接转换级不具有不需要的镜向频率响应，这种频率响应在另一个频率转换级和直接转换IF级间提供一个宽带耦合的网络。

接收机可以包括一个本地振荡信号发生装置，该装置包括一个振荡器、耦合到振荡器用于为另一个频率转换级提供一个本地振荡频率的第一个装置和耦合到振荡器用于为直接转换IF级提供一个本地振荡频率的第二个装置。

如果所希望的第二个装置可以包括一个频率合成器，上述振荡器的输出作为一个参考频率。通过使用一个频率合成器，可能使用另一个频率转换级的宽的带宽，该级允许多通道操作。频率合成器可以用作提供任何频率，这种频率被要求作为一个零IF信号来恢复所期望的通道。使用频率合成器产生的较低本地振荡信号的方法相对于产生较高的本地振荡信号的方法具有较低的功率消耗。另外使用频率合成器将允许接收机通过一个蜂窝类型的系统进行漫游，这种系统中没有两个相邻的单元在同一频率上工作并且接收机能够快速重新调谐。

第一个和第二个装置可以包括一个正交分频器，它用于分离振荡频率和提供正交的相关的输出，在直接转换IF级的混频器中，该输出作为本地振荡信号是直接可用的；包括一个分频器，不管是否作为用于第二个装置的正交分频器来实现，避免了一个可能的问题，即晶体频率不需要的谐波等于天线上的信号频率导致另一个频率转换级上的混频器将在IF频率上产生寄生输出。这个不需要的IF信号的幅度和相位可以影响天线并且可以导致直接转换IF级的混频器输出上的直流偏移量。分频器保证晶体频率不需要的谐波可以和信号频率不相同，并且可以在信号路径上不需要芯片外(off-chip)的元件情况下，为直接转换IF级的混频器提供一个正交本地振荡器驱动器设置分频器。

在本发明的一个实施例中，直接转换IF级包括不需要直流阻塞级的直流零化装置。为影响直流零化，当为应用直流校正信号或一些信号抵消任何测量到的直流偏移量而激活直流零化装置时，禁止输入信号或者本地振荡频率的第一个到另一个频率转换级的倍频；并且在那以后取消该禁止并正常地处理输入信号。零化(nulling)提出了使所有级上的输出直流工作点等于一个规定的参考值的校正的必要性。这种校正可以在规则的间隔上完成，兼容所使用的协议，例如在接收包含对接收机电路无用信息的前序或串行的代码字期间。

现在将通过实施例，参考附图说明本发明。

图1是一个传统的直接转换接收机的前端的简要框图，显示了本地振荡(LO)信号进入RF端口漏电途径，点线表示辐射途径，间断线表示传导途径，

图2是在后置混频放大器输出上的I-Q图，

图3是一个在跟随后置混频放大器输出级上的I-Q图，它显示了变化的漏电分量的矢量相加，

图4是一个显示直流零化结果的I-Q图，

图5是一个根据本发明制作的接收机的一个实施例的框图，

图6A、6B、6C和6D是波形图，它们解释在图5所示的接收机使用的直流零化技术，

图7是一个流程图，介绍了在直流零化操作中所涉及的步骤顺序，

图8是一个框图，说明根据本发明制作的接收机的另一个实施例。

图中相同的参考数字总表示相应的特征。

参考图1，传统的直接转换接收机的前端包括一个环行天线10，与该天线相联系的调谐电容耦合在一个RF放大器12的输入间。放大器12的一个输入耦合到正交分相器28。分相器28的一个入相位(in-phase)输出I耦合到混频器30的第一个输入并且一个正交相位输出Q耦合到混频器32的第一个输入。一个本地振荡器68耦合到一个三倍频器70，三倍频器70的一个输出耦合到混频器30、32的第二个输入。提供给第二个输入的频率就这样混合接收的信号下行到零IF。一个偏压布局80耦合到RF放大器12、混频器30、32和三倍频70。混频器30、32的输出各自耦合到后置混频放大器36、38。

图1也显示本地振荡器(LO)信号到RF口的不同的漏电途径。点线显示包括辐射漏电路径的E、F、G，间断线显示包括纯传导的路径的A、B、C、D和H。

图2是后置混频放大器输出的一个I-Q图，它显示每个独立的漏电途径A至H作为矢量分量矢量合成直流偏移量(或全部)R。全部合成矢量R的主要矢量分量是：

路径A，穿过混频器的节点通过相位分离器28和RF放大器12传导至天线10并且然后通过RF放大器12和相位分离器28反射返回，

路径B，穿过混频器节点通过相位分离器28和RF放大器12传导至天线10并且然后通过相位分离器28反射返回，

路径C，穿过混频器节点传导至相位分离器28并且反射返回，

路径D，直接穿过混频器半导体节点传导，

路径E，从未屏蔽的三倍频器70的输出辐射到天线输入并且然后通过RF放大器12和相位分离器28，

其他的路径F、G和H一般比较小。路径F和G分别是到RF放大器12调谐电路输出和相位分离器28的辐射漏电路径。通过路径H穿过偏置线的传导一般小，因为偏置线被很好的去耦，

路径B、C、D可能不随时间变化，其中作为路径A和E将发生变化，这主要归因于干扰天线场的物体的运动。

图3是在后置混频放大器36、38的输出测量的一个I-Q图，该图显示矢量合成的直流偏移量矢量R并且包括一个旋转矢量形成的圆，该矢量一个必需的信号的调制MOD。圆的半径表示接收的信号的幅度。在图3中，I_OFF和Q_OFF表示I和Q通道直流校正电压，该电压施加到接下来的后置混频放大器以零化偏移量。

图4是显示零化结果的一幅I-Q图。旋转矢量MOD现在集中在原点O。如果信号将被正确接收，那么必需的调制基本上关于原点O的集中。一个信号只可以在一个接收机内被放大并且莸得它的信息。如果合成矢量直流分量I_OFF或Q_OFF在幅度上或相位上改变或两者都改变，以致于圆不再包括原点O自身，信号接收将丢失并且将不会重新建立，直到一个直流零化电路(图1中没有显示)被复位为止。

从一个实验的事实，可以显示在一个零IF接收机中直流偏移量的变化的两个主要原因是振荡信号到天线辐射路径E和LO信号到天线传导路径A。

为了降低根据本发明制作的一个低费用接收机中的这些影响，如图5所示提供了基于混频器18上的一个附加的频率转换处理，它将直接转换IF级26从受直流偏移量变化影响的天线隔离开。为了在混频器18的输出端将受直流偏移量影响的天线与下级隔离开，一个AC耦合可以用在附加的频率转换处理的输出和直接转换IF级26的输入之间。IF所希望的高通滤波器(没有显示)可以代替带通滤器24。直流零化也用在直接转换IF级。图5示的电路的另一个特征是使用了单一的本地振荡器68，为各个频率转换级提供LO信号。

详细参考图5，接收机包括一个天线10，它通过一个RF放大器12耦合到一个带通滤波器14，该滤波器14选择感兴趣的频率的带宽。滤波器的一个输出耦合到混频器18的第一个输入16。一个本地振荡信号发生器20的一个本地振荡信号被施加到混频器18的第2个输入22。混频器18的输出是一个IF信号，它经过一个带通或高通滤波器24滤波，然后提供一个宽带的信号，该信号被施加到一个零IF频率下行转换和解调级26。带通滤波器24的输出作用于结点28，在此信号被分成两路，并且施加到混频器30和32的第一个输入。本地振荡信号发生器20的一个输出通过一个90°分相器34施加到混频器32的第2个输入。施加到混频器30、32的本地振荡频率就这样在一个宽带IF信号中混和一个必要的信号从带通滤波器下行到一个零IF。后置混频放大器36、38被分别连接到混频器30、32的输出。放大器36、38的输出直接连接到低通滤波器40、42，这两个滤波器使混频后的必需的产物通过。第一限幅放大器44、45分别直接连接到低通滤波器40、42，并且第一限幅放大器44、45的输出分别直接连接到第二限幅放大器46、47。第二限幅放大器46、47的输出连接到第三限幅放大器48、49的输入。解调器52连接到第三限幅放大器48、49的输出并且在终端54上提供一个输出。

DC零化电路56、58耦合到放大器36、38和低通滤波器40、42间相应的信号路径，DC零化电路60、62被连接到第一限幅放大器44、45输出和第二限幅放大器46、47间的相应路径。最后，直流零化电路64、66被连接到在第二限幅放大器46、47的输出和第三限幅放大器48、49的相应输入间的相应路径。

信号发生装置20包括一个晶体控制振荡器，它的输出在倍频器70被以奇数倍频、例如3。为了向混频器18的输入22提供本地振荡频率，倍频器70的输出在倍频器72中以适当倍数倍频，例如4，以优化第一个IF来减轻下面的滤波。然而，为了向混频器30、32提供本地振荡信号，倍频器70的输出在分频电路74中被2分频。在倍频器70中向下分频，晶体振荡频率的谐波不再同必需的信号频率冲突。选择的可以将分频器74和相位分离器34用一个在芯片上的如图8中所示的正交分频器代替。

参考6A，通过天线接收到的信号包括一个前序P，在它后面是一个串行代码字S，该码连接数据帧FD，该帧具有和传输串行代码S的相同的位率或不同的位率。象在图6A中所示的，串行码字S和数据帧成功的重复。

为了实现使用零化电路56、58、60、62、64和66的直流零化，接收机被通电使晶振68和接收机剩余部分稳定。

零化操作需要在天线10上接收到的输入信号或者被减弱或者被完全删除，这可以通过下列方法来实现：减弱天线10的输出和混频器18的第一个输入16间的信号途径和/或中断在倍频器72的输入和混频器18的第二个输入22间的本地振荡途径。为方便介绍，中断来自天线的信号途径的装置用一个开关82表示，但是其他方法可以用作例如减小放大器12的增益，中断本地振荡器的路径的装置用开关84表示，但可以使用其他方法。控制装置86用来操纵开关82和/或84以及直流零化电路56、58、60、64、和66以及所必需的装置。

零化处理是一个顺序处理，并且随着输入信号减弱或中断，电路56、58测量在后置混频放大器36、38的直流偏移量，等于但极性与所测量直流偏移量相反的直流校正信号被施加到后置混频放大器36、38输出上的相应信号路径。这个直流校正效果将下传至零IF信号路径。然后直流零化电路60、62测量在第一限幅放大器44、45输出上的偏移量，等于但极性与所测量的直流偏移量相反的直流校正信号提供给第一个限幅放大器44、45的相应输出。这个校正信号效果再次下传到零IF信号路径。最后直流零化电路64、65测量在第二限幅放大器46、47输出上的直流偏移量。等于但极性与所测量偏移量相反的直流校正信号被施加到第二个限幅放大器46、47相应输出。通过或者单一或者全部移走在RF放大器路径上的衰减或重新将本地振荡信号引入混频器18，接收机看上去显然被零化并且接收到的信号现在被重新引入信号通道。

图6B介绍了一个长数据消息LDM传送的例子，它用交叉阴影线来表示。图6B从接收机开关闭合R_x ON开始，使电路达到稳定。紧接着是一个上面所说明类型的直流零化操作，DC null。当信号被存储时，寻呼机正接收前序和连续的串行代码字，R_x，P&S。从此，寻呼机的接收单元根据一个正常的电池保留协议的部分协议降低消耗。优先于预定帧，当寻呼机将接收一个也许传送给该寻呼机的地址ADD时，接收机单元将被重新供电并且通过一个直流零化路径，DC null。在图6B中的一个例子中，当寻呼机保持供电R_x ON时，如图6B所示，因为一个长数据消息LDM与地址连续并且这条消息扩展到下一个紧接的批量数据并且部分进入批量数据，所以不仅接收数据而且接收出现的串行代码字。图6C也显示当接收机不供电R_x OFF。对于某些寻呼机，不必在长数据消息LDM中接收串行代码字，所以这些周期可以用作重新零化接收机，抵消例如温度或电源供给变化造成的漂移效果。长数据消息的结束后，关闭寻呼机，然后在它的预定帧期间恢复正常的电源升高操作。每次直流零化均出现在上述方式中。

图6D说明了时间周期，NULL ON，在这里DC零化在所显示的例子中发生。

参考图7，流程图从开始块88开始，这意味着将接收机切换至开并且转到块89，这意味着初始化零化循环。块90意味着控制装置86激活开关82和/或84以禁止第一个频率转换级。块91中，控制装置激活零化装置56、58，其中的每一个均测量在他们相应路径上的直流偏移量，在后置混频放大器36、38的输出上，对电路路径施加相等的但极性相反的直流校正信号。当直流零化装置去激活后，维持直流校正信号。时延接着允许校正的结果继续传送到下一个直流零化级。在块92中，直流零化级60、62被控制装置86激活并且重复以前说明的循环并且零化装置被去激活。块93中，控制装置激活零化装置64、66并且重复以前说明的循环并且零化装置被去激活。

如果存在着任意多对的零化级，那么然后将随着最靠近解调器52的最后一个零化级重复循环。

一旦所有的零化级被按顺序激活/去激活，那么，通过关闭适合的开关82和/或84，删除块94中对第一个频率转换级的禁止。象在块95中说明的一样，接收机现在正常工作，直到下一个为零机会。随后流程图回转到块89。

图8介绍了根据本发明的第二个实施例，它是在图5所显示的第一个实施例的变体，作为基本的接收机电路和它的基本操作为简便起见基本不变，接下来的说明将指出不同的特征，这些特征主要关心用于混频器18、30、32的本地振荡信号的生成。

本地振荡信号发生电路20包括一个晶体振荡器68，该晶体的输出耦合到一个频率合成器71和一个倍频器73，该倍频器73向混频器18的第二个输出提供本地振荡信号。频率合成器71可以有一个已知类型的锁相环，为一个正交分频器75提供一个比倍频器73的输出频率低的输出频率，该正交分频器同时分频例如除2并且产生相关的正交输出，该输出直接耦合到混频器30、32。

当接收机在一个多通道系统上工作时，使用一个频率合成器71的特别值，因为它使滤波器24具有一个宽的通带，例如1MHZ，它允许系统中的所有频道通过，并且施加分频比到频率合成器71，这样使正交分频的下频率混合所希望的信号下行到一个零IF。使用频率合成器产生一个较低本振信号，其频率最高至200MHZ，这种方法的优点是在电路费用上比产生较高的本地振荡信号更经济。

正交分频器75可以很容易的作为一个零IF接收机的一部分集成。阻塞不需要的谐波并且直接产生可用的正交输出。另外，它能够越过几个倍频程工作。

第一个和第二个实施例的特征不是相互互斥的，其中一个实施例的特征可以应用在另一个中，反之亦然。特别是频率合成器可以产生第一个本地振荡频率，该频率施加到混频器18的第二个输出22。另外每一个频率转换级可以有它自己的倍频合成器或锁相环。

从公开的本发明中，对于本领域的专业技术人员其它的修改是显然的。这样的修改可能涉及其它特征，这种特征在设计、制造和使用零IF接收机和其中的元件部分已经公开，并且代替或补充这里已经公开的特征。尽管在该申请中对特征的组合已经明确的叙述，但应该理解本申请公开的领域包括任何和每一个革新特征和这里所公开的特征的组合，或者明确的，或者隐含的，和所有的这样的修改和变化一起，无论是否涉及这里公开的发明的主要的概念，无论是否它移植任何或所有同发明的主要的概念相同的技术问题。这时本申请给出警告：在本申请或任何另外从中推导出的申请或从中所要求的优先权的申请实行期间，专利要求可以提出这样的特征和/或这样特征的组合。

Claims

1.一接收机电路，有一个信号输入、和所述信号输入耦合的超外差级，一个具有正交相关信号路径的直接转换级、将超外差级的一个输出端和直接转换级的一个输入端耦合的宽带耦合装置，和直接转换级耦合的解调装置，本地振荡器信号产生装置，该信号产生装置包括输出频率不同于超外差级和直接转换级的每一个所需要的本地振荡器频率的单个振荡器，根据所述输出频率产生用于超外差级的本地振荡器频率的装置，具有分频和分相位功能的装置，它用于根据所述输出频率产生用于直接转换级的正交相关的本地振荡器信号，以及在直接转换级的每个正交相关信号路径中的至少一个直流零化级，所述至少一个直流零化级包括测量它所连接至的信号路径中的直流偏移并对信号路径施加实际上相等且相反的直流纠正的装置。

2.根据权利要求1中所要求的接收机电路，其特征在于提供了信号禁止装置和激活所述信号禁止装置从而在上述直流零化装置已被激活的时候禁止施加信号到直接转换级的控制装置。

3.根据权利要求1中所要求的接收机电路，其特征在于正交相关的信号路径每一个至少包括两个串联的限制放大器级，一个直流零化级耦合到每个相应限制放大器级的信号路径。

4.根据权利要求1中所要求的接收机电路，其特征在于控制装置，用于控制对直流零化级的激活，使得从最靠近直流转换级的输入端的直流零化级开始，顺序完成直流零化级。

5.根据权利要求4中所要求的接收机电路，其特征在于一个禁止装置，它响应于来自控制装置的控制信号，禁止在所述直流零化级进行直流零化期间将信号施加到直流转换级的输入端。

6.根据权利要求1中所要求的接收机电路，其特征在于和所述单个振荡器耦合的频率相乘装置，用于为超外差级提供本地振荡器频率。

7.根据权利要求1中所要求的接收机电路，其特征在于产生用于直流转换级的本地振荡器信号的装置包括频率合成器，并且所述单个振荡器包括参考频率源。

8.根据权利要求1中所要求的接收机电路，其特征在于每个正交相关信号路径包括频率转换级和滤波装置，并且至少一个零化级耦合在频率转换级和滤波装置之间。