CN108519505A - 一种pwm输出方式的剩余电流检测装置及方法 - Google Patents

Abstract

一种PWM输出方式的剩余电流检测装置，包括磁通门探头L1，所述磁通门探头L1与磁通门驱动电路连接，所述磁通门驱动电路包括比较器N1，第一模拟开关N2A、第二模拟开关N2B及触发器D1，磁通门探头L1与第一模拟开关N2A及第二模拟开关N2B连接，然后与触发器D1连接，触发器D1、第一模拟开关N2A及第二模拟开关N2B与比较器N1连接。本发明提供的一种PWM输出方式的剩余电流检测装置及方法，可通过输出信号占空比表征待测电流。该检测方法基于磁通门原理可满足交直流电流隔离式检测，具有灵敏度高，检测精度高，成本低等优点。

Description

一种PWM输出方式的剩余电流检测装置及方法

技术领域

本发明涉及电流检测技术领域，尤其是一种PWM输出方式的剩余电流检测装置及方法。

背景技术

在电动汽车充电模式2中，IC-CPD用于连接车载充电机与交流电网，由于充电设备中为直流电池系统，会产生直流剩余电流。直流剩余电流会对电网，对人体造成危害，如引起火灾，危及人身安全，造成设备故障等。因此IEC62752及NB/T 42077—2016标准中均要求即包括剩余电流检测要求，以避免剩余电流造成人身伤害，造成设备伤害，引起火灾等。在光伏逆变器中也强调了剩余电流检测的要求，如VDE-0126-1-1,2006-02标准中，不同的剩余电流需要在相应的时间内断开逆变器与电网的连接。

当前基于磁通门原理的剩余电流检测装置主要应用于直流屏等系统，其核心问题是传感器频率响应较低，一般在10Hz以下，而在Type B型标准中需要检测1kHz剩余电流，显然在频率响应与动作时间上存在很大的差距；另外现有产品体积较大，在IC-CPD中无法适用；现有产品供电一般采用正负电源供电，如典型电压为±12V～±15V，而在IC-CPD中仅有单电源系统，因此也会带来供电问题，电压采集问题等。另外传统产品成本较高，因此无法实现批量化生产及应用。

而在光伏逆变器领域应用较多的剩余电流传感器剩余电流检测范围较大，如瑞士莱姆(LEM)公司推出的CTSR系列检测电流范围在500mA以上，而在IC-CPD中要求的剩余电流检测范围在100mA，因此，采用光伏逆变器领域中的产品在小电流范围也存在问题，如噪声较大，磁滞严重，成本较高等。

综上，现有装置存在较多问题，如频响低，体积大，成本高等问题，限制了在新领域中产品的应用。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种PWM输出方式的剩余电流检测装置及方法，具有成本低，体积小，能够对微弱电流很敏感的检测。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种PWM输出方式的剩余电流检测装置，包括磁通门探头L1，所述磁通门探头L1与磁通门驱动电路连接，所述磁通门驱动电路包括比较器N1，第一模拟开关N2A、第二模拟开关N2B及触发器D1，磁通门探头L1与第一模拟开关N2A及第二模拟开关N2B连接，然后与触发器D1连接，触发器D1、第一模拟开关N2A及第二模拟开关N2B与比较器N1连接。

优选的，所述第一模拟开关N2A的IN1引脚与第二模拟开关N2B的IN2引脚串接，然后与触发器D1的Q非引脚连接，触发器D1的D引脚与Q非引脚串联，触发器D1的CP引脚与比较器N1连接；第一模拟开关N2APin5引脚与第二模拟开关N2B的Pin10引脚为电压低端，通过电阻R8连接至Gnd零电平端。

优选的，所述磁通门探头1包括磁芯及激励线圈，所述激励线圈绕设于磁芯外部；所述磁芯为具有环形特征的形状。

一种PWM输出方式的剩余电流检测装置的检测方法，包括以下步骤：

步骤一、对磁芯进行正向磁化，系统上电后磁芯开始正向磁化，D引脚、Q非引脚、IN1引脚及IN2引脚均为低电平状态，随着时间增加，磁化电流持续增加，某个状态电流为It，It电流均流经R8，此时R8电压为Vt，当Vt小于V3，比较器N1输出为低电平；时间继续增加至Tp，此时电流为Ip，电流流经R8，R8端电压为Vp，Vp大于参考电压V3，此时比较器N1输出状态由低电平变为高电平，即触发器D1的CP端出现上升沿，在出现上升沿之前D引脚及Q非引脚为低电平状态，CP端出现上升沿，Q非引脚状态翻转，由低电平变为高电平，D引脚及Q非引脚均变为高电平；

步骤二、对磁芯进行反向磁化，Q非引脚变为高电平后，IN1引脚及IN2引脚变为高电平，磁场向负向磁化，磁场强度减小，电流值减小，此时流经R8的电流由It缓慢减小，当R8上电压小于参考电压V3，比较器N1输出电平变为低电平，当磁化电流过零点时，R8上电压也为0，此后磁芯内磁场为负向磁化，磁化电流逐渐增大，此时比较器N1输出电平为低电平；

步骤三、当磁化电流进一步增大时，R8电压逐渐增大，当电流增大至-Ip时，R8上出现Vp大于参考电压V3，经过步骤二后D引脚与Q非引脚均为高电平状态，此时比较器N1输出状态由低电平变为高电平，CP端出现上升沿；触发器D1接收CP端高电平触发，D引脚与Q非引脚电平状态由高电平变为低电平，第一模拟开关N2A与第二模拟开关N2B控制IN1引脚与IN2引脚由高电平变为低电平，由此完成一个振荡周期；

步骤四、计算占空比。

本发明提供的一种PWM输出方式的剩余电流检测装置及方法，可通过输出信号占空比表征待测电流。该检测方法基于磁通门原理可满足交直流电流隔离式检测，具有灵敏度高，检测精度高，成本低等优点。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：

图1为本发明的结构示意图；

图2a为本发明磁通门探头A状态的结构示意图；

图2b为本发明磁通门探头B状态的结构示意图；

图3为本发明的充电模型结构示意图；

图4a为本发明无待测电流时工作点示意图；

图4b为本发明有待测电流时工作点示意图；

图5为本发明磁化过程实际曲线与直线示意图；

图6为本发明待测电流与占空比对应关系图；

图7为本发明传感器线性度误差图。

具体实施方式

如图1所示，一种PWM输出方式的剩余电流检测装置，包括磁通门探头L1，所述磁通门探头L1与磁通门驱动电路连接，所述磁通门驱动电路包括比较器N1，第一模拟开关N2A、第二模拟开关N2B及触发器D1，磁通门探头L1与第一模拟开关N2A及第二模拟开关N2B连接，然后与触发器D1连接，触发器D1、第一模拟开关N2A及第二模拟开关N2B与比较器N1连接。

优选的，所述第一模拟开关N2A的IN1引脚与第二模拟开关N2B的IN2引脚串接，然后与触发器D1的Q非引脚连接，触发器D1的D引脚与Q非引脚串联，触发器D1的CP引脚与比较器N1连接；第一模拟开关N2APin5引脚与第二模拟开关N2B的Pin10引脚为电压低端，通过电阻R8连接至Gnd零电平端。

优选的，所述磁通门探头1包括磁芯及激励线圈，所述激励线圈绕设于磁芯外部；所述磁芯为具有环形特征的形状。

一种PWM输出方式的剩余电流检测装置的检测方法，包括以下步骤：

步骤一、对磁芯进行正向磁化，系统上电后磁芯开始正向磁化，如图2a所示，D引脚、Q非引脚、IN1引脚及IN2引脚均为低电平状态，随着时间增加，磁化电流持续增加，某个状态电流为It，It电流均流经R8，此时R8电压为Vt，当Vt小于V3，比较器N1输出为低电平；时间继续增加至Tp，此时电流为Ip，电流流经R8，R8端电压为Vp，Vp大于参考电压V3，此时比较器N1输出状态由低电平变为高电平，即触发器D1的CP端出现上升沿，在出现上升沿之前D引脚及Q非引脚为低电平状态，CP端出现上升沿，Q非引脚状态翻转，由低电平变为高电平，D引脚及Q非引脚均变为高电平；

步骤二、对磁芯进行反向磁化，Q非引脚变为高电平后，IN1引脚及IN2引脚变为高电平，磁场向负向磁化，如图2b所示，磁场强度减小，电流值减小，此时流经R8的电流由It缓慢减小，当R8上电压小于参考电压V3，比较器N1输出电平变为低电平，当磁化电流过零点时，R8上电压也为0，此后磁芯内磁场为负向磁化，磁化电流逐渐增大，此时比较器N1输出电平为低电平；

步骤三、当磁化电流进一步增大时，R8电压逐渐增大，当电流增大至-Ip时，R8上出现Vp大于参考电压V3，经过步骤二后D引脚与Q非引脚均为高电平状态，此时比较器N1输出状态由低电平变为高电平，CP端出现上升沿；触发器D1接收CP端高电平触发，D引脚与Q非引脚电平状态由高电平变为低电平，第一模拟开关N2A与第二模拟开关N2B控制IN1引脚与IN2引脚由高电平变为低电平，由此完成一个振荡周期；

步骤四、计算占空比。

传感器探头，由磁芯，磁芯护盒，绕线组成。其中磁芯采用高导磁率磁性材料卷绕制成或高导磁率磁性材料冲片制成，所用磁芯的相对磁导率在一定范围内具有极好的线性度，磁芯为闭合磁路，一般采用环形磁芯，其中“环形”或“环”不限于圆形，而是磁性材料形成一个孔，孔内允许一根或多根导线穿过，磁性材料形成的形状可以包括正方形，长方形，跑道形，圆形，或其他规则的或不规则的形成闭合或近似闭合的形状。磁性材料的加工方式可以采用卷绕，单片冲片，冲片叠加或冲片拼接而成。可以根据需要在磁芯外面安装护盒或采用各种方式以保护磁芯，如喷涂，注塑等方式。在磁芯外部绕制线圈，线圈与内部磁芯形成传感器探头。

当线圈中通有电流时，根据麦克斯韦方程相关公式可知，磁芯的磁场强度会随通电电流变化，相应磁通密度会随磁场强度变化而变化。线圈中典型的电流为正负激励电流。如在开始正向磁化时，激励电流持续增大，增大至电流Ip时达到电流波峰，此时电流换向，开始负向磁化激励电流方向反向，并持续变化至电流-Ip时达到电流波谷，此时电流换向至正向磁化，以此完成一个周期。

其中第一模拟开关N2A与第二模拟开关N2B为典型的换向电路，其包含控制引脚，线圈公共引脚，供电高端与电压低端引脚。换向电路具有2个功能状态。其中IN1,IN2为控制引脚串接在一起，通过IN1,IN2可实现2个功能状态的切换：当IN1,IN2为高电平时控制线圈正向磁化，线圈电路为正向电流，当IN1,IN2为低电平时控制线圈反向磁化，线圈电路内为反向电流。其中Vcc为供电电源，为线圈提供能量。N2A的Pin5与N2B的Pin10为电压低端，通过电阻R8连接至Gnd零电平端。通过IN1,IN2电平的变化即可控制线圈激励电流方向，从而实现正向激化至饱和，换向，反向磁化至饱和，换向，进而形成往复振荡。换向电路可采用开关电路，如单刀双掷开关，也可采用具有类似功能的电路，如以晶体三极管搭建而成的H桥电路，以MOS管搭建而成的H桥电路；也可采用以运算放大器等器件搭建而成的电路。换向电路具有的典型功能即在某个输入状态时，传感器探头激励线圈为正向磁化，而在另外一个状态时，传感器探头激励线圈为反向磁化，进一步讲，换向电路功能在某个状态实现传感器内部磁场强度(也即磁通量)正向达到峰值，在另一个状态时，传感器内部磁场强度(也即磁通量)反向达到峰值。

其中触发器D1为状态控制功能，输入信号为CP端上升沿电平。具有的典型状态为CP端高电平输入时，D引脚与Q非引脚串联。当CP端高电平时，触发器D1捕获上升沿，此时无论D引脚状态如何，Q非电平均为D电平的翻转状态。可以表述如下，当D为低电平时，Q非也为低电平，当CP为高电平上升沿变化时，Q非变化为高电平，此时D也变化为高电平，当下一次CP上升沿变化时，Q非变化为低电平，此时D也变化为低电平，进而在每个CP上升沿变化时，D与Q非即可实现状态反转。触发器D1可采用多种器件以实现此功能，包括单片机，MCU，DSP，FPGA等芯片，典型芯片为上升沿D型触发器。其实现主要功能是CP端上升沿变化，输出状态翻转。

N1为控制端模拟比较器，其具有的典型功能是同相端V2电压大于参考电压值V3时，输出端为高电平；当V2电压小于参考电压V3时，输出端为低电平。当然也可更改为V3小于V2时输出高电平，V3大于V2时，输出低电平。通过R3、R4两个电阻分压产生参考电压V3，在某一时刻V2电压上升，当V2大于V3时比较器N1输出高电平，当V2下降时，V2小于V3，此时比较器N1输出低电平。

在没有检测电流时，每个振荡周期内正向磁化与反向磁化时间相同，因此占空比为50％。具体计算过程如下：

由于磁芯选用高导磁率特有磁芯，可近似理解为在一定磁场范围内，其磁化时间与磁化电流相关。

如图3所示，为等效电路，设探头电感值为L1，电阻为R8，电源电压为U，由此可知一阶稳态方程如公式1所示。公式中：L1为线圈电感，Ic为线圈上通过的电流，t为时间，R为采样电阻R8，电源电压U，PWM为脉宽调制，通过占空比来反映电流大小。Sp为正向面积，Sn为反向面积。Tp为正向充磁时间，Tn为反向充磁时间。K为偏倒值，K1为K的近似值。

解公式1，可得时间与电流函数关系为公式2所示。

当Ic较小时，公式2对Ic求偏导可得公式3。

其中K为T对电流Ic的偏导，所以T2可以理解为函数的斜率。当Ic R远小于U时，K即可近似简化为公式4。

由此可见在小电流范围内充磁斜率曲线近似为直线。即通过选取合适的磁性材料，设计合理的激励线圈匝数，设定合适的采样电阻值，可在小电流范围将公式2可近似等效为公式5。

由公式5可得出如下结论，磁化时间与磁化电流成比例关系，通过电流设置合理的充磁及退磁翻转电流值，此时T2与该电流存在线性比例关系。

当外界被测电流为0时，充磁电流变化量与退磁电流变化量相等，因此正向充磁时间Tp与反向退磁时间Tn相等，即Tp＝Tn，此时占空比为50％。

当有待测电流时，磁芯中磁场强度与穿过磁芯的电流和成比例关系，对应的正向充磁电流变化量变大，同样反向退磁电流变化量减小，即Tp与Tn均会发生变化。具体论证如下。

设待测电流为Ir，磁化至饱和状态对应电流为Ip，根据安培环路定理，翻转电流值对应的电流与磁场强度成比例关系，由于待测电流改变了磁芯内部磁场强度，则根据公式5可计算由Ir磁化至饱和所需时间Tp如公式6，同样计算Tn如公式7，由此计算占空比。

很显然，Tp与Tn的差值仅与待测电流Ir线性相关，同样可计算高电平占空比如公式8所示。

至此，可清晰得出，PWM占空比与待测电流为线性关系，其系数为1/Ip。

如图4a、4b所示，采用图示说明，横坐标为电流，电流与磁场强度为线性关系，纵坐标为磁感应强度。

当没有待测电流时，正向磁化面积与负向磁化面积相同，因此具有相同的时间，即占空比相同。

当有待测电流Ir时，由磁场叠加原理，相当于磁滞回线沿横坐标上向右侧移动了一定距离，移动距离与待测电流对应。此时对应于翻转电流点Ip位置的磁感应强度变小，对应于-Ip电流点的磁感应强度增大。此时正向磁化面积小于负向磁化面积。由三角学可计算正向面积与负向面积分别如公式9，公式10所示。

其中K为相对磁导率，磁芯截面积，线圈匝数等组成的常数，与待测电流无关。

由公式9，公式10计算占空比如公式11所示。

显然可见，公式11与公式8相同。

如图5-7所示，理论计算传感器具有较好的线性度，通过合理的磁路设计，理论线性度可达0.02％，可满足常规传感器使用。

当电路在状态A时，磁化电流持续增大，电流经检测电阻产生比较电压，当电压大于设定值时，比较器输出高电平信号，触发器捕获上升沿信号，控制模拟开关电平变化，进行控制电路进入状态B；同样地当电流达到翻转点时，控制电路进入状态A。控制探头L1往复磁化，退磁。当没有待测电流时，磁化时间与退磁时间相同，占空比为50％；当有磁化电流时，磁化时间与退磁时间不再相等，此时占空比将发生变化。根据占空比的变化即可检测待测电流。本发明可实现微弱电流检测，交直流剩余电流检测，并能实现低成本，小型化。以该方法研制的产品可满足Type B型剩余电流检测标准，可适用于电动汽车充电模式2中缆上控制与保护装置(IC-CPD)剩余电流检测，光伏逆变器剩余电流检测，也可应用做闭环电流传感器检测探头。

上述的实施例仅为本发明的优选技术方案，而不应视为对于本发明的限制，本发明的保护范围应以权利要求记载的技术方案，包括权利要求记载的技术方案中技术特征的等同替换方案为保护范围。即在此范围内的等同替换改进，也在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种PWM输出方式的剩余电流检测装置，其特征在于：包括磁通门探头(L1)，所述磁通门探头(L1)与磁通门驱动电路连接，所述磁通门驱动电路包括比较器(N1)，第一模拟开关(N2A)、第二模拟开关(N2B)及触发器(D1)，磁通门探头(L1)与第一模拟开关(N2A)及第二模拟开关(N2B)连接，然后与触发器(D1)连接，触发器(D1)、第一模拟开关(N2A)及第二模拟开关(N2B)与比较器(N1)连接。

2.根据权利要求1所述一种PWM输出方式的剩余电流检测装置，其特征在于：所述第一模拟开关(N2A)的IN1引脚与第二模拟开关(N2B)的IN2引脚串接，然后与触发器(D1)的Q非引脚连接，触发器(D1)的D引脚与Q非引脚串联，触发器(D1)的CP引脚与比较器(N1)连接；第一模拟开关(N2A)Pin5引脚与第二模拟开关(N2B)的Pin10引脚为电压低端，通过电阻R8连接至Gnd零电平端。

3.根据权利要求1所述一种PWM输出方式的剩余电流检测装置，其特征在于：所述磁通门探头(1)包括磁芯及激励线圈，所述激励线圈绕设于磁芯外部；所述磁芯为具有环形特征的形状。

4.根据权利要求1-3任意一项所述一种PWM输出方式的剩余电流检测装置的检测方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤一、对磁芯进行正向磁化，系统上电后磁芯开始正向磁化，D引脚、Q非引脚、IN1引脚及IN2引脚均为低电平状态，随着时间增加，磁化电流持续增加，某个状态电流为It，It电流均流经R8，此时R8电压为Vt，当Vt小于V3，比较器N1输出为低电平；时间继续增加至Tp，此时电流为Ip，电流流经R8，R8端电压为Vp，Vp大于参考电压V3，此时比较器(N1)输出状态由低电平变为高电平，即触发器(D1)的CP端出现上升沿，在出现上升沿之前D引脚及Q非引脚为低电平状态，CP端出现上升沿，Q非引脚状态翻转，由低电平变为高电平，D引脚及Q非引脚均变为高电平；

步骤二、对磁芯进行反向磁化，Q非引脚变为高电平后，IN1引脚及IN2引脚变为高电平，磁场向负向磁化，磁场强度减小，电流值减小，此时流经R8的电流由It缓慢减小，当R8上电压小于参考电压V3，比较器(N1)输出电平变为低电平，当磁化电流过零点时，R8上电压也为0，此后磁芯内磁场为负向磁化，磁化电流逐渐增大，此时比较器N1输出电平为低电平；

步骤三、当磁化电流进一步增大时，R8电压逐渐增大，当电流增大至-Ip时，R8上出现Vp大于参考电压V3，经过步骤二后D引脚与Q非引脚均为高电平状态，此时比较器(N1)输出状态由低电平变为高电平，CP端出现上升沿；触发器(D1)接收CP端高电平触发，D引脚与Q非引脚电平状态由高电平变为低电平，第一模拟开关(N2A)与第二模拟开关(N2B)控制IN1引脚与IN2引脚由高电平变为低电平，由此完成一个振荡周期；

步骤四、计算占空比。