CN103633722B - 最大充放电电流快速无超调切换控制电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种用于二次电池测试的最大充放电电流快速无超调切换控制电路及其控制方法。最大充放电电流快速无超调切换控制电路，主电路正端通过一个限流电阻与前端直流电源正极连接在一起，限流电阻并联旁路开关，限流电阻的另一端连接一个电容器的正极和一个包含反并联二极管的功率开关器件的漏级，其中电容器的负极与前端电源的负极即直流母线-相连，功率开关器件的源级连接另一个包含反并联二极管的功率开关器件的漏级和平波电感的一端。本发明提供了一种高效安全的最大充放电电流快速切换的控制方法，除了具备快速的电流控制能力而外，还可以实现充电和放电状态切换时电流几乎无超调的上升。

Description

最大充放电电流快速无超调切换控制电路及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种用于二次电池测试的最大充放电电流快速无超调切换控制电路及其控制方法。

背景技术

在蓄电池生产行业，需对生产的蓄电池进行各种测试，如续电池组续航力试验、产品进出货检验、设计验证研究、电池组生产在线学习与测试等。其中从最大充电电流到最大放电电流或与之反向的快速切换过程是对蓄电池性能考核的一项重要测试。对充放电状态的切换至达到稳定的I_{charge_max}（最大充电电流）或者I_{discharge_max}（最大放电电流）的时间要求非常短暂，例如<0.01s（10ms）。这种工况对蓄电池测试设备的电流控制能力具有很高的要求。一方面要求控制的快速性，另一方面要求保证对大电流（例如I_max>100A）控制的可靠性和安全性，电流控制超调量要小以免过量的电流超调损坏被测试电池或测试设备。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于二次电池测试的最大充放电电流快速无超调切换的最大充放电电流快速无超调切换控制电路。本发明的目的还在于提供一种最大充放电电流快速无超调切换的控制方法。

本发明的目的是这样实现的：

最大充放电电流快速无超调切换控制电路，主电路正端通过一个限流电阻与前端直流电源正极即直流母线+连接在一起，限流电阻并联旁路开关K，限流电阻的另一端连接一个电容器C的正极和一个包含反并联二极管D1的功率开关器件VT1的漏级，其中电容器C的负极与前端电源的负极即直流母线-相连，功率开关器件VT1的源级连接另一个包含反并联二极管D2的功率开关器件VT2的漏级和平波电感L的一端，其中功率开关器件VT2的负极与前端直流电源的负极相连，平波电感的另一端连接快速熔断器FUSE的一端，快速熔断器FUSE的另一端连接待测二次蓄电池的正极，二次蓄电池的负极与连接与前端直流电源的负极相连。

主电路还设置了三个传感器，包括并联在电容器C两端的霍尔电压传感器HV1，测量直流母线电压v_bus；并联在蓄电池两端的霍尔电压传感器HV2，测量二次蓄电池端电压v_bat；通过中心通孔套在电感L引出线上的霍尔电流传感器HC，用于检测电感电流i_L。

电路还包括控制系统，控制系统通过A/D转换电路采样直流母线电压v_bus、二次蓄电池端电压v_bat和电感电流i_L；通过I/O接口电路控制旁路开关K的通断；控制系统所产生的控制信号经驱动电路放大后形成PWM1和PWM2脉冲信号，用于控制功率开关器件VT1或VT2的通断。

最大充放电电流快速无超调切换的控制方法：

（1）保持PWM2信号为低电平，封锁功率开关器件VT2，根据开关周期T_s结束时的采样电感电流i_L、直流母线电压v_bus、电池电压v_bat、下一开关周期期望的充电电流和主电路电感量L计算下一开关周期的占空比D_charge及其对应开关周期数字量的比较值COMP_CHARGE，COMP_CHARGE=D_charge×SW_PERIOD，T_s对应定时器数字量为SW_PERIOD，赋给CPU对应功率开关器件VT1驱动脉冲PWM1的定时器通道；

（2）在没有达到I_{charge_max}之前，重复执行步骤（1），若达到I_{charge_max}，则保持此电流值持续预设时间T_{charge_hold}；

（3）到达T_{charge_hold}后，将脉冲信号PWM1设置为低电平，封锁功率开关器件VT1，之后在每个开关周期检测电感电流i_L，在此期间i_L处于续流衰减状态，当i_L为零时，解除对功率开关器件VT2的封锁；

（4）根据当前开关周期结束时的采样电感电流i_L、直流母线电压v_bus、电池电压v_bat、下一开关周期期望的放电电流和主电路电感量L计算下一开关周期的占空比D_discharge，及其对应开关周期数字量的比较值COMP_DISCHARGE，COMP_DISCHARGE=D_discharge×SW_PERIOD，并将值赋给CPU对应功率开关器件VT2驱动脉冲PWM2的定时器通道；

（5）在没有达到I_{discharge_max}之前，重复执行（4），若达到I_{discharge_max}，则保持此电流值持续预设时间T_{discharge_hold}；

（6）到达T_{discharge_hold}后，将脉冲信号PWM2设置为低电平，封锁功率开关器件VT2，若直流母线电压高于蓄电池电压，则电感电流iL将自然衰减至零，一个充放电过程结束。

本发明的有益效果在于：本发明提供了一种高效安全的最大充放电电流快速切换的控制方法，除了具备快速的电流控制能力而外，还可以实现充电和放电状态切换时电流几乎无超调的上升。特别是对于放电控制过程，由于在放电装置，系统主电路工作在Boost升压状态，其电路传递函数模型存在一个使系统非最小相位的右半平面零点，此零点对应频率较低且产生90°相位滞后，因此为了保证控制的稳定，将以牺牲控制系统的带宽为代价，而采用本专利所设计的控制方法可避免常规控制线性调节器在控制带宽方面的局限性。并且根据控制系统和主电路的设计能力，采用本专利的方法可以使充放电控制模式切换至电流稳定的时间可以灵活调整。

附图说明

图1为可用于实现本专利充放电控制的系统结构及其典型应用场合。

图2为充电阶段的主电路结构和电流通路。

图3为放电阶段的主电路结构和电流通路。

图4为几种可选择的典型电感电流设置曲线。

图5为采样本专利所述方法得到的充放电电流验证波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步描述

本发明提供的是一种用于二次电池测试的最大充放电电流快速（例如切换至稳定的时间<10ms）无超调切换的控制方法。包括基于电感电流的单开关周期调节的控制策略及与之配合的电流给定方法。

结合附图1进行说明。实现最大充放电电流快速无超调切换的主电路正端通过一个并联旁路开关K的限流电阻与前端直流电源正极（直流母线+）连接在一起，电阻的另一端连接一个电容器C的正极和一个包含反并联二极管（D1）的功率开关器件（VT1）的漏级，其中电容器C的负极与前端电源的负极相连（直流母线-），VT1的源级连接另一个包含反并联二极管（D2）的功率开关器件（VT2）的漏级和平波电感L的一端，其中VT2的负极与前端直流电源的负极相连，平波电感的另一端连接快速熔断器（FUSE）的一端，FUSE的另一端连接待测二次蓄电池的正极，二次蓄电池的负极与连接与前端直流电源的负极相连。

为了使控制系统实现对电流的控制，在主电路设置了三个传感器，包括并联在电容器C两端的霍尔电压传感器HV1，此电压传感器用于测量直流母线电压v_bus；并联在蓄电池两端的霍尔电压传感器HV2，此电压传感器用于测量二次蓄电池端电压v_bat；通过中心通孔套在电感L引出线上的霍尔电流传感器HC，此电流传感器用于检测电感电流i_L。

控制系统通过A/D转换电路采样直流母线电压v_bus、二次蓄电池端电压v_bat和电感电流i_L；通过I/O接口电路控制旁路开关K的通断；控制系统所产生的控制信号经驱动电路放大后形成PWM1和PWM1脉冲信号，用于控制功率开关器件VT1或VT2的通断。

当处于充电状态时，电能由直流母线流向蓄电池，此时仅PWM1脉冲信号有效，功率开关器件VT1处于通断状态，而PWM2信号始终为低电平，使功率开关器件VT2处于封锁状态，与其反并联的二极管D2用于在VT1关断时的电感电流续流，如附图2所示；当系统工作于放电状态时，电能由蓄电池流向直流母线，此时仅PWM2脉冲信号有效，功率开关器件VT2处于通断状态，而PWM2信号始终为低电平，使功率开关器件VT1处于封锁状态，通过其反并联的二极管D1在VT2关断时将电感储能单方向释放到直流母线，如附图3所示。

从充电电流电感电流i_L为零到I_{charge_max}（最大充电电流），然后到I_{discharge_max}（最大放电电流)再到电感电流为零的过程是这样的：

（1）保持PWM2信号为低电平，封锁VT2。根据当前开关周期（T_s，对应定时器数字量为SW_PERIOD）结束时的采样电感电流i_L、直流母线电压v_bus、电池电压v_bat、下一开关周期期望的充电电流和主电路电感量L计算下一开关周期的占空比D_charge，及其对应开关周期数字量的比较值COMP_CHARGE（COMP_CHARGE=D_charge×SW_PERIOD），并将此值赋给CPU对应VT1驱动脉冲（PWM1）的定时器通道；

（2）在没有达到I_{charge_max}之前，重复（1），若达到I_{charge_max}，则通过控制保持此电流值持续预设时间T_{charge_hold}；

（3）到达T_{charge_hold}后，将PWM1设置为低电平，封锁VT1，之后在每个开关周期检测电感电流i_L，在此期间i_L处于续流衰减状态，当i_L为零时，解除对VT2的封锁；

（4）根据当前开关周期结束时的采样电感电流i_L、直流母线电压v_bus、电池电压v_bat、下一开关周期期望的放电电流和主电路电感量L计算下一开关周期的占空比D_discharge，及其对应开关周期数字量的比较值COMP_DISCHARGE（COMP_DISCHARGE=D_discharge×SW_PERIOD），并将此值赋给CPU对应VT2驱动脉冲（PWM2）的定时器通道；

（5）在没有达到I_{discharge_max}之前，重复（4），若达到I_{discharge_max}，则通过控制保持此电流值持续预设时间T_{discharge_hold}；

（6）到达T_{discharge_hold}后，将PWM2设置为低电平，封锁VT2，若直流母线电压高于蓄电池电压，则电感电流iL将自然衰减至零，一个充放电过程结束。

在附图1所示的典型应用中，前端的直流电源可为二极管整流电源、晶闸管可控整流电源或PWM高频整流电源等。在直流母线上可并联多套与模块1相同的装置，根据需要，在保持直流母线电压稳定的前提下可连接N套。若前端直流电源不可逆（如二极管整流电源），则需要在直流母线上配置直流斩波装置，在某些放电模块放出的电能不能完全被充电模块吸纳而导致直流母线电压升高时，可通过斩波装置将电能消耗在阻性负载上。若前端直流电源可逆（PWM高频整流等），则放电能量除可供充电模块使用外，还可回馈电网。

附图1虚线框部分为采用专利所述控制策略的一个硬件结构示意图，标识为模块1。实质上由功率开关器件VT1（含D1）、VT2（含D2）、电容器C和平波电感构成的主电路是一个不隔离的Buck/Boost升降压双向直流变换器结构，及可根据需要控制直流母线电能流向蓄电池（此时主电路工作在Buck降压模式），或控制蓄电池电能流向直流母线（此时主电路工作在Boost升压模式）。

如附图1所示，由于工作在Buck模式时，即PWM1驱动信号有效，VT1处于工作状态，PWM2为低电平，VT2被封锁。以直流母线负极为参考点位，当VT1导通时A点电势为v_bus，当VT1关断时，由于二极管D2的钳位作用，A点电势为“0”，即A点电势是浮动的，因此VT1的驱动信号参考点，即PWM1信号的“地”不应与直流母线负极等电位。

而当电路工作在Boost模式时，即PWM2驱动信号有效，VT2处于工作状态，PWM1为低电平，VT1被封锁，并不存在电位浮动的问题，VT2驱动信号PWM2的“地”即为直流母线负极。

因此，PWM1和PWM2为两路隔离的驱动电路输出信号。

当主电路初始上电时（直流母线连接），控制系统通过S_w信号控制开关K处于断开，直流母线经由限流R向电容C限流充电，防止过大的电容充电电流损害电容器或造成其它故障，之后控制K闭合旁路限流电阻R。

快速熔断器FUSE用于提供对过电流的一种保护措施，提高控制失灵时对主电路和蓄电池的一种保护。

结合摘要附图，以从充电电流电感电流i_L为零到I_{charge_max}（最大充电电流），然后到I_{discharge_max}（最大放电电流)再到电感电流为零的过程为例说明实施控制的具体过程。

（1）充电电流由零到I_{charge_max}的控制

此时主电路工作在Buck降压模式，电能由直流母线流向蓄电池，如附图2所示。

当VT1导通时电流路径如虚线1所示，蓄电池充电储能。设开关周期为T_s，VT1导通期间的电感电流为i_L1，VT1导通占空比为D_charge，则VT1导通时有则VT1导通期间的电感电流增量为：

${\mathrm{\&Delta;i}}_{L1}=\frac{(v_{\mathrm{bus}}-v_{\mathrm{bat}})D_{\mathrm{ch}\arg e}{T}_s}{L}---\left(1\right)$

当VT1关断时电流路径如附图2的虚线2所示，电感电流处于续流状态，设此时的电感电流为i_L2，有则续流阶段的电感电流增量为：

${\mathrm{\&Delta;i}}_{L2}=\frac{-v_{\mathrm{bat}}(1-D_{\mathrm{ch}\arg e})T_s}{L}---\left(2\right)$

则由式（1）和式（2）可得在一个开关周期中的电感电流增量为：

${\mathrm{\&Delta;i}}_L={\mathrm{\&Delta;i}}_{L1}+{\mathrm{\&Delta;i}}_{L2}=\frac{v_{\mathrm{bus}}{D}_{\mathrm{ch}\arg e}{T}_s-v_{\mathrm{bat}}{T}_s}{L}---\left(3\right)$

设当前时刻电感电流为i_k，下一周期结束时的期望电流为i_k+1，则根据式（3）可得下一周期的PWM占空比应设置为：

$D_{\mathrm{ch}\arg e}=\frac{(i_{k+1}-i_k)L}{v_{\mathrm{bus}}{T}_s}+\frac{v_{\mathrm{bat}}}{v_{\mathrm{bus}}}---\left(4\right)$

在每个开关周期结束时刻，均通过A/D采样电路采样当前时刻的电感电流i_k，直流母线电压v_bus和蓄电池电压v_bat，根据式（4）计算下一开关周期的占空比D_charge，若开关周期T_s在CPU定时器中对应的数字量为SW_PERIOD，则占空比D_charge对应的比较值COMP_CHARGE=D_charge×SW_PERIOD，将此值赋给CPU对应VT1驱动脉冲（PWM1）的定时器通道。理论上，在下一个开关周期结束时，充电电感电流将达到期望的i_k+1。

在A/D采样的电感电流i_L没有到达I_{charge_max}之前（i_L与I_{charge_max}之差大于预设的偏差Δi_charge），均按照上述过程对占空比D_charge实施控制

（2）保持充电电流I_{charge_max}持续T_{charge_hold}时间

当i_L与I_{charge_max}之差小于预设的偏差Δi_charge，即认为电感电流i_L几乎到达I_{charge_max}，则在每个开关周期结束时刻按照下式对D_charge进行调节。

$D_{\mathrm{ch}\arg e}=\frac{(i_{\mathrm{ch}\arg e\_\max }-i_k)L}{v_{\mathrm{bus}}{T}_s}+\frac{v_{\mathrm{bat}}}{v_{\mathrm{bus}}}---\left(5\right)$

（3）充电电流I_{charge_max}衰减至零

保持按照式（5）进行充电占空比调节的时间为预设的持续时间T_{charge_hold}，之后将PWM1设置为低电平，封锁VT1，之后在每个开关周期检测电感电流i_L，在此期间电感电流i_L处于续流衰减状态，续流时间为t_fw=I_{charge_max}L/v_bat，以I_{charge_max}=120A，L=1mH，v_bat=400V为例可得电感电流自由衰减为零的续流时间为t_fw=300μs，可见短暂的续流时间不会对快速控制造成显著影响。

当采样到i_L为零时（及i_L与0的偏差小于预设值），解除对VT2的封锁，系统将进入放电工作状态。

（4）放电电流由零到I_{discharge_max}的控制

此时主电路工作在Boost升压模式，电能由蓄电池流向直流母线，如附图3所示。

当VT2关断时电流路径如虚线1所示，蓄电池向直流母线放电。设开关周期为T_s，VT2关断期间的电感电流为i_L1，VT2导通的占空比为D_discharge，有则VT2关断期间的电感电流增量为：

${\mathrm{\&Delta;i}}_{L1}=\frac{(v_{\mathrm{bat}}-v_{\mathrm{bus}})(1-D_{\mathrm{disch}\arg e})T_s}{L}---\left(6\right)$

当VT2导通时电流路径如如虚线2所示，电感处于储能状态，设此时的电感电流为i_L2，有则电感储能阶段的电流增量为：

${\mathrm{\&Delta;i}}_{L2}=\frac{v_{\mathrm{bat}}{D}_{\mathrm{disch}\arg e}{T}_s}{L}---\left(7\right)$

由式（6）和式（7）可得放电时，一个开关周期中的电感电流增量为：

${\mathrm{\&Delta;i}}_L={\mathrm{\&Delta;i}}_{L1}+{\mathrm{\&Delta;i}}_{L2}=\frac{v_{\mathrm{bat}}{T}_s+v_{\mathrm{bus}}(D_{\mathrm{disch}\arg e}-1)T_s}{L}---\left(8\right)$

设当前时刻电感电流为i_k，下一周期结束时的期望电流为i_k+1，则根据式（8）可得下一周期的PWM占空比应设置为：

$D_{\mathrm{disch}\arg e}=\frac{(i_{k+1}-i_k)L}{v_{\mathrm{bus}}{T}_s}+\frac{v_{\mathrm{bus}}-v_{\mathrm{bat}}}{v_{\mathrm{bus}}}---\left(9\right)$

在每个开关周期结束时刻，均通过A/D采样电路采样当前时刻的电感电流i_k，直流母线电压v_bus和蓄电池电压v_bat，根据式（9）计算下一开关周期的占空比D_discharge，若开关周期T_s在CPU定时器中对应的数字量为SW_PERIOD，则占空比D_discharge对应的比较值COMP_DISCHARGE=D_discharge×SW_PERIOD，将此值赋给CPU对应VT2驱动脉冲（PWM2）的定时器通道。理论上，在下一个开关周期结束时，充电电感电流将达到期望的i_k+1。

在A/D采样的电感电流i_L没有到达I_{discharge_max}之前（i_L与I_{discharge_max}之差大于预设的偏差Δi_discharge），均按照上述过程对占空比D_discharge实施控制。

（5）保持放电电流I_{discharge_max}持续T_{discharge_hold}时间

当i_L与I_{discharge_max}之差小于预设的偏差Δi_discharge，即认为电感电流i_L几乎到达I_{discharge_max}，则在每个开关周期结束时刻按照下式对D_discharge进行调节。

$D_{\mathrm{disch}\arg e}=\frac{(i_{\mathrm{disch}\arg e\_\max }-i_k)L}{v_{\mathrm{bus}}{T}_s}+\frac{v_{\mathrm{bat}}}{v_{\mathrm{bus}}}---\left(10\right)$

（6）放电电流I_{discharge_max}衰减至零

保持按照式（10）进行放电占空比调节的时间为预设的持续时间T_{discharge_hold}，之后将PWM2设置为低电平，封锁VT2，由于直流母线电压v_bus高于蓄电池电压v_bat，电感电流i_L将续流衰减至零，续流持续时间为t_fw=I_{discharge_max}L/（v_bat-v_bat），以I_{discharge_max}=120A，L=1mH，v_bat=400V，v_bus=600V为例可得电感电流自由衰减为零的续流时间为t_fw=600μs，可见短暂的续流时间不会对快速控制造成显著影响。

放电电流i_L由零到I_{discharge_max}（最大放电电流），然后到I_{charge_max}（最大充电电流)再到电感电流为零的过程是上述过程的逆过程，不再赘述。

几种可供选择使用的典型的下一开关周期期望电感电流值i_k+1的设置曲线如附图4所示。在采用本专利所述占空比调节规律下，只要到达电流给定值终值I_{discharge_max}或I_{charge_max}的时间小于（等于）预设时间t_max即可满足对电流快速控制的要求。

以附图4（a）所示的线性增加率为例，设开关周期为T_s，电感电流由零到I_{discharge_max}或I_{charge_max}的时间为t_max=NT_s，则对应于每个开关周期，满足t_max时间限制的电流增量为ΔI≥I_{discharge_max}/N或ΔI≥I_{charge_max}/N，因此，在每个开关周期结束时设置下一开关周期的电感电流期望值为i_k+1=ik+1+ΔI。例如，设I_{charge_max=}120A，t_max=5ms，T_s=0.2ms，则N=25，ΔI≥4.8A。

为了实现充电和放电转换过程中对电感电流的快速控制，除了按照式（4）或者式（9）计算并更新占空比而外，电感量L的合理设计也是一个关键，应满足以下约束要求：

（1）电感L应具有承受工作范围内电流峰值的能力，即通过峰值电流时电感仍然保持能够保持线性，不出现饱和；

（2）在开关频率T_s一定的情况下，针对确定变化范围的v_bus∈[v_{bus_min}，v_{bus_max}]和v_bat∈[v_{bat_min}，v_{bat_max}]，在小于等于最大占空比D_{charge_max}或D_{discharge_max}条件下，在一个开关周期中可实现ΔI增量的电感量L应分别满足以下的上边界约束条件：

$L_{\mathrm{ch}\arg e}\&le;\frac{v_{\mathrm{bus}\_\min }{D}_{\mathrm{ch}\arg e\_\max }{T}_s-v_{\mathrm{bat}\_\max }{T}_s}{\mathrm{\&Delta;I}}---\left(11\right)$

$L_{\mathrm{disch}\arg e}\&le;\frac{v_{\mathrm{bat}\_\min }{T}_s+v_{\mathrm{bus}\_\max }(D_{\mathrm{disch}\arg e\_\max }-1)T_s}{\mathrm{\&Delta;T}}---\left(12\right)$

因为电感工作在充电和放电的切换过程中，电感L初选值应满足L₁=min（L_charge，L_discharge），即取式（11）和式（12）中的小值。

但出于抑制稳态条件下最大电感电流波动量ΔI_{s_max}的要求，在电感电流连续条件下，电感量应满足以下的下边界约束条件：

$L_{\mathrm{ch}\arg e}\&GreaterEqual;\frac{v_{\mathrm{bus}\_\max }{D}_{\mathrm{ch}\arg e}(1-D_{\mathrm{ch}\arg e})T_s}{\mathrm{\&Delta;}{I}_{s\_\max }}---\left(13\right)$

对于放电阶段，在电感电流连续条件下，电感量应分别满足以下的下边界约束条件：

$L_{\mathrm{disch}\arg e}\&GreaterEqual;\frac{v_{\mathrm{bat}\_\max }{D}_{\mathrm{disch}\arg e}{T}_s}{{\mathrm{\&Delta;I}}_{S\_\max }}---\left(14\right)$

因为电感工作在充电和放电的切换过程中，在此条件下电感L取值应满足L₂=max（L_charge，L_discharge），即取式（13）和式（14）中的大值。

综上，电感L取值应满足：L₂<L<L₁。

（六）验证结果

对所提出的进行验证，其中L=4mH，开关频率5kHz，直流母线电压400V，蓄电池电压200V，分别控制充放电电流在5ms无超调到达100A。稳态电流波动小于5A，结果如附图5所示。

Claims (1)

1.最大充放电电流快速无超调切换的控制方法，包括：主电路正端通过一个限流电阻与前端直流电源正极即直流母线+连接在一起，限流电阻并联旁路开关K，限流电阻的另一端连接一个电容器C的正极和一个包含反并联二极管D1的功率开关器件VT1的漏级，其中电容器C的负极与前端电源的负极即直流母线-相连，功率开关器件VT1的源级连接另一个包含反并联二极管D2的功率开关器件VT2的漏级和平波电感L的一端，其中功率开关器件VT2的负极与前端直流电源的负极相连，平波电感的另一端连接快速熔断器FUSE的一端，快速熔断器FUSE的另一端连接待测二次蓄电池的正极，二次蓄电池的负极与连接与前端直流电源的负极相连；所述的主电路还设置了三个传感器，包括并联在电容器C两端的霍尔电压传感器HV1，测量直流母线电压v_bus；并联在蓄电池两端的霍尔电压传感器HV2，测量二次蓄电池端电压v_bat；通过中心通孔套在电感L引出线上的霍尔电流传感器HC，用于检测电感电流i_L；所述的电路还包括控制系统，控制系统通过A/D转换电路采样直流母线电压v_bus、二次蓄电池端电压v_bat和电感电流i_L；通过I/O接口电路控制旁路开关K的通断；控制系统所产生的控制信号经驱动电路放大后形成PWM1和PWM2脉冲信号，用于控制功率开关器件VT1或VT2的通断，其特征在于：

(1)保持PWM2信号为低电平，封锁功率开关器件VT2，根据开关周期T_s结束时的采样电感电流i_L、直流母线电压v_bus、电池电压v_bat、下一开关周期期望的充电电流和主电路电感量L计算下一开关周期的占空比D_charge及其对应开关周期数字量的比较值COMP_CHARGE，COMP_CHARGE＝D_charge×SW_PERIOD，T_s对应定时器数字量为SW_PERIOD，赋给CPU对应功率开关器件VT1驱动脉冲PWM1的定时器通道；

(2)在没有达到I_{charge_max}之前，重复执行步骤(1)，若达到I_{charge_max}，则保持此电流值持续预设时间T_{charge_hold}；

(3)到达T_{charge_hold}后，将脉冲信号PWM1设置为低电平，封锁功率开关器件VT1，之后在每个开关周期检测电感电流i_L，在此期间i_L处于续流衰减状态，当i_L为零时，解除对功率开关器件VT2的封锁；

(4)根据当前开关周期结束时的采样电感电流i_L、直流母线电压v_bus、电池电压v_bat、下一开关周期期望的放电电流和主电路电感量L计算下一开关周期的占空比D_discharge，及其对应开关周期数字量的比较值COMP_DISCHARGE，COMP_DISCHARGE＝D_discharge×SW_PERIOD，并将值赋给CPU对应功率开关器件VT2驱动脉冲PWM2的定时器通道；

(5)在没有达到I_{discharge_max}之前，重复执行(4)，若达到I_{discharge_max}，则保持此电流值持续预设时间T_{discharge_hold}；

(6)到达T_{discharge_hold}后，将脉冲信号PWM2设置为低电平，封锁功率开关器件VT2，若直流母线电压高于蓄电池电压，则电感电流i_L将自然衰减至零，一个充放电过程结束。