CN108510942A - 有源矩阵显示器和用于其中的阈值电压补偿的方法 - Google Patents

有源矩阵显示器和用于其中的阈值电压补偿的方法 Download PDF

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Abstract

提供了有源矩阵显示器中的阈值电压补偿的方法。显示器包括像素，每个像素都包括：具有驱动器栅极和校准栅极的驱动晶体管、选择性地连接到驱动器栅极的第一数据线、选择性地连接到校准栅极的第二数据线。该方法包括：以校准测量模式驱动显示器以测量像素的阈值电压，其中该第一数据线被连接到该驱动器栅极而该第二数据线被连接到该校准栅极，以及测量信号被主动地驱动到第一和第二数据线中的一个，并且校准信号在该第一和第二数据线中的另一个上被测量；基于测得的校准信号确定校准数据；以及以校准刷新模式驱动显示器，其中第二数据线被连接到驱动晶体管的校准栅极，并且经确定的校准数据在该第二数据线上被提供给该驱动晶体管的该校准栅极。

Description

有源矩阵显示器和用于其中的阈值电压补偿的方法
技术领域
本发明概念涉及有源矩阵显示器和一种用于有源矩阵显示器中的阈值电压补偿的方法。
背景技术
有源矩阵显示器包括以阵列排列的多个像素，其中每个像素都具有发光元件。由像素的发光元件发出的光一起形成由显示器呈现的图像。发光元件可以例如是有机发光二极管(OLED)，并且显示器可以因此是有源矩阵OLED(AMOLED)显示器。
诸如AMOLED显示器之类的有源矩阵显示器可使用例如呈一个或多个薄膜晶体管(TFT)阵列的形式的驱动背板。背板可在低温制备中制造，这使得能够使用合适的基板，例如，以形成柔性显示器。诸如AMOLED显示器之类的有源矩阵显示器因此经常被用于各种应用中，并且对未来应用而言也是有前景的技术。
驱动晶体管可被用于驱动通过OLED的电流以从像素发射光。通过OLED的电流可能取决于驱动晶体管的特性。这些特性，特别是驱动晶体管的阈值电压可随时间变化，并且像素之间的变化可以不同。因此，为了避免来自显示器的不均匀输出，可能需要校准来补偿变化和降级。
双栅极驱动晶体管可被使用以便为阈值电压的变化提供补偿。在目前的AMOLED显示器中，测量通过OLED的电流是常见的，其中变化是驱动晶体管的阈值电压的变化的结果，并且在电流编程的电路系统中提供补偿。例如，WO 02/067327公开了一种包括多个TFT的像素电流驱动器，每个TFT都具有双栅极并用于驱动OLED层。多个TFT可以是以电流编程的ΔVT补偿方式形成的五个TFT。此类电流编程的补偿会产生复杂的电路，并从而降低AMOLED显示器的最大分辨率。
在另一方式中，如例如在信息显示摘要学会第65-68页(2016年)第1期第47卷中C.Jeon等人的“AMOLED Pixel Circuit using Dual Gate a-IGZO TFTs for SimpleScheme and High Speed VTH Extraction(使用双栅极a-IGZO TFT的AMOLED像素电路的简单方案和高速VTH)”中所讨论的，双栅极驱动晶体管与操作方案一起使用以补偿阈值电压中的变化。可独立于阈值电压来驱动像素，从而可消除由于阈值电压的变化而导致的降级。然而，该方式替代地需要在提供用于驱动像素的数据之前执行补偿的方案。
发明内容
本发明概念的目的在于提供一种用于阈值电压补偿的改进方式。本发明概念的特定目的在于提供使用简单像素电路系统的阈值电压补偿(以及仅需间歇应用的校准方案)。
本发明概念的这些和其他目的至少部分地由独立权利要求中限定的本发明来满足。在从属权利要求中展示了优选实施例。
根据第一方面，提供了一种用于有源矩阵显示器中的阈值电压补偿的方法，该显示器包括被布置成阵列的多个像素，该阵列包括多个行和多个列，其中像素包括：具有驱动器栅极和校准栅极的驱动晶体管、用于选择性地将第一数据线连接到该驱动晶体管的该驱动器栅极的选择晶体管、用于选择性地将第二数据线连接到该驱动晶体管的该校准栅极的校准晶体管，其中该方法包括：以校准测量模式驱动该显示器用于测量至少一个像素的阈值电压以便能够对该至少一个像素进行校准，其中，在该校准测量模式中，该至少一个像素的选择晶体管的栅极被打开以便将该第一数据线连接到该驱动晶体管的驱动器栅极并且该至少一个像素的校准晶体管的栅极被打开以便将该第二数据线连接到该驱动晶体管的该校准栅极，以及测量信号被主动地驱动到第一和第二数据线中的一个，并且校准信号在该第一和第二数据线中的另一个上被测量，基于测得的校准信号为该至少一个像素确定校准数据；以及以校准刷新模式驱动该显示器以校准至少一个像素，其中，在该校准刷新模式中，该至少一个像素的选择晶体管的栅极被关闭以便将该第一数据线从该驱动晶体管的该驱动器栅极断开，以及该至少一个像素的校准晶体管的栅极被打开以便将该第二数据线连接到该驱动晶体管的该校准栅极，以及经确定的校准数据在该第二数据线上被提供给该驱动晶体管的该校准栅极。
由于本发明，可以以校准测量模式驱动显示器用于测量至少一个像素的驱动晶体管的阈值电压。该测量可然后允许将经确定的校准信号提供给驱动晶体管的校准栅极，以便补偿像素中测得的阈值电压并处理各像素之间的变化和/或不均匀性。这可允许驱动晶体管通过简单的驱动信号来操作，以便引起来自由驱动晶体管驱动的发光元件的期望的输出。
可对显示器中的所有像素执行校准，其中可在单个会话中执行对所有像素的校准测量，例如，校准测量模式或校准测量模式的多个会话的单个帧，其中对不同会话中的不同像素执行校准测量。因此，一旦有源矩阵显示器被校准并且阈值电压被补偿，则可将驱动数据提供给像素的各个驱动晶体管，而无需考虑各像素之间的阈值电压变化。
提供给驱动晶体管的校准栅极的校准数据可在校准栅极处保持相当长的一段时间，使得显示器可能仅偶尔需要以校准刷新模式被操作。
此外，校准测量模式可被用于测量在阈值电压中的漂移，并且可因此以规则的间隔被应用，以便能够标识阈值电压的变化并允许有源矩阵显示器总能补偿驱动晶体管的阈值电压的变化。
本发明还允许使用具有少数元件的简单像素结构。这意味着有源矩阵显示器可被布置成具有高分辨率。
有源矩阵显示器应该被解释为包括用于驱动从与显示器的像素的相应驱动晶体管相关联的发光元件输出的光的有源矩阵的任何显示器。发光元件可以例如是OLED，由此有源矩阵显示器是AMOLED显示器。
像素被布置成包括多个行和列的阵列。这可意味着像素在逻辑上以行和列来组织，并且通常可通过控制像素来逐行处理。术语“行”或“列”不需要指显示器的一个实际物理方向。如本领域的技术人员将理解的，行和列可以容易地互换且在本公开中也意图这些术语是可互换的。
测量信号可被主动地驱动到第一数据线，并且校准信号可在第二数据线上被测量。然而，测量信号可以可选地被主动地驱动到第二数据线，并且校准信号可在第一数据线上被测量。
显示器可被布置成针对所有像素使得测量信号被提供在第一数据线上。然而，替换地，显示器可被布置成使得针对一些像素测量信号可被主动地驱动到第一数据线，并且校准信号可在第二数据线上被测量，而针对其他像素，测量信号被主动地驱动到第二数据线，并且校准信号可在第一数据线上被测量。如果相邻像素之间共享数据线，则这可允许使用相同的数据线来接收共享该数据线的相邻像素的校准信号(一个像素在其第一数据线上提供校准信号，而另一个像素在其第二数据线上提供校准信号)。
根据一个实施例，第一存储电容器可被连接在驱动晶体管的驱动器栅极与驱动晶体管的源极或漏极之间。这意味着提供给驱动器栅极的数据可由存储电容器维持，例如，以在将驱动数据提供给其他像素的同时维持显示器中像素的输出。尽管此类第一存储电容器可确保对像素进行良好控制的驱动，但可替换地使用驱动器栅极与驱动晶体管的源极或漏极之间的寄生电容。
根据另一实施例，第二存储电容器可被连接在驱动晶体管的校准栅极与驱动晶体管的源极或漏极之间。这意味着提供给校准栅极的数据可由存储电容器维持，例如，以便确保校准数据在校准栅极上保持相当长的一段时间而无需校准刷新操作。尽管此类第二存储电容器可确保校准数据在校准栅极处保持相当长的一段时间，但可替换地使用校准栅极与驱动晶体管的源极或漏极之间的寄生电容。同样，然后可以更频繁地以校准刷新模式操作显示器。
根据一个实施例，驱动器栅极是驱动晶体管的前栅极，而校准栅极是驱动晶体管的背栅极。然而，驱动器栅极可替换地是驱动晶体管的背栅极而校准栅极可以是驱动晶体管的前栅极。同样，晶体管的正栅极和背栅极是相对的术语，其可取决于如何观看晶体管而被互换地使用。因此，如本文所使用的术语“驱动器栅极”和“校准栅极”应被解释为晶体管的不同的栅极，并且驱动器栅极和校准栅极中的每一个都可分别地指代晶体管的前栅极或后栅极。
当驱动晶体管的驱动器栅极处的电压低于阈值电压时，驱动晶体管的沟道不导通并且驱动器栅极和校准栅极用作电容器的两个极板。因此，在驱动器栅极和校准栅极之间存在电容耦合。当驱动晶体管的驱动器栅极处的电压高于阈值电压时，驱动晶体管的沟道是导通的并且因此沟道中的电荷屏蔽了驱动器栅极和校准栅极之间的电容耦合。因此，洞察到阈值电压可通过标识驱动器栅极和校准栅极之间的电容的变化来确定。
根据一个实施例，测量信号是具有第一频率的周期性变化的信号。对本发明的洞察是，周期性变化的信号可能是特别有用的并且可促进以可靠的方式确定阈值电压。周期性变化的信号可允许从影响测得的校准信号的其他参数提取与阈值电压有关的信息。
根据一个实施例，测量信号相对于恒定信号而变化，其中基于最高可能或最低可能的阈值电压来选择恒定信号。对阈值电压的确定可能不能区分阈值电压高于还是低于由恒定信号提供的DC电压电平(因为阈值电压可被确定为恒定信号的偏移)。通过选择等于或大于最高可能的阈值电压的恒定信号，可推断出阈值电压可通过相对于恒定信号减去确定的偏移来确定。类似地，通过选择等于或低于最低可能的阈值电压的恒定信号，可推断出阈值电压可通过相对于恒定信号加上确定的偏移来确定。这意味着可基于单个测量信号直接确定阈值电压，而无需提供不同的测量信号(例如，基于不同的DC电压电平)以便确定阈值电压。
根据一个实施例，对校准信号测量与第一频率相关的至少二次或三次谐波。第一数据线和第二数据线之间的寄生电容相对于驱动器栅极和校准栅极之间的电容耦合可能较大，这意味着当驱动器栅极处的电压被改变为高于或低于阈值电压时，寄生电容可能使标识驱动器栅极和校准栅极之间的电容变化变得困难。然而，第一频率的二次和三次谐波可能不受数据线之间的寄生电容的影响。因此，通过测量二次或三次谐波，对阈值电压的提取可被启用，而数据线之间的寄生电容不会影响确定阈值电压的能力。
如本文所使用的，“二次谐波”应该被解释为具有两倍于测量信号的频率(即，第一频率)的频率的测得的校准信号的一部分。此外，“三次谐波”应该被解释为具有三倍于测量信号的频率的频率的测得的校准信号的一部分。
根据一个实施例，同时对一行中的像素的子集测量阈值电压，并且其中提供第一和第二测量信号，第二测量信号相对于第一测量信号而言被相移180°，使得在该第一数据线上接收该第一测量信号的像素的子集中的像素具有接收该第二测量信号的像素的子集中的相邻像素。换言之，相对于彼此相移180°的第一和第二测量信号被交替地提供给像素子集中的每个其他像素。这意味着相邻像素的各数据线之间的寄生电容耦合可被减小，从而不影响对驱动晶体管的阈值电压的确定，同时仍然能够同时测量多个像素的阈值电压。
一行中的所有像素可被分成第一子集和第二子集，使得第一子集中的所有像素的阈值电压可在第一测量时段中被同时确定，而第二子集中的所有像素的阈值电压可在第二测量时段中被同时确定。应该认识到，可使用两个以上的子集，并且因此可使用两个以上的测量时段来确定一行中的所有像素的阈值电压。
在一个实施例中，像素的第一子集可以是一行中的偶数像素。因此，可同时测量该行中的偶数像素的阈值电压。类似地，可同时测量该行中的奇数像素的阈值电压。这意味着可在两个测量时段中对一行中的所有像素确定阈值电压，两个测量时段中的一个用于偶数像素而另一个用于奇数像素。
如本文所使用的，“一行中的偶数像素”应被解释为排列在偶数列中的像素，其中列从最左列以1开始按顺序编号。类似地，“一行中的奇数像素”应被解释为排列在奇数列中的像素。
根据另一实施例，测量信号是线性增加或减小的电压。因此，代替于应用周期性变化的信号，可增加测量信号以扫描驱动器栅极上的电压以从低于阈值电压切换到高于阈值电压。替换地，可降低测量信号以扫描驱动器栅极上的电压以从高于阈值电压切换到低于阈值电压。因此，当测量信号从低于阈值电压偏移到高于阈值电压或反之亦然时，该偏移可在测得的校准信号中被确定。
根据一个实施例，对校准数据的确定包括标识校准信号的线性斜率的偏移，基于所标识的偏移来提取阈值电压，并且基于所提取的阈值电压来确定校准数据。校准栅极处的测得的校准信号可对测量信号具有线性依赖性。当测量信号高于阈值电压时(由于高于阈值电压时驱动器栅极和校准栅极之间的电容耦合会被屏蔽)，可基于测得的校准信号相对于测量信号的增加的斜率变得更小来确定阈值电压。
使用线性增加的电压作为测量信号可一种提供确定阈值电压的非常快的方式。然而，数据线之间的寄生电容可能使标识测得的校准信号的斜率的变化变得困难，因为寄生电容可能比驱动器栅极和校准栅极之间的电容耦合大得多，并因此可能是影响斜率的主要因素。
根据一个实施例，该方法进一步包括：存储该校准数据并以该校准刷新模式使用所存储的校准数据。因此，可存储在校准测量中确定的校准数据以便于重用。这意味着校准刷新模式可以与校准测量模式分开操作，以便执行校准的刷新而无需执行校准测量(这可能是更耗时的)。例如由于栅极电介质漏电，校准栅极处的电压可能不能稳定地保持很长一段时间。因此，通过存储校准数据，对校准栅极处的阈值电压补偿电压的刷新可被有规律地执行，以维持像素中的发射光与所提供的控制信号之间的期望的关系。
根据一个实施例，在以校准测量模式驱动显示器的两个后续场合之间，显示器以该校准刷新模式被驱动多次。校准测量可能仅需要基于驱动晶体管的阈值电压已经改变的风险来被间隔地执行。另一方面，校准刷新模式可被执行以确保期望的电压被保持在校准栅极处并且可因此需要被更频繁地执行。
根据一个实施例，以校准刷新模式一次驱动单个行，并且在正常视频帧中对整个显示器执行校准刷新。这意味着经存储的校准数据可在单个帧中被提供给显示器的各像素，使得校准刷新将不会影响由显示器提供的视觉体验。在校准刷新模式期间，可关闭选择晶体管以在执行校准刷新的帧期间维持显示器上的图像不变。
根据一个实施例，单个行中的至少一个像素以该校准测量模式被驱动，并且对于所有其他行而言该选择晶体管和该校准晶体管的该栅极被关闭以将前一帧的图像维持在该显示器上。因此，在校准测量期间，除了一行之外的所有行上的图像可被维持在显示器上，以便最小化地影响由显示器提供的视觉体验。可在驱动显示器之前对该行中的所有像素执行校准测量以更新正被显示的帧。可在分开的各帧中对阵列的每一行执行校准测量，使得校准时段不会被正观看显示器的用户注意到。因此可在对阵列的不同行进行校准测量之间执行对一个或多个帧的更新。
根据一个实施例，可在单独的帧中对阵列的同一行内的像素执行校准测量(诸如，一行中的奇数和偶数像素在不同帧中被校准)。
在公共帧内校准的像素的组合可以以许多方式变化。根据一个替换方案，可在一个帧中对一个或多个行中的所有像素进行校准。根据另一替换方案，来自若干行中的一些像素(例如，奇数像素或偶数像素)在公共帧内被校准。
根据一个实施例，该方法进一步包括：针对至少一行像素相对于黑屏显示器并相对于被呈现在该显示器上的图像两者来执行该校准测量模式，并使用与该校准测量的差值来估计该显示器的接地平面的电压降。
因此，该方法既可被用于补偿像素的驱动晶体管的阈值电压变化，也可被用于补偿接地平面的电压降。因此，该方法估计跨显示器的接地的分布，使得可在像素的驱动晶体管的驱动中补偿接地平面分布中的任何变化。根据一个实施例，当该显示器以正常模式被驱动来显示图像时，该第一数据线上的数据被经估计的电压降补偿。
可在第一图像被呈现在显示器上之前在启动有源矩阵显示器期间执行相对于黑屏显示器的校准测量。然后，可在启动显示器之后立即执行相对于被呈现在显示器上的图像的校准测量，使得可假设在阈值电压中没有发生其他偏移，并使得与校准测量的差异可被归因于接地电阻降。
可针对显示器的少数选定行来执行用于估计接地平面的电压降的校准测量。因此，在此情况下，不对所有行执行校准测量，因为这对于某些显示配置而言可能太费时并且会因此影响被呈现在显示器的图像的视觉体验。对少数选定行执行的测量也可被用于估计选定行之间的接地平面的分布。
根据第二方面，提供了一种有源矩阵显示器，该显示器包括被布置成阵列的多个像素，该阵列包括多个行和多个列，其中像素包括：具有驱动器栅极和校准栅极的驱动晶体管、用于选择性地将第一数据线连接到该驱动晶体管的该驱动器栅极的选择晶体管、用于选择性地将第二数据线连接到该驱动晶体管的该校准栅极的校准晶体管，数据线，该数据线包括沿着该阵列的行或列的方向被布置的第一和第二数据线，其中每个数据线都沿着该阵列的行或列被连接到像素的选择晶体管，使得该数据线被连接到该数据线一侧上的像素的选择晶体管并被连接到该数据线相对侧上的像素的校准晶体管；以及被连接到该数据线的控制电路系统，其中该控制电路系统被布置为在该数据线上提供数据以用于以该显示器的正常模式显示图像，其中该控制电路系统进一步被布置为在该数据线上提供校准数据以用于以该显示器的校准刷新模式向像素的该驱动晶体管的校准栅极提供校准数据，以及其中该控制电路系统进一步被布置为以该显示器的校准测量模式向该第一和第二数据线中的一个提供测量信号，并测量在该第一和第二数据线中的另一个上的校准信号。
这个第二方面的效果和特征在很大程度上类似于上文结合第一方面描述的那些。关于第一方面提及的实施例在很大程度上与第二方面兼容。
因此，控制电路系统可控制显示器以在正常模式、校准刷新模式和校准测量模式中驱动显示器，其关于上述第一方面的方法被进一步描述。
每个数据线可被连接到在数据线一侧处的选择晶体管和在数据线相对侧处的校准晶体管两者。这意味着数据线既可被用于经由选择晶体管向像素的驱动晶体管的驱动器栅极提供数据，又可被用于经由校准晶体管提供校准数据或者测量其他像素的校准信号。选择晶体管和校准晶体管的栅极的信号可确定如何使用数据线。
根据一个实施例，控制电路系统被布置成提供具有第一频率的周期性变化信号的测量信号。
根据一个实施例，控制电路系统被布置成相对于该第一频率测量该校准信号的至少二次或三次谐波。
根据一个实施例，显示器进一步包括：振荡器，该振荡器(210)被用于提供该测量信号的频率并被用于提供用于提取该至少二次或三次谐波的参考频率。这意味着单个振荡器可被重用以用于提供测量信号和用于测量校准信号两者。因此，用于测量二次和三次谐波的参考频率可非常精确地与测量信号的第一频率相关。
根据一个实施例，控制电路系统包括用于每个数据线的数模转换器，该数模转换器被布置成在以正常模式驱动该显示器时提供模拟信号，并被布置成在以校准测量模式驱动该显示器时逐次逼近模数转换器的组件。这意味着控制电路系统的组件可被重用，使得可提供控制电路系统的紧凑布局。
附图说明
参考附图，通过以下解说性和非限制性详细描述，将更好地理解本发明概念的以上以及附加目标、特征和优点。在附图中，相同的附图标记将被用于相同的元素，除非另外指明。
图1a-b是有源矩阵显示器的像素拓扑结构的示意图。
图2是有源矩阵显示器的示意图。–
图3-5分别是例示在正常操作模式、校准刷新模式和校准测量模式中像素的驱动的示意图。
图6a-b分别是当驱动晶体管的驱动器栅极上的电压低于阈值电压和高于阈值电压时像素的电容模型的示意图。
图7-8是例示不同频率的测量信号的测得校准信号的一次、二次和三次谐波的图表。
图9a-b是控制电路系统的示意图，并分别例示了以校准测量模式同时驱动奇数像素或偶数像素的显示器。
图10a是根据一实施例的控制电路系统的示意图。
图10b-d是图10a的控制电路系统的示意图，并且分别例示了在正常操作模式、用于校准奇数像素的校准测量模式、以及用于校准偶数像素的校准测量模式中驱动显示器。
图11a-b是一行像素的示意图，并例示了以校准测量模式同时驱动四个像素中的两个像素的显示器。
图11c是根据一实施例的控制电路系统的示意图。
图12是例示用于接地电阻降补偿的校准测量的显示器的示意图。
图13是根据一实施例的方法的流程图。
具体实施方式
图1a-b例示了有源矩阵显示器的像素拓扑结构的两个不同的变体。每个像素包括在电流被驱动通过OLED时发光的有机发光二极管(OLED)。在图1a中，例示了反向的OLED叠层。在图1a的像素拓扑中，每个像素的OLED具有公共的阳极。在图1b中，例示了正常的OLED叠层，其中每个像素的OLED都具有公共的阴极。尽管图1b的拓扑结构将在下文的实施例中被示出并讨论，但应该认识到，可替代地使用图1a的反向的OLED叠层拓扑结构。
在由OLED提供像素的光发射的情况下，提供有源矩阵OLED(AMOLED)显示器。尽管这里主要讨论OLED，但应该认识到，有源矩阵显示器可被应用于被布置为阵列并被有源矩阵控制的其他类型的发光元件。由电流驱动的发光元件可以以本领域技术人员将理解的许多不同的方式来提供，尽管鉴于例如快速切换像素的速度而言AMOLED显示器可以是优选的。
像素100包括具有驱动器栅极104和校准栅极106的驱动晶体管102。像素100包括用于选择性地将第一数据线110连接到驱动器栅极104的选择晶体管108。像素100进一步包括校准晶体管112以便选择性地将第二数据线114连接到校准栅极106。
第一数据线110上的信号可通过选择晶体管108被提供给驱动晶体管102的驱动器栅极104。因此，第一数据线110上的信号可提供用于打开驱动晶体管102中的沟道的数据，并因此驱动电流通过连接到驱动晶体管102的漏极或源极的OLED 116。由OLED 116输出的光可取决于通过OLED 116的电流水平，使得控制电路系统可通过控制在第一数据线110上提供的数据来控制由像素输出的光。
第二数据线114上的信号可通过校准晶体管112被提供给驱动晶体管102的校准栅极106。第二数据线114上的信号可因此提供用于在驱动晶体管102的校准栅极106处设置电压的数据。校准栅极106处的该电压可被适配以补偿驱动晶体管102的阈值电压的变化，使得在第一数据线110上提供的数据可忽略用于控制由像素100输出的光的阈值电压的变化。被驱动通过OLED 116的电流可因此取决于驱动器栅极104处的电压与驱动晶体管102的源极的电压之间的电压差，并还取决于校准栅极106处的电压与晶体管102的源极的电压之间的电压差，其中校准栅极106处的电压电平相对于由第一数据线110上提供的数据所假设的默认阈值电压来被提供。
像素100可进一步包括第一存储电容器118，其可被连接在驱动晶体管102的驱动器栅极104与驱动晶体管102的源极之间。这意味着提供给驱动器栅极104的数据可由存储电容器118维持，例如，以在将驱动数据提供给其他像素的同时维持显示器中像素100的输出。第一存储电容器118可替换地被连接到驱动晶体管102的漏极。
尽管此类第一存储电容器118可确保对像素100进行良好控制的驱动，但可替换地使用驱动器栅极104与驱动晶体管102的源极或漏极之间的寄生电容以将数据维持在驱动器栅极104上。
像素100可进一步包括第二存储电容器120，其可被连接在驱动晶体管102的校准栅极106与驱动晶体管102的源极之间。这意味着提供给校准栅极106的数据可由存储电容器120维持，例如，以便确保校准数据在校准栅极106上保持相当长的一段时间，而无需在校准栅极106的第二数据线114上提供新的校准信号。第二存储电容器120可替换地被连接到驱动晶体管102的漏极。
尽管此类第二存储电容器120可确保校准数据在校准栅极106处保持相当长的一段时间，但可替换地使用校准栅极106与驱动晶体管102的源极或漏极之间的寄生电容来将数据维持在校准栅极106上。同样，如果不提供第二存储电容器120，则校准数据可替代的被更频繁地提供给校准栅极106以刷新校准数据并且将像素100维持校准至像素100的驱动晶体管102的阈值电压。
像素100可因此设置有三个晶体管102、108、112和两个电容器118、120，并且像素100的拓扑结构可因此是所谓的3T2C(3个晶体管，2个电容器)拓扑结构。
在图2中，示意性地例示了包括被布置为行和列的像素100的阵列的有源矩阵显示器200。显示器200包括沿着阵列的列的方向延伸的数据线110、114。显示器200进一步包括连接到数据线110、114的控制电路系统202。控制电路系统202可被布置成在数据线110、114上提供数据，并且还测量数据线110、114上的信号，如将在下面详细描述的。
控制电路系统202可被提供为数据驱动器集成电路，该数据驱动器集成电路提供用于向数据线生成数据信号并测量在数据线上接收到的数据信号的组件。控制电路系统202可进一步被连接到用于存储像素100的校准数据的存储器，或者可在数据驱动器集成电路中包括集成存储器。
多路复用器可被用于将多个数据线连接到控制电路系统202的一个输出。因此，控制电路系统202可包括多路复用器。如果引入多路复用器，则可引入至少两个多路复用器分别单独地连接到奇数数据线和偶数数据线，因为校准测量可能需要奇数和偶数线同时被驱动和测量，如下文进一步解释的。
显示器200可进一步包括选择线204和校准线206，该选择线和校准线沿着阵列的列的方向延伸，垂直于数据线110、114。选择线204可提供用于在一行像素100中选择性地激活选择晶体管108的信号。类似地，校准线206可提供用于在一行像素100中选择性地激活校准晶体管112的信号。
显示器200可包括针对每行像素100的一对选择线204，以便能够分别独立选择偶数列或奇数列中的像素。类似地，显示器200可包括针对每行像素100的一对校准线206。这可允许对偶数像素的校准测量与对奇数像素的校准测量分离，使得在对奇数像素的校准测量期间可维持为偶数像素确定的校准数据。
数据线110、114，选择线204和校准线206以及用于驱动像素的OLED 116的拓扑结构可被布置在显示器200的背板上。
显示器200可进一步包括用于驱动选择线204和校准线206的驱动器电路系统208。驱动器电路系统208可例如被布置成在背板上的集成的板内栅级(GIP)。根据替换方案，驱动器电路系统208可被提供为专用硅驱动器。
用于控制由像素100输出的光的晶体管可以是p型的以及n型的晶体管。背板可包括薄膜晶体管(TFT)，例如氢化非晶硅(a-Si:H)、多晶硅、有机半导体、(非晶)铟镓锌氧化物(a-IGZO、IGZO)TFT。本发明可被应用于使用有源矩阵的显示器，但不受具体的显示器类型的限制。例如，可适用于AMOLED显示器，例如RGB或RGBW AMOLED显示器，其可包括荧光或磷光OLED、聚合物或树状聚合物、高发电效率磷光树状聚合物等。
现在参考图3-5，将讨论操作像素100的三种不同的模式。
第一模式是图3所例示的正常操作模式，其可根据现有技术的AMOLED显示器的驱动进行操作。以此模式，在像素100的第一数据线110上提供用于控制由像素100输出的光的数据。以正常操作模式，校准线206上的校准信号为低，并且先前执行的对像素100的校准是不变的。存储在第二存储电容器120上的校准值因此保持相同。此外，选择线204上的选择信号为高，以允许在第一数据线110上提供的驱动数据被应用于驱动晶体管102的驱动器栅极104。驱动数据被存储在第一存储电容器118上，使得驱动器栅极104上的驱动数据被维持。驱动数据控制将被驱动通过OLED 116的期望电流。
选择信号可以以水平同步(HSYNC)的速率被逐行驱动，其可与在数据线110上提供的数据同步，使得正确的驱动数据被应用于每个像素100的驱动器栅极104。
如果显示器200包括针对每行像素100的一对选择线204，则该对选择线中的两个选择线204可被一起驱动以便同时向该行中的所有像素100的选择晶体管108提供高选择信号。
第二模式是校准刷新模式，如图4所例示的。以此模式，在像素100的第二数据线114上提供数据以向像素100提供校准数据。以校准刷新模式，选择线204上的选择信号为低，并且由像素100输出的光是不变的。存储在第一存储电容器118上的驱动数据值因此保持相同。这意味着将在1帧校准刷新期间维持由显示器200呈现的图像。此外，校准线206上的校准信号为高，以允许在第二数据线114上提供的校准数据被应用于驱动晶体管102的校准栅极106。校准数据还被存储在第二存储电容器120上，使得校准栅极106上的校准数据可然后被维持。校准数据提供关于驱动晶体管102的阈值电压的补偿，使得以正常操作模式提供的驱动数据将控制将被驱动通过OLED 116的期望电流。
校准信号可以以HSYNC的速率被逐行驱动，其可与在数据线114上提供的数据同步，使得正确的校准数据被应用于每个像素100的校准栅极106。
每个数据线110、114可被相邻像素100共享，使得一数据线可形成用于一个像素的第一数据线110和用于相邻像素的第二数据线114。这意味着当显示器200以校准刷新模式被驱动时，为列n中的像素提供校准数据的数据线可被用于当显示器200以正常操作模式被驱动时，为列n+1中的像素提供驱动数据。因此，控制电路系统202可被布置成提供具有与驱动数据相关的1列偏移的校准数据以用于在显示器200上呈现图像。
同样，如果显示器200包括针对每行像素100的一对校准线206，则该对校准线中的两个校准线206可被一起驱动以便同时向该行中的所有像素100的校准晶体管112提供高选择信号。
由于校准刷新模式可被操作以在一个帧内刷新显示器200的所有像素100的校准数据，所以校准刷新模式可在不影响观看显示器200的用户的视觉体验的情况下被执行。
校准刷新模式应该被足够频繁地执行使得在驱动晶体管102的校准栅极106上提供的校准数据被维持。例如，存储在第二存储电容器120上的电荷可能会由于漏电而改变，并且可能需要在校准栅极106上的校准数据已经被显著改变之前执行校准刷新模式。
校准刷新模式之间的间隔可能取决于栅极电介质漏电以及关闭时的晶体管电流的大小。对此类参数的测量可被执行一次，例如作为显示器制造过程中的一个步骤。执行校准刷新模式的频率可然后适配于显示器的这些参数，设置执行该校准刷新模式的默认间隔。
例如，校准刷新模式可能需要以显示器的使用的每分钟、每10分钟或甚至每1小时一帧来执行。因此，校准刷新模式不是经常执行的。因此，用户不仅不会受到执行校准刷新的单个帧的影响，而且分配给校准刷新模式的各帧相隔甚远，即使校准刷新模式的单个帧被用户注意到，显示器上呈现的图像的总体体验将受到最小程度的影响。
第三模式是校准测量模式，如图5所例示的。以此模式，选择线204上的选择信号和校准线206上的校准信号两者对像素100而言都是高的。在第一数据线110上主动地驱动测量信号，并在第二数据线114上测量由测量信号引起的校准信号。测量信号相对于驱动晶体管102的阈值电压被提供，使得测得的校准信号可被分析以提取驱动晶体管102的阈值电压。下文将进一步描述测量信号以及驱动晶体管102的阈值电压的相关确定的不同实施例。
一个像素100的阈值电压可使用第一数据线110和第二数据线114来被确定。由于数据线110、114可被相邻像素100共享以实现用于一个像素的第一数据线110和用于第二像素的第二数据线114，所以可针对各相邻像素单独执行校准测量。因此，针对一行的校准测量模式可能涉及测量该行中的不同像素100的驱动晶体管102的阈值电压的若干操作。然而，即使不针对一行中的所有像素，同时测量针对若干像素的阈值电压也是可能的，如将在下文进一步描述的。
校准测量模式可针对一行中的各像素来执行。对于所有其他行，选择线204和校准线206两者上的信号都是低的，使得前帧的图像被维持在显示器200上。为了适应在校准测量的单个帧期间的视觉体验的损失，可在校准测量之前的帧和在校准测量之后的帧中增加将被校准的行的强度(例如，40％)。
如可从以上理解，校准测量模式可为一行中的像素100提供校准测量。校准测量模式可因此被重复多次，以便针对所有行中的所有像素100执行校准测量。若干正常操作模式帧可在执行校准测量的两个后续帧之间通过，使得被呈现在显示器200上的图像的视觉体验受到最小程度的影响。
校准测量模式可被用于确定每个像素100的驱动晶体管102的阈值电压，使得每个像素100可被校准至像素100的驱动晶体管102的特定阈值电压。这允许显示器200补偿显示器200中的阈值电压变化。由于校准测量允许在显示器200上呈现高质量的图像，所以此类变化可被补偿。
驱动晶体管102的阈值电压可随时间而改变，并且可针对不同的像素100而不同地改变(例如取决于由每个像素100输出的光)，并且校准测量模式可能因此需要以规则的间隔被执行。虽然校准刷新模式可以例如以每分钟一帧来执行，但是校准测量可每小时被执行一次。校准测量的频率可依赖于光输出来设置。如果显示器200被驱动以提供明亮的输出，则可更频繁地执行校准测量。
像素100的驱动晶体管102可能经受偏压应力效应，即，电荷从驱动晶体管的沟道与时间相关地束缚到半导体基板中、栅极电介质中、或半导体和电介质之间的界面处的局部缺陷状态。束缚电荷不会对通过驱动晶体管102的电流起作用，但会影响驱动晶体管102的电荷平衡。因此，在使用驱动晶体管102时，可能由于偏压应力而存在与时间相关的阈值电压偏移。
当驱动晶体管102的驱动器栅极104处的电压低于阈值电压时，驱动晶体管102的沟道不导通并且驱动器栅极104和校准栅极106用作电容器的两个极板。因此，在驱动器栅极104和校准栅极106之间存在电容耦合。当驱动晶体管102的驱动器栅极104处的电压高于阈值电压时，驱动晶体管102的沟道是导通的并且因此沟道中的电荷屏蔽了驱动器栅极102和校准栅极104之间的电容耦合。
以校准测量模式提供的测量信号被布置为使得能够通过标识驱动器栅极104和校准栅极106之间的电容的变化来确定阈值电压。
现在参考图6a，例示了当驱动器栅极104上的电压VGS低于阈值电压时像素的电容模型。以此模型，假设OLED电容足够高以使得它可被认为是所考虑的频率的短路。如图6a中所指示的，在驱动器栅极104和校准栅极106之间存在电容耦合CFGBG。
当驱动器栅极104上的电压VGS高于阈值电压时，如图6b中所例示的，驱动器栅极104与校准栅极106相屏蔽。
在一个实施例中，测量信号将电压的线性扫描从低于驱动晶体管102的期望阈值电压的第一电压设置到高于驱动晶体管102的期望阈值电压的第二电压。测得的校准信号还可以是增加信号，但当测量信号跨越驱动晶体管102的阈值电压时，测得的校准信号的增加的斜率可被改变。当驱动器栅极104与校准栅极106相屏蔽时，测得的校准信号的增加是由第一数据线110与第二数据线114之间的寄生电容CN-N+1引起的。
类似地，根据替换方案，测量信号可将电压的线性扫描从高于驱动晶体管102的期望阈值电压的第一电压设置到低于驱动晶体管102的期望阈值电压的第二电压。测得的校准信号还可以是减小信号，但当测量信号跨越驱动晶体管102的阈值电压时，测得的校准信号的减小的斜率可被改变。
在另一实施例中，测量信号提供具有第一频率的周期性变化的信号。对于低于最大频率的第一频率，图6a-b中所示的电容模型是有效的。最大频率是沟道中的电荷仍然能够屏蔽驱动器栅极104和校准栅极106之间的电容耦合的频率。例如，最大频率与驱动晶体管的沟道长度成反比，并且对最大频率的确定在Bhoolokam等人的“Analysis offrequency dispersion in amorphous In-Ga-Zn-O thin-film transistors(对非晶In-Ga-Zn-O薄膜晶体管中的频率分散分析)”，信息显示杂志，16卷，第1期，第31-36页(2015)中被讨论。
测得的校准信号可被分析以标识校准信号的各部分以便确定驱动晶体管的阈值电压。测得的校准信号可包括一次谐波，该一次谐波是具有与测量信号相同的频率(即第一频率)的测得的校准信号的一部分。测得的校准信号还可包括二次或三次谐波(即，具有第一频率的两倍或三倍的频率)。测量校准信号可进一步包括甚至更高阶的谐波，但谐波的阶数越高，信号就越小。这也意味着更高阶的谐波可能更难测量。
因此，尽管更高阶的谐波可被使用，但二次谐波和/或三次谐波可能是优选的，并且下文更详细地描述了对第二和/或三次谐波的使用。
当周期性变化的信号相对于低于阈值电压的DC电压VGS变化时，一次谐波H1的幅度可近似为：
其中CData(N+1)是第二数据线114与接地之间的电容耦合，且A是所应用的周期性信号的幅度。
当周期性变化的信号相对于高于阈值电压的DC电压变化时，一次谐波H1的幅度可近似为：
驱动器栅极104和校准栅极106之间的电容耦合CFGBG相对于数据线和接地之间的寄生电容CN-N+1而言通常可能较小，且A是测量信号的幅度。这意味着可能难以标识DC电压是高于还是低于阈值电压，并因此从测得的校准信号的一次谐波确定阈值电压。
然而，当提供接近阈值电压的DC电压并且测量信号将跨阈值电压摇摆时，二次和三次谐波可在测得的校准信号中被标识，并且二次和三次谐波被用于确定阈值电压。
当测量信号跨越阈值电压时，DC电压电平VGS与阈值电压VT之差与测量信号的幅度A之比小于1。换言之：
且|x0|＜1。
在这些情形下，用于理想屏蔽驱动器栅极104与校准栅极106之间的电容耦合的第一、第二、以及三次谐波的振幅由以下给出：
因此，如果测量信号被提供以跨越阈值电压，则可有利地使用第二和/或三次谐波以便确定阈值电压。如从以上等式5-6清楚可见，二次和三次谐波的幅度不依赖于数据线110、114之间的寄生电容，并可因此不受此寄生电容的影响。
二次或三次谐波的幅度与比率x0之间的关系可被用于确定阈值电压。图7例示了作为x0的函数的一次、二次和三次谐波的幅度(如分数(ΔCFGBG/CData(N+1))*A))，其中寄生电容的影响不被包括在一次谐波的图示中。通过针对给定的DC电压VGS和测量信号的幅度A分析测得的校准信号，可确定x0，并因此可提取驱动晶体管102的阈值电压。
对测得的校准信号的分析可以以若干不同的方式被执行。例如，所应用的测量信号可被迭代地改变以用于改变x0。然后可标识对应于x0＝0的二次谐波的最大幅度或三次谐波的最小幅度(或两者)。因此，可确定阈值电压等于在x0＝0的迭代中使用的DC电压VGS。
因此，根据一个实施例，相对于恒定信号周期性变化的信号的迭代被提供为测量信号，其中恒定信号在各迭代之间被改变。
根据替换方案，迭代过程是不必要的。因此，测量信号被提供为相对于恒定信号周期性变化的信号，并可直接确定阈值电压。以此方式，三次谐波的幅度与二次谐波的幅度之比被使用。如从等式5-6清楚可见，此比率由以下给出：
因此，通过确定二次和三次谐波的幅度，阈值电压可被直接计算如下：
这意味着可通过相对于在校准测量期间使用的电压改变校准栅极上的电压来补偿阈值电压的变化。对校准栅极处的电压的改变可因此由以下给出：
在校准栅极处使用的电压由在校准测量期间使用的电压给出，且在等式9中确定的改变ΔVBG可被存储在控制电路系统202的存储器中以便存储校准数据。应该认识到，可替代地存储其他信息以便能够确定将被应用于校准栅极106的电压。因此，可存储变化ΔVBG，或者甚至可存储所应用的DC电压VGS和阈值电压之差。
如果在所应用的测量信号的电压摇摆内存在另一个电容CFGBG的电压依赖，则上述等式7可能不再适用。因此，不能使用非迭代方式是可能的，因为所确定的阈值电压可能不是正确的。然而，使用迭代方式，三次谐波的最小幅度仍可被确定并在该最小幅度被确定的迭代中与VGS＝VT进行关联。因此，确定阈值电压仍是可能的。
还如上所述，当对驱动器栅极104和校准栅极106之间的电容耦合进行理想屏蔽时，存在第一频率的最大频率。例如，如果驱动晶体管102具有10μm的沟道长度并且所应用的DC电压是1V，则应可使用高达5MHz的频率作为第一频率。接近或高于此最大频率，围绕高于阈值电压的驱动器栅极电压的振荡也将被耦合到校准栅极。因此，高于和低于阈值电压的驱动器栅极电压之间的测得的校准信号的差异将变得更小，并且因此确定阈值电压可能变得更加困难。
但是，使用高于最大频率的第一频率仍可以是可能的。在图8中，针对3dB的驱动晶体管频率例示了对一次、二次和三次谐波响应的模拟。如图8所示，二次谐波的最大值和/或三次谐波的最小值仍可以是可能的，并因此即使使用比最大频率更高的频率也可允许确定阈值电压。
对将被使用的第一频率的选择可考虑上文讨论的最大频率和噪声源的频率两者以避免来自此类源的噪声干扰。例如，可能存在频率高达约100kHz的环境噪声(例如，来自显示器周围的灯)。此外，充电器噪声和显示器噪声可能高达100kHz，还可能高达500kHz及以上。同样，用于电容式触摸的测量系统可在此频谱中使用100-500kHz的频率生成噪声。因此，可选择高于100kHz、高于500kHz或高于1MHz的第一频率以避免噪声干扰。例如，第一频率可选自100kHz-5MHz，或500kHz-5MHz的范围。
在上文的讨论中，还已假设OLED电容对于所使用的频率而言足够高，使得OLED可被认为是短路的。如果OLED电容不大，则测得的校准信号会受到影响。
对于低于阈值电压的驱动器栅极电压，可能在测得的校准信号中存在与(C1*C2)/(CData(N+1)*COLED)*A相对应的附加信号。高于阈值电压时，OLED处的电压跟随驱动器栅极电压。在测得的校准信号中获得分数C2/CData(N+1)。即使在此状况下，从低于阈值电压跨越到高于阈值电压会产生二次和三次谐波。再次，通过迭代地确定三次谐波的最小幅度，阈值电压可被确定。
用于计算阈值电压的分析等式还取决于OLED可被认为是所考虑的频率的短路的假设的正确性。因此，此假设基于该OLED具有足够的导电性或足够高的电容。在正常情形下，OLED将满足具有足够的导电性或足够高的电容两者。无论如何，即使OLED不满足任一假设，也可从这个角度来更适当地执行迭代过程，其中DC电压电平VGS被改变以便标识三次谐波的幅度何时最小并且基于此标识来确定阈值电压。
如上文所讨论的，以校准测量模式测量信号在接近阈值电压的选定DC电压电平VGS处或在阈值电压周围的DC电压电平VGS的迭代处被完成。这意味着几乎不存在由测量信号引起的由OLED 116的光输出。
当对测量信号进行单次迭代时，DC电压电平可被选择以与最高可能或最低可能的阈值电压相对应。如上文所指示的，三次谐波和二次谐波的幅度之比仅提供了DC电压电平和阈值电压之差。因此，通过选择与预期的最高可能或最低可能的阈值电压相对应的DC电压电平，可直接推断出所确定的差值与低于最高可能的阈值电压或高于最低可能的阈值电压的阈值电压相对应，而不管哪一个被用作DC电压电平。
因此，校准测量可涉及以下过程。
首先，在第一数据线110上应用DC电压，其中DC电压在一个实施例中对应于最高可能的阈值电压，而在另一实施例中对应于最低可能的阈值电压。然后，在第二数据线114上应用DC电压以在校准栅极106处提供期望的电压。
然后，在选择线204和校准线206上的信号可以为高来打开选择晶体管108和校准晶体管112的栅极，以将第一数据线110上的数据提供给驱动晶体管102的驱动器栅极104，并将第二数据线114上的数据提供给驱动晶体管102的校准栅极106。然后使第二数据线114变为高阻抗并且可发起校准测量。
现在，在第一数据线110上提供周期性变化的信号，提供第一频率的AC电压。AC电压的幅度可对应于最低可能的阈值电压和最高可能的阈值电压之差的两倍。这意味着驱动器栅极104处的电压将在阈值电压以上和以下变化，从而将生成二次和三次谐波。
在实施例中，当DC电压处于最高可能的阈值电压时，AC电压将为使驱动器栅极电压低于阈值电压的零以下电压。另一方面，在实施例中，当DC电压处于最低可能的阈值电压时，AC电压将为使驱动器栅极电压高于阈值电压的零以上电压。
可在测得的校准信号中确定二次和三次谐波。可基于确定的二次和三次谐波的幅度来计算校准栅极106的校正电压。
然后，选择线204上的信号可被调低以关闭选择晶体管108的栅极。然后，可在数据线114上主动提供信号以便提供用于校正在像素100的校准栅极106处的电压的校准信号。最后，校准线206上的信号可被调低以关闭校准晶体管112的栅极，并且可通过以正常操作模式驱动显示器来在显示器200上提供下一帧。
现在参考图9-11，将讨论用于提供测量信号和确定测得的校准信号的驱动架构。
控制电路系统202可包括振荡器210，该振荡器可被用于生成测量信号并用于提取二次和三次谐波两者。
来自振荡器210的信号可因此被提供给第一锁相环(PLL)212，其中由振荡器210提供的频率被下变频到振荡器频率的六分之一。这意味着用于提取二次和三次谐波的信号可分别生成振荡器三分之一的频率和振荡器一半的频率，使得振荡器210可被有利地重用。
PLL 212可提供调制以便向两个数据线218a、218b上的相邻像素100输出两个不同的信号214、216。调制可优选地与信号的相位相关，但可替换地使用幅度调制。在一个实施例中，第二测量信号216相对于第一测量信号214而言被相移了180°。这可能会降低数据线末端处的整体外部辐射和反射。同样，第二数据线114到相邻像素的第一数据线110的电容耦合将是最小的，因为第二数据线114可能与像素100两侧的相反信号相耦合。
在图9a中，例示了同时驱动一行中的奇数像素。因此，第一测量信号被提供在被耦合到一行中的第一像素100a的第一数据线110的第一数据线218a上，并作为测量信号被提供在第一像素100a的驱动晶体管102的驱动器栅极104上。此外，第二测量信号被提供在被耦合到一行中的第三像素100c的第一数据线110的第二数据线218b上，并作为测量信号被提供在第三像素100c的驱动晶体管102的驱动器栅极104上。因此，可以以校准测量模式同时驱动这些奇数像素。
该行中的第二像素100b的第一数据线110也可用作第一像素100a的第二数据线114。因此，此数据信号114被用于基于由数据线110向第一像素100a提供的测量信号来测量校准信号。因此，数据线114可被耦合到放大器220b以允许测量第一像素100a的校准信号。类似地，也可用作第四像素100d的第一数据线110的第三像素100c的第二数据线114可被耦合到放大器220d以允许测量第三像素100c的校准信号。
在图9b中，例示了同时驱动一行中的偶数像素。现在，第一测量信号被耦合到了第二像素100b的第一数据线110，而第二测量信号被耦合到了第四像素100d的第一数据线110。第一和第三像素100a、100c的第一数据线现在被用于对校准信号的测量。
因此，如图9a-b所例示的，可在两个操作中校准一行中的所有像素，其中所有奇数像素可在第一操作中被校准，并且所有偶数像素可在第二操作中被校准。
现在参考图10a-d，将进一步描述用于提供测量信号和测量校准信号的控制电路系统202。在图10a中，与像素100a-100d相关的组件被示为具有可取决于由虚线指示的显示器200的操作模式来切换的连接。在图10b-d中，显示了以正常操作模式和校准测量模式使用的连接。
如图10a所示，与一个像素相关联的控制电路系统202可包括采样锁存器222、保持锁存器224、以及数字-模拟转换器(DAC)226，该数字-模拟转换器可被用于将为显示器200的像素100所输出的期望光提供数据的数字信号转换为可被馈送到像素100的第一数据线110的相对应的模拟信号。
与一个像素相关联的控制电路系统202可进一步包括用于对测得的校准信号进行模数转换的组件。DAC 226可被重用以实现逐次逼近的模数转换器。因此，控制电路系统202包括比较器228，该比较器228可接收来自DAC 226的信号和测得的模拟信号的一部分。来自比较器228的输出可被提供给保持锁存器224，该保持锁存器224可用作逐次逼近的寄存器并将接收到的模拟信号的近似数码提供给DAC 226。
控制电路系统202可进一步包括：用于从测得的校准信号中滤除二次或三次谐波的带通滤波器230，混频器232，用于将此经滤波的信号与由基于振荡器频率生成二次谐波频率的PLL 234或基于振荡器频率生成三次谐波频率的PLL 236提供的参考信号相混合。因此，混频器232可准确地提取二次或三次谐波，该二次或三次谐波可进一步通过用于将二次或三次谐波与混频器232相隔离的低通滤波器238。低通滤波器238还可执行对模拟信号的采样和保持以便向比较器228提供可被转换为数字形式的恒定信号。
因此，与一个像素相关联的控制电路系统202可被布置为提取测得的校准信号的二次谐波或三次谐波，并且通过采样锁存器222输出经提取的信号。
在图10b中，例示了以正常操作模式驱动显示器200。将来自控制电路系统202的DAC 226的数据驱动到每个像素100的数据线以便由像素输出光。
在图10c中，例示了以校准测量模式驱动显示器200以用于校准一行中的奇数像素。因此，第一测量信号214被提供在第一像素的第一数据线110上，而第二测量信号216被提供在第三像素的第一数据线110上。
第一像素的第二数据线114上的校准信号通过放大器220b，并然后进一步耦合到与第一像素和第二像素两者相关联的控制电路系统202。
与第一像素相关联的控制电路系统202接收校准信号并将该校准信号传递通过带通滤波器230a以提取三次谐波。与第一像素相关联的混频器232a然后接收来自带通滤波器230a的信号和来自基于振荡器频率生成三次谐波频率的PLL 236的信号。因此，与第一像素相关联的控制电路系统202可从测得的校准信号中提取三次谐波信号。
与第二像素相关联的控制电路系统202还接收在第二数据线114上的校准信号并将该校准信号传递通过带通滤波器230b以提取二次谐波。与第二像素相关联的混频器232b然后接收来自带通滤波器230b的信号和来自基于振荡器频率生成二次谐波频率的PLL 234的信号。因此，与第二像素相关联的控制电路系统202可从测得的校准信号中提取二次谐波信号。
如上文所讨论的，如此提取的二次和三次谐波可进一步被传递到分析电路系统，用于计算三次谐波的幅度和二次谐波的幅度之比以便确定阈值电压。
在图10d中，例示了以校准测量模式驱动显示器200以用于校准一行中的偶数像素。在此，以与上文针对奇数线所讨论的相同的方式来提取并分析二次和三次谐波。然而，现在第一测量信号214被提供在第二像素的第一数据线110上，而第二测量信号216被提供在第四像素的第一数据线110上。校准信号在偶数像素的第二数据线114上被接收。
现在参考图11a-c，将进一步描述用于提供测量信号和测量校准信号的另一实施例。
在此实施例中，利用从驱动器栅极104到校准栅极106的电容耦合等于从校准栅极106到驱动器栅极104的电容耦合。测量信号可由第一数据线110提供给驱动器栅极104，或者由第二数据线114提供给校准栅极106。然后，可在其他数据线上测得校准信号。因此，相同的数据线总可被用于接收校准信号。
校准测量每四个像素重复一次。在图11a中，例示了一行中的四个像素100a-d，并例示了第一和第四像素100a、100d的校准测量。
在此，第一测量信号被提供在被耦合到第一像素100a的第一数据线110的第一数据线218a上，并作为测量信号被提供在第一像素100a的驱动晶体管102的驱动器栅极104上。此外，第二测量信号被提供在被耦合到第四像素100d的第二数据线114的第二数据线218b上，并作为测量信号被提供在第四像素100d的驱动晶体管102的校准栅极106上。因此，可以以校准测量模式同时驱动在一行中的这些第一和第四像素。
该行中的第二像素100b的第一数据线110也可用作第一像素100a的第二数据线114。因此，此数据信号114被用于基于由第一数据线110向第一像素100a提供的测量信号来测量校准信号。因此，数据线114可被耦合到放大器220以允许测量第一像素100a的校准信号。同样，第四像素100d的第一数据线110可被耦合到放大器220以允许测量第四像素100d的校准信号，其中该校准信号是在第四像素100d的驱动晶体管102的驱动器栅极104上被获取的。也用作第二像素100b的第二数据线114的第三像素100c的第一数据线110可用足够高的DC信号来驱动，使得用于第二和第三像素100b、100c的驱动晶体管102沟道是导通的，并因此屏蔽这些像素的驱动晶体管102的驱动器栅极104和校准栅极106之间的电容耦合。因此，这些像素中的各栅极之间的电容耦合不影响第一和第四像素100a、100d的校准测量。
如所描述的，第一测量信号214和第二测量信号216可被使用，其中第二测量信号216相对于第一测量信号214而言被相移了180°。这可能会降低数据线末端处的整体外部辐射和反射。
在图11b中，例示了第二和第三像素100b、100c的校准测量。
在此，测量信号被提供在第一数据线218a上，该第一数据线218a被耦合到第三像素100c的第一数据线110，该第三像素100c的第一数据线110也用作第二像素100b的第二数据线114。因此测量信号作为测量信号被提供在第三像素100c的驱动晶体管102的驱动器栅极104上，并且还作为测量信号被提供在第二像素100b的驱动晶体管102的校准栅极106上。因此，可以以校准测量模式使用相同的测量信号同时驱动在一行中的这些第二和第三像素。
类似于第一像素100a的校准信号的测量，该行中的第二像素100b的第一数据线110可被再次用于测量校准信号，但这次是测量第二像素100b的校准信号。同样，也用作第三像素100c的第二数据线114的第四像素100d的第一数据线110可被用于测量第三像素100c的校准信号。第一像素100a的第一数据线110和第四像素100d的第二数据线114可用足够高的DC信号来驱动，使得用于第一和第四像素100a、100d的驱动晶体管102沟道是导通的并因此屏蔽这些像素的驱动晶体管102的驱动器栅极104和校准栅极106之间的电容耦合。因此，这些像素中的各栅极之间的电容耦合不影响第二和第三像素100b、100c的校准测量。
在第二和第三像素100b、100c的校准测量中，相同的测量信号可被用于执行两个信号的校准测量。仍然，相对于彼此而言相移了180°的第一和第二测量信号可被提供主动地驱动到接收测量信号的行中的每行的其他数据线(即，第一测量信号被提供到每行像素的第八数据线)。
因此，如图11a-b所例示的，可在两个操作中校准一行中的所有像素，其中每四个像素中的两个可在第一操作中被校准，并且每四个像素中剩下的两个可在第二操作中被校准。由于使用相同的数据线来测量校准信号，所以控制电路系统302可被不同地布置。
在图11c中，与像素100a-100d相关的组件被示为具有可取决于由虚线指示的显示器200的操作模式来切换的连接。控制电路系统302没有被详细描述，因为它可以以与上文关于图10a-d所描述的控制电路系统202类似的方式起作用。如图11c所示，由于总是使用相同的数据线来测量校准信号，所以无需具有与每个数据线都相关联的放大器220。
如上所示，测量用于显示器200中每个像素100的驱动晶体管102的阈值电压是可能的。可相对于黑屏显示器(没有图像被呈现在显示器上)并且相对于被呈现在显示器上的图像来测量阈值电压。来自两个此类校准测量的阈值电压之差可然后被用于估计显示器200的接地平面的电压降。
因此可在第一图像被呈现在显示器200上之前的启动有源矩阵显示器200期间执行第一校准测量。第一校准测量可因此允许测量在没有像素100激活时测量驱动器栅极104上的栅极到源极电压VGS和驱动晶体管102的阈值电压之差并且，因此，在接地平面中不会出现电压降。然后，可在启动显示器之后立即执行相对于被呈现在显示器200上的图像的第二校准测量，使得可假设在阈值电压中没有发生其他偏移。在显示器的像素100激活时，第二校准测量可然后允许确定相同的驱动器栅极104上的电压VGS与驱动晶体管102的阈值电压之差。第一和第二校准测量之差可然后提供在第一和第二校准测量中的驱动晶体管102的源极电压Vs的差异，并可被归因于接地电阻降。
如图12所例示的，可针对显示器200的少数选定行304来执行用于估计接地平面的电压降的校准测量。因此，无需对所有行执行校准测量，因为这可能太费时并且会因此影响被呈现在显示器的图像的视觉体验。对少数选定行304执行的测量可被用于确定这些行304的源电压Vs的分布(并且因此确定这些行304的接地电阻降)，并且还估计显示器200中的其他行的接地平面的分布。
例如，三行304可在被呈现在显示器200上的框架中重新校准。这可能会被重复几次以执行对若干行的校准测量。选定行304的接地平面的确定分布还可被用于估计跨整个显示器200(在选定行304之间)的接地平面的分布。
以显示器200的正常操作模式，可将在像素处的电阻降VS的相应估计值与像素100的第一数据线110上提供的数据值相加以便在驱动像素100时补偿接地电阻降。
在正常的OLED叠层的情况下，如图1b所示，接地通常是OLED的蒸发对电极。对电极通常没有被图案化，这允许电流在对电极的所有方向上流动。因此，接地平面的电压降分布中的梯度可以是跨接地平面平均的。这意味着在少数选定的参考行上测量接地分布使得能够对跨整个显示器200的接地电阻降进行良好评估。
在反向的OLED叠层的情况下，如图1a所示，接地连接通常以显示器200的TFT中的金属布线来实现。布线可以是独立的，并因此，如果相对于少数接地线进行接地平面的校准，则对跨整个显示器200的接地电阻降分布作出评估可能是困难的。
因此，可沿着阵列的列延伸的显示器的数据线110、114可优选地被布置成平行于接地布线，这意味着显示器200的少数选定行的校准为每列(接地布线沿着其延长)提供了电压降的少数参考点。因此，对列的整体电压降进行良好评估是可能的。
如果接地布线沿着显示器200的行和沿着显示器200的列两个方向延伸，则可甚至更容易地评估跨整个显示器200的接地电阻降分布。
在反向的OLED叠层的情况下，可替换地基于由被提供在每个像素的第一数据线110上的数据给出的每个像素中的实际期望电流以及每个像素中的电阻的值来估计接地电阻分布，其中电阻是已知的且稳定的。如果沿垂直于数据线的方向仅存在接地布线，则可确定接地电阻降。接地线上的电压降ΔVn(以及接地分布)可被计算为像素k、m上的双嵌套和，如以下像素电阻Rm和像素电流Ik的函数：
现在参考图13，将简要总结一种用于有源矩阵显示器中的阈值电压补偿的方法。
步骤402，该方法包括以校准测量模式驱动显示器，用于测量至少一个像素的阈值电压以便能够对该至少一个像素100进行校准。在校准测量模式中，测量信号被主动地驱动到第一和第二数据线110、114中的一个，并且在像素100的第一和第二数据线110、114中的另一个上测量校准信号。
该方法进一步包括基于测得的校准信号为至少一个像素确定校准数据，步骤404。因此，可确定可被用于补偿像素100的阈值电压变化的校准数据。
该方法进一步包括以校准刷新模式驱动显示器，步骤406，以校准至少一个像素。以校准刷新模式，校准数据在第二数据线114上可被提供给驱动晶体管102的校准栅极106。通过以校准刷新模式驱动显示器，像素100可被维持在校准状态。
因此可以以正常操作模式驱动显示器，其中可在第一数据线110上提供数据以驱动来自每个像素的输出的光，其中像素的校准确保从各个像素接收到期望的输出。
在上文中已经参考有限数目的示例主要描述了本方面概念。但是，如同本领域技术人员容易理解的，上述实施例以外的其它实施例也同样可以落在所附权利要求限定的本发明范围内。
尽管校准测量已在上文主要被描述为通过驱动驱动器栅极104上的主动测量信号和测量校准栅极106上的校准信号来执行，从校准栅极106到驱动器栅极104的电容耦合应当等于从驱动器栅极104到校准栅极106的电容耦合，因此可替换地通过在校准栅极106上驱动有源测量信号来执行校准测量并测量驱动器栅极104上的校准信号。

Claims (10)

1.一种用于有源矩阵显示器(200)中的阈值电压补偿的方法，所述显示器(200)包括被布置成阵列的多个像素(100)，所述阵列包括多个行和多个列，其中像素包括：具有驱动器栅极(104)和校准栅极(106)的驱动晶体管(102)、用于选择性地将第一数据线(110)连接到所述驱动晶体管(102)的所述驱动器栅极(104)的选择晶体管(108)、用于选择性地将第二数据线(114)连接到所述驱动晶体管(102)的所述校准栅极(106)的校准晶体管(112)，其中所述方法包括：
以校准测量模式驱动(402)所述显示器(200)用于测量至少一个像素(100)的阈值电压以便能够对所述至少一个像素(100)进行校准，其中，在所述校准测量模式中，所述至少一个像素(100)的所述选择晶体管(108)的栅极被打开以便将所述第一数据线(110)连接到所述驱动晶体管(102)的所述驱动器栅极(104)以及所述至少一个像素(100)的所述校准晶体管(112)的栅极被打开以便将所述第二数据线(114)连接到所述驱动晶体管(102)的所述校准栅极(106)，以及测量信号被主动地驱动到第一和第二数据线(110；114)中的一个，并且校准信号在所述第一和第二数据线(110；114)中的另一个上被测量。
基于测得的校准信号为所述至少一个像素(100)确定(404)校准数据；以及
以校准刷新模式驱动(406)所述显示器(200)以校准至少一个像素(100)，其中，在所述校准刷新模式中，所述至少一个像素(100)的所述选择晶体管(108)的栅极被关闭以便将所述第一数据线(110)从所述驱动晶体管(102)的所述驱动器栅极(104)断开，以及所述至少一个像素(100)的所述校准晶体管(112)的栅极被打开以便将所述第二数据线(114)连接到所述驱动晶体管(102)的所述校准栅极(106)，以及经确定的校准数据在所述第二数据线(114)上被提供给所述驱动晶体管(102)的所述校准栅极(106)。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述测量信号是具有第一频率的周期性变化的信号。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述测量信号相对于恒定信号而言是变化的，其中所述恒定信号基于最高可能或最低可能的阈值电压来被选择。
4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，针对所述校准信号测量与所述第一频率相关的至少二次或三次谐波。
5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，同时对一行中的像素的子集(100b、100d)测量所述阈值电压，并且其中第一和第二测量信号(214、216)被提供，所述第二测量信号(216)相对于所述第一测量信号(214)而言被相移了180°，使得在所述第一数据线(110)上接收所述第一测量信号(214)的像素的子集(100b、100d)中的像素具有接收所述第二测量信号(216)的像素的子集(100b、100d)中的相邻像素。
6.如权利要求1所述的方法，进一步包括：存储所述校准数据并以所述校准刷新模式在第二数据线(114)上将将所存储的校准数据提供给所述驱动晶体管(102)的校准栅极(106)。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，单个行中的至少一个像素(100)以所述校准测量模式被驱动，并且对于所有其他行而言所述选择晶体管(108)和所述校准晶体管(112)的所述栅极被关闭以将前一帧的图像维持在所述显示器(200)上。
8.如权利要求1所述的方法，进一步包括针对至少一行像素(100)相对于黑屏显示器和相对于被呈现在所述显示器(200)上的图像两者来执行所述校准测量模式，从而获得相对于黑屏显示器的校准信号并获得相对于呈现图像的显示器的校准信号，以及基于相对于黑屏显示器的测得的校准信号与相对于呈现图像的显示器的测得的校准信号之差来估计所述显示器(200)的接地平面的电压降。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，当所述显示器(200)以正常模式被驱动来显示图像时，所述第一数据线(110)上的数据被经估计的电压降补偿。
10.一种有源矩阵显示器(200)，包括：
被布置成阵列的多个像素(100)，所述阵列包括多个行和多个列，其中像素(100)包括具有驱动器栅极(104)和校准栅极(106)的驱动晶体管(102)、用于选择性地将第一数据线(110)连接到所述驱动晶体管(102)的所述驱动器栅极(104)的选择晶体管(108)、用于选择性地将第二数据线(114)连接到所述驱动晶体管(102)的所述校准栅极(106)的校准晶体管(112)；
数据线，所述数据线包括沿着所述阵列的行或列的方向被布置的所述第一和第二数据线(110；114)，其中每个数据线(110；114)都沿着所述阵列的行或列被连接到像素(100)的所述选择晶体管(108)，使得所述数据线(110；114)被连接到所述数据线(110；114)一侧上的像素(100)的所述选择晶体管(108)，并被连接到所述数据线(110；114)相对侧上的像素(100)的所述校准晶体管(112)；以及
被连接到所述数据线(110；114)的控制电路系统(202)，其中所述控制电路系统(202)被布置为在所述数据线(110；114)上提供数据以用于以所述显示器(200)的正常模式显示图像，其中所述控制电路系统(202)进一步被布置为在所述数据线(110；114)上提供校准数据以用于以所述显示器(200)的校准刷新模式向像素(100)的所述驱动晶体管(102)的所述校准栅极(106)提供校准数据，以及其中所述控制电路系统(202)进一步被布置为以所述显示器(200)的校准测量模式向所述第一和第二数据线(110；114)中的一个提供测量信号，并测量在所述第一和第二数据线(110；114)中的另一个上的校准信号。
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