VIDEOWAND, TREIBERSCHALTUNG, ANSTEUERUNGEN UND VERFAHREN
DERSELBEN
Diese Patentannmeldung beansprucht die Prioritäten der deut schen Anmeldungen DE 10 2019 102 509.5 vom 31. Januar 2019, DE 10 2019 110 497.1 vom 23. April 2019, DE 10 2019 115 479.0 vom 07. Juni 2019 und DE 10 2019 112 124.8 vom 09. Mai 2019, deren Offenbarungsgehälter hiermit durch Rückbezug aufgenommen wer den, sowie die Prioritäten der dänischen Anmeldungen DK PA201970060 vom 29. Januar 2019 und DK PA201970061 vom 29. Januar 2019 deren Offenbarungsgehälter hiermit durch Rückbezug aufgenommen werden, sowie die Priorität der US Anmeldung US 62/937,552 vom 19. November 2019, deren Offenbarungsgehalt hier mit durch Rückbezug aufgenommen wird, sowie die Priorität der internationalen Anmeldung PCT/EP2020/052191 vom 29. Januar 2020, deren Offenbarungsgehalt hiermit durch Rückbezug aufge nommen wird.
Hintergrund
Die laufenden gegenwärtigen Entwicklungen innerhalb des Inter nets der Dinge und dem Bereich von Kommunikation hat die Tür für verschiedene neue Anwendungen und Konzepte geöffnet. Für Entwicklungs-, Service- und Herstellungszwecke bieten diese Konzepte und Anwendungen eine erhöhte Wirksamkeit und Effizi enz .
Ein Aspekt neuer Konzepte beruht auf Überlegungen zur Strom oder Spannungsversorgung und Ansteuerungen verschiedener Verbrau cher. Oftmals ist eine netzseitige Versorgung nicht gewährleis tet, vielmehr erfolgt die Stromversorgung generell über Ener giespeicher wie Batterien, Akkus oder auch Superkondensatoren .
Im Bereich von Anzeigen oder auch Displays mag zwar eine Ener gieversorgung erstmal kein größeres Problem darstellen, jedoch
ist auch hier ein möglichst geringer Verbrauch der Ansteue rungselemente durchaus von Belang. Hinzu kommt, dass selbst größere Displays an sich immer dünner werden, so dass zum einen weniger Platz zur Verfügung steht, zum anderen erzeugte Abwärme abtransportiert werden muss. Dies gilt nicht nur für Anzeigen wie Displays oder Video Walls, sondern auch für eine Vielzahl anderer Verbraucher.
Zusammenfassung
In der folgenden Zusammenfassung werden verschiedene Aspekte zur Ansteuerung von großen bis sehr großen Displays beziehungs weise Screens, insbesondere Video Walls erläutert. Dabei werden Steuerschaltungen und Stromversorgungen von solchen Vorrichtun- gen aufgeführt und anhand von verschiedenen Beispielen erläu tert. An dieser Stelle sei betont, dass viele Aspekte sich zwar in den Beispielen auf Anzeigevorrichtungen oder -anordnungen beziehen, diese aber nicht darauf beschränkt sind, sondern auch für andere Verbraucher gelten.
Für die Überlegungen zu den folgenden Lösungen sollen einige Begriffe und Ausdrücke erklärt werden, um ein gemeinsames und gleiches Verständnis zu definieren. Die aufgeführten Begriffe werden in der Regel mit diesem Verständnis in dem vorliegenden Dokument benutzt. In Einzelfällen kann jedoch von der Interpre tation abgewichen werden, wobei die Abweichung kenntlich geformt ist .
„Aktiv-Matrix-Display"
Der Begriff „Aktiv-Matrix-Display" wurde ursprünglich für Flüs sigkristallbildschirme verwendet, die eine Matrix von Dünn schichttransistoren enthalten, mit denen LCD-Bildpunkte ange steuert werden. Jeder einzelne Bildpunkt besitzt eine Schaltung mit aktiven Komponenten (meist Transistoren) und Stromversor- gungsanschlüsse . Gegenwärtig soll diese Technologie aber nicht
auf Flüssigkeitskristalle beschränkt sein, sondern sich insbe sondere auch auf Ansteuerungen für LEDs, Displays oder Video Walls beziehen. „Aktiv-Matrix-Trägersubstrat"
„Aktiv-Matrix-Trägersubstrat" oder „Aktiv-Matrix-Backplane be zeichnet eine Ansteuerung von Leuchtdioden eines Displays mit Thin-Film-Transistor-Schaltkreisen . Hierbei können die Schalt kreise in die Backplane integriert oder auf diese aufgebracht sein. Das Aktiv-Matrix-Trägersubstrat besitzt ein oder mehrere Interface Kontakte, die einen elektrischen Anschluss zu einer LED Displaystruktur bilden. Ein „Aktiv-Matrix-Trägersubstrat" kann somit Bestandteil eines Aktiv-Matrix-Displays sein oder dieses tragen.
„Augmented Reality (AR) "
Diese ist eine interaktive Erfahrung der realen Umwelt, wobei deren Aufnahmegegenstand sich in der realen Welt befindet und durch eine computererzeugte wahrnehmbare Information erweitert wird. Unter erweiterter Realität versteht man die computerge stützte Erweiterung der Realitätswahrnehmung eben mittels die ser computererzeugten wahrnehmbaren Information. Die Informa tion kann alle menschlichen Sinnesmodalitäten ansprechen. Häu- fig wird jedoch unter erweiterter Realität nur die visuelle Darstellung von Informationen verstanden, also die Ergänzung von Bildern oder Videos mit computergenerierten Zusatzinforma tionen oder virtuellen Objekten mittels Einblendung/Überlage rung .
„Automotive"
Automotive bezeichnet generell die Kraftfahrzeug- oder Automo bilindustrie. Unter dem Begriff soll daher dieser Zweig, aber auch alle weiteren Industriezweige umfassen, die Displays oder
generell Lichtanzeigen- mit sehr hoher Auflösung und LEDs um fassen .
„Flip-Flop"
Ein Flip-Flop, oft auch bistabile Kippstufe oder bistabiles Kippglied genannt, ist eine elektronische Schaltung, die zwei stabile Zustände des Ausgangssignals besitzt. Dabei hängt der aktuelle Zustand nicht nur von den gegenwärtig vorhandenen Ein gangssignalen ab, sondern außerdem vom Zustand, der vor dem betrachteten Zeitpunkt bestanden hat. Eine Abhängigkeit von der Zeit besteht nicht, sondern nur von Ereignissen. Durch die Bist- abilität kann die Kippstufe eine Datenmenge von einem Bit über eine unbegrenzte Zeit speichern. Im Gegensatz zu anderen Spei cherarten muss jedoch die Spannungsversorgung dauernd gewähr- leistet sein. Das Flipflop ist als Grundbaustein der sequenti ellen Schaltungen ein unverzichtbares Bauelement der Digital technik und damit fundamentaler Bestandteil vieler elektroni scher Schaltungen von der Quarzuhr bis zum Mikroprozessor. Ins besondere ist es als elementarer Ein-Bit-Speicher das Grunde- lement der statischen Speicherbausteine für Computer. Einige Ausführungsformen können unterschiedliche Arten von Flip-Flops oder andere Pufferschaltungen verwenden, um Zustandsinformati onen zu speichern. Ihre jeweiligen Eingangs- und ihre Ausgangs signale sind digital, das heißt, sie wechseln zwischen logisch "falsch" und logisch "wahr". Diese Werte werden auch als "nied rig" 0 und "hoch" 1 bezeichnet.
„Head-up-Display"
Das Head-up-Display ist ein Anzeigesystem beziehungsweise eine Projektionsvorrichtung, bei dem der Nutzer seine Kopfhaltung bzw. Blickrichtung beibehalten kann, da Informationen in sein Sichtfeld projiziert werden. Das Head-up-Display ist ein Aug- mented-Reality-System. In einigen Fällen besitzt ein Head-Up Display einen Sensor zur Bestimmung der Blickrichtung oder der Orientierung im Raum.
„Display"
Ein Display oder auch ein LED-Array ist eine Matrix mit einer Vielzahl von Pixeln, die in definierten Zeilen und Spalten an geordnet sind. Hinsichtlich seiner Funktionalität bildet ein LED-Array oftmals eher eine Matrix aus LEDs des gleichen Typs und gleicher Farbe. Es stellt daher eher eine Leuchtfläche zur Verfügung. Zweck eines Displays ist es hingegen unter anderem Information zu übermitteln, wodurch sich oftmals die Forderung nach unterschiedlicher Farbe oder einer einen adressierbaren Ansteuerung für jedes einzelne Pixel bzw. Subpixel ergibt. Ein Display kann aus mehreren LED-Arrays gebildet sein, die zusammen auf einer Backplane oder einem anderen Träger gebildet sind. Ebenso kann aber auch ein LED-Array ein Displays bilden. Displays bzw. LED-Arrays können aus demselben, d.h. aus einem Werkstück gebildet sein. Die LEDs des LED-Arrays können mono lithisch ausgebildet sein. Solche Displays bzw. LED-Arrays wer den als monolithische LED-Arrays oder Displays bezeichnet. Alternativ können beide Baugruppen gebildet werden, indem LEDs individuell auf einem Substrat aufgewachsen und anschließend einzeln oder gruppenweise mittels eines sogenannten Pick & Place-Verfahrens auf einem Träger in einem gewünschten Abstand zueinander angeordnet werden. Derartige Displays oder LED-Ar- rays werden als nicht-monolithisch bezeichnet. Bei nicht-mono lithische Displays oder LED-Arrays sind darüber hinaus auch andere Abstände zwischen einzelnen LEDs möglich. Diese Abstände können je nach Anwendung und Ausgestaltung flexible gewählt werden. Damit können derartige Displays oder LED-Arrays auch als pitch-expanded bezeichnet werden. Bei Pitch-expanded Dis plays oder LED-Arrays bedeutet, dass die LEDs beim Übertragen auf einen Träger in einem größeren Abstand als auf dem Auf wachssubstrat angeordnet werden. Bei einem nicht-monolithischen Display oder LED-Array kann jeder einzelne Pixel jeweils eine
blaues Licht emittierende LED und eine grünes Licht emittierende LED sowie eine rotes Licht emittierende LED umfassen.
Um unterschiedliche Vorteile von monolithischen LED-Arrays und nicht-monolithischen LED-Arrays in einem einzigen Modul nutzen zu können, können in einem Display monolithische LED-Arrays mit nicht-monolithischen LED-Arrays zusammengesetzt werden. Dadurch lassen sich Displays mit unterschiedliche Funktionen bzw. Ap plikationen realisieren. Ein solches Display wird als Hybrid- Display bezeichnet
„Optoelektronisches Bauelement"
Ein optoelektronisches Bauelement ist ein Halbleiterkörper, der im Betrieb durch Rekombination von Ladungsträgern Licht erzeugt und dieses abstrahlt. Das erzeugte Licht kann vom infraroten bis in den ultravioletten Bereich reichen, wobei die Wellenlänge von verschiedenen Parameter, unter anderem dem verwendeten Ma terialsystem und der Dotierung abhängt. Ein optoelektronisches Bauelement wird auch als Leuchtdiode bezeichnet.
Für den Zweck dieser Offenbarung wird der Begriff optoelektro nisches Bauelement oder auch lichtemittierendes Bauelement sy nonym verwendet. Eine LED ist somit ein hinsichtlich seiner Geometrie besonderes optoelektronisches Bauelement. In Displays beziehungsweise Video Walls liegen optoelektronische Bauele mente meist monolithisch oder als einzelne auf einer Matrix platzierte Bauelemente vor.
„Passiv-Matrix-Backplane" oder „Passiv-Matrix-Trägersubstrat" Als Passiv-Matrix-Display bezeichnet man eine Matrixanzeige, bei der die einzelnen Pixel passiv (ohne zusätzliche elektro nische Komponenten bei den einzelnen Bildpunkten) angesteuert werden. Eine Ansteuerung einer Leuchtdiode eines Displays be ziehungsweise einer Video Wall kann mittels IC Schaltungen er folgen. Im Gegensatz dazu werden Bildschirme mit aktiv, über
Transistoren angesteuerten Bildpunkten als Aktiv-Matrix-Display bezeichnet. Ein Passiv-Matrix-Trägersubstrat ist Bestandteil eines Passiv-Matrix-Displays und trägt dieses. „Pixel"
Mit Pixel, Bildpunkt, Bildzelle oder Bildelement werden die einzelnen Farbwerte einer digitalen Rastergrafik bezeichnet so wie die zur Erfassung oder Darstellung eines Farbwerts nötigen Flächenelemente bei einem Bildsensor beziehungsweise Bildschirm mit Rasteransteuerung . Ein Pixel ist somit ein adressierbares Element in einer Displayvorrichtung und weist zumindest eine Licht emittierende Vorrichtung auf. Ein Pixel hat eine bestimmte Größe und benachbarte Pixel sind durch einen definierten Abstand oder Pixelraum getrennt. Bei Displays oder beispielsweise Video Walls werden oftmals drei (oder im Fall von zusätzlicher Redun danz mehrere) Subpixel unterschiedlicher Farbe zu einem Pixel zusammengefasst .
„Planares Array"
Planares Array ist eine im Wesentlichen ebene Fläche. Sie ist oftmals glatt und ohne herausragende Strukturen. Rauigkeiten der Fläche sind im Regelfall nicht gewünscht und besitzen keine gewünschte Funktionalität. Bei einem planare Array handelt es sich zum Beispiel um ein monolithisches, planares Array mit mehreren optoelektronischen Bauelementen.
„Pulsbreitenmodulation"
Pulsbreitenmodulation oder auch PWM ist eine Modulationsart zur Ansteuerung eines Bauelements, hier insbesondere einer LED. Da- bei steuert das PWM-Signal einen Schalter, der konfiguriert ist, einen Strom durch die jeweilige LED ein- und auszuschalten, so dass die LED entweder Licht emittiert oder kein Licht emittiert. Mit der PWM stellt der Ausgang ein Rechteckwellensignal mit einer festen Frequenz f bereit. Die relative Menge der Ein- schaltzeit gegenüber der Ausschaltzeit während jeder Periode T
(=l/f) bestimmt die Helligkeit des Lichts, das von der LED emittiert wird. Je länger die Einschaltzeit, desto heller ist das Licht . „Refreshzeit"
Refreshzeit ist die Zeit, nach der eine Zelle eines Displays oder ähnliches erneut beschrieben werden muss, damit die die Information entweder nicht verliert oder die durch äußere Um stände vorgegeben ist.
„Subpixel"
Ein Subpixel (etwa „Teilbildpunkt") beschreibt die innere Struk tur eines Pixels. In aller Regel ist mit dem Begriff Subpixel eine höhere Auflösung verbunden als man aufgrund eines einzelnen Pixels erwarten kann. Auch kann ein Pixel aus mehreren kleineren Subpixeln bestehen, die jeweils eine Einzelfarbe abstrahlen. Aus der Mischung der einzelnen Subpixel entsteht der farbliche Gesamteindruck eines Pixels. Ein Subpixel ist somit die kleinste adressierbare Einheit in einer Displayvorrichtung. Ebenso um- fasst ein Subpixel eine bestimmte Größe, die kleiner als die Größe des Pixels ist, dem das Subpixel zugeordnet ist.
„Virtual Reality"
Als virtuelle Realität, kurz VR, wird die Darstellung und gleichzeitige Wahrnehmung der Wirklichkeit und ihrer physika lischen Eigenschaften in einer in Echtzeit computergenerierten, interaktiven virtuellen Umgebung bezeichnet. Eine virtuelle Re alität kann vollständig die reale Umwelt einer Bedienperson durch eine vollständig simulierte Umwelt ersetzen.
Ein Gesichtspunkt bezieht sich auf die Ansteuerung der licht emittierenden Elemente in einem Display beziehungsweise einer Video Wall. Zum einen sollte die verwendeten Ansteuerungs- und Versorgungsbaugruppen sollten dabei nicht zu groß sein. Und zum anderen ist eine möglichst effiziente Nutzung des vorhandenen
Platzes ohne großen Leistungsverlust auch bei Displays oder Video Walls von Bedeutung. Durch die Möglichkeit einer Skalie rung können die Anforderungen an die Technologie reduziert wer den .
Einige bisherige konventionelle Ansätze und Techniken können aus verschiedenen Gründen nur eingeschränkt nutzbar sein. Ent sprechend adressieren die folgenden Aspekte und verschiedenen Konzepte die genannten Herausforderungen.
Beispielsweise können Treiberschaltungen geeignet sein, Bild wechselfrequenzen von 60 Hz bis 240 Hz bereitzustellen. In die sem Zusammenhang ist es notwendig oder zumindest zweckmäßig gerade für Video Walls und anderen Anzeigen einen großen Hel- ligkeitsdynamikbereich (1:100.000) oder 100 dB pro einzelnem Pixel zu erreichen. Dieser Bereich ist notwendig, um bei ver schiedenen äußeren Lichteinflüssen im Bereich von Video Walls die beispielsweise von äußeren Lichteinflüssen beeinflusst wer den einen ausreichenden Kontrast und Helligkeit des Bildes zu erreichen. Gleiches gilt im Bereich von Automotive.
Bei monolithischen Arrays erscheint dabei eine digital erzeugte Pulsbreitenmodulation, PWM zweckmäßig zu sein. Dementsprechend sollte die Technologie in Bezug sowohl auf Pixelarraygröße als auch auf CMOS-Technologie-Prozessknoten skalierbar sein. Eine digital erzeugte PWM erlaubt zudem eine Kalibrierung auf Un gleichförmigkeit sowohl von Pixelarray als auch von Pixelstrom zu erreichen. Eine digitale nichtlineare PWM kann digitale Codes verarbeiten, so dass die Pulsbreite durch eine nichtlineare Übertragungsfunktion der Codes auf Pulsbreite erzeugbar ist. Im Folgenden werden verschiedene Konzept vorgestellt, die sowohl wegen ihrer Skalierungsfähigkeit für die Implementierung in mo nolithischen Displays oder auch pixelierten Arrays mit LEDs geeignet sind.
Typischerweise wird bei einer Implementierung mit einer Puls weitenmodulation (PWM) eine Standardpixelzellenschaltung sehr schnell abwechselnd auf „aus" und „Nennstrom" geschaltet. Dazu werden wird bei herkömmlichen Schaltungen eine sogenannte 2T1C- Schaltung eingesetzt. Jedoch ist gerade bei Displays mit hoher Zeilen- und Spaltenzahl die Programmierfrequenz sehr hoch, um eine ausreichende genannte „Refreshrate" des Displays zu errei chen. Das Problem wurde in der Vergangenheit durch einen zweiten Transistor gelöst, der jedoch zusätzlich Platz verbraucht und zusätzlich Abwärme erzeugt oder ein Ausfallrisiko darstellt. Gerade bei den hier dargestellten Video Walls bzw. auch dem Platz „unter" den LEDs ist der Platz eventuell nicht mehr aus reichend. Daneben kann je nach Verdrahtung (d.h. Position der LED innerhalb des Strompfades) eine höhere Ungenauigkeit und damit Intensitätsschwankungen auftreten. Entsprechend wird im Folgenden ein Stromtreiber für LEDs mit Backgate vorgestellt, der diese Probleme reduziert.
Gemäß einem hier beschriebenen Aspekt wird eine Vorrichtung zur elektronischen Ansteuerung einer LED vorgeschlagen, welche eine Datensignalleitung, eine Schwellenwertleitung und eine Auswahl signalleitung aufweist. Weiterhin ist eine LED vorgesehen, wel che elektrisch in Serie zu einem Dual-Gate Transistor und zu sammen mit diesem zwischen einem ersten und zweiten Potential- anschluss angeschlossen ist. Ein erstes Steuergate des Dual- Gate Transistors ist mit der Schwellenwertleitung verbunden. Die Vorrichtung weißt ebenso eine Auswahlhalteschaltung mit ei nem Ladungsspeicher auf, der mit einem zweiten Steuergate des Dual-Gate Transistors sowie mit einem Stromleitungskontakt des Dual-Gate Transistors verbunden ist sowie mit einem Steuertran sistor, dessen Steueranschluss mit der Auswahlsignalleitung verbunden ist.
Anstatt eines zusätzlichen Transistors für eine Pulsweitenmo- dulation (PWM) kann nun das zusätzliche Steuergate eines Dual-
Gate Transistors als ein bereits vorhandener Treiber-Transis tors mit einem PWM-Signal moduliert werden.
Gemäß einem zweiten Aspekt wird ebenso eine Vorrichtung vorge schlagen, wobei eine LED und ein Dual-Gate Transistor in Reihe in einem Strompfad angeordnet sind. Über eine Auswahlhalteschal- tung wird ein analoges Datenansteuersignal zur Farbsteuerung der LED mittels des Auswahlsignals an eine Seite des Dual-Gate Transistors angelegt. Mit einem eingekoppelten Pulsweitenmodu lationssignal an die andere Seite des Dual-Gate Transistors erfolgt eine Helligkeitssteuerung der LED.
Vorteilhaft wird als Dual-Gate Transistor ein Backgate Transis tor verwendet.
Die Modulation des Backgates des Treiber-Transistors kann ebenso als Stellglied für die Stromregelstrecke verwendet werden, um ein Feedbacksignal, beispielsweise die Vorwärtsspannung der Leuchtdiode, zurückzuführen und so eine Stromgegenkopplung zu einer Leuchtdioden-Temperaturdrift zu erreichen. Durch eine Mo dulation der Spannung am Backgate des Treiber-Transistors kann ein Leuchtdioden-Strom einfach und vor allem platzsparend, ins besondere in der TFT (Thin Film Transistor ) -Pixelzelle pulswei tenmoduliert werden. Bei RGB-Zellen ergibt sich eine Ersparnis von drei Leistungstransistoren.
Eine schwache Modulation der Spannung am Backgate kann verwendet werden, um den Strom in der LED, im Wesentlichen unabhängig von der LED-Temperatur zu machen. Dies ist insbesondere hilfreich, wenn eine NMOS-Zelle mit der LED auf der Low-Seite des Treiber- Transistors, wegen der gemeinsamen Kathode, verwendet wird. Derartige Zellen haben eine intrinsisch schlechte Stromgenau igkeit, sodass mittels der Idee der vorliegenden Erfindung der artige Zellen deutlich verbessert werden können.
Dadurch kann zum einen eine Pulsweitenmodulation über das Back gate des Haupttransistors anstatt über einen zusätzlichen Tran sistor, zusätzlich zum Haupttransistor erfolgen. Zum anderen erlaubt die Anwendung eines Backgate-Transistors in Displays beziehungsweise Video Walls eine Temperaturstabilisierung, in dem das Backgate „nicht digital" mit Pulsweitenmodulation be trieben wird, sondern mit einer analogen Spannung. Diese wird aus der Vorwärtsspannung Vf der Leuchtdiode abgeleitet, die als Feedbackschleife einer Regelung benutzt wird. Eine derartige Temperaturstabilisierung verbessert die Farbgenauigkeit und Stabilität der LED.
In einigen Aspekten kann der Dual-Gate-Transistor einen Back- gate-Transistor umfassen, bei dem das Backgate das erste Steu ergate bildet. Dies ist eine kompakte Ausführung. Der Dual-Gate Transistor kann als ein Thin-film (Dünnschicht-) Transistor mit zwei gegenüberliegenden Steuergates ausgebildet werden. Dies ermöglich eine zuverlässige und kompakte Herstellung. Dabei kann das erste Steuergate des Dual-Gate Transistors zur Einstellung einer Schwellenspannung ausgeführt sein. Auf diese Weise ist eine Modulation ausführbar. Alternativ kann im Betrieb ein Schaltsignal (PWM-Signal) an dem ersten Steuergate anliegen. Damit ist eine einfache Helligkeitssteuerung ausführbar.
In weiteren Aspekten kann die LED mit dessen ersten Anschluss an den ersten Potentialanschluss angeschlossen sein, der Dual- Gate Transistor kann mit seinen Stromleitungskontakten zwischen einem zweiten Anschluss der LED und dem zweiten Potentialan schluss angeordnet sein. Die Auswahlhalteschaltung kann den La dungsspeicher aufweisen, der mit dem zweiten Steuergate des Dual-Gate Transistors sowie mit dem zweiten Anschluss der LED verbunden ist. Diese Ausführung ist in NMOS-Technologie einfach herstellbar .
In weiteren Aspekten kann die LED mit dessen ersten Anschluss an einen zweiten Stromleitungskontakt des Dual-Gate Transistors und mit dessen zweiter Anschluss an den zweiten Potentialan schluss angeschlossen sein. Der Dual-Gate Transistor ist mit seinen Stromleitungskontakten zwischen einen ersten Anschluss der LED und den ersten Potentialanschluss geschaltet. Der La dungsspeicher der Auswahlhalteschaltung ist mit dem zweiten Steuergate des Dual-Gate Transistors sowie mit dem ersten Po tentialanschluss verbunden. Dadurch wirkt die Vorwärtsspannung der Leuchtdiode nicht auf eine Gate-Source-Spannung des Dual- Gate Transistors.
Ein anderer Aspekt beschäftigt sich mit der Realisierung in P- Mos Technologie. Dort ist die LED mit dessen ersten Anschluss an den ersten Potentialanschluss angeschlossen und der Dual- Gate Transistor mit seinen Stromleitungskontakten zwischen ei nen zweiten Anschluss der LED und den zweiten Potentialanschluss geschaltet. Die Auswahlhalteschaltung kann mit dem Ladungsspei cher mit dem zweiten Steuergate des Dual-Gate Transistors sowie mit dem zweiten Potentialanschluss verbunden sein.
In einem weiteren Aspekt umfasst die Auswahlhalteschaltung ei nen weiteren Steuertransistor, der parallel zur LED verschaltet ist und dessen Steueranschluss mit der Auswahlsignalleitung verbunden sein kann.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung kann der Ladungsspeicher mit dem zweiten Steuergate des Dual-Gate Transistors sowie mit dem ersten Potentialanschluss verbunden sein, und weiter eine Tem- peraturkompensationsschaltung mit einer Gegenkopplung basierend auf der Erfassung einer Vorwärtsspannung durch die LED umfassen, wobei die Temperaturkompensationsschaltung ausgangsseitig die Schwellenwertleitung bilden kann. Dadurch lässt sich eine zu sätzliche schwache Modulation auf den Backgate-Transistor ein- prägen.
In einigen Aspekten kann die Temperaturkompensationsschaltung eine Steuerstrecke umfassen, die parallel zu dem Dual-Gate Tran sistor angeordnet sein kann, und zwei in Reihe geschaltete Stre cken aufweisen kann. Dies ist eine einfache Ausgestaltung. Gemäß einer weiteren Ausgestaltung kann von einem Knoten zwischen den beiden gesteuerten mittels eines dritten Steuertransistors und eines vierten Steuertransistors bereitgestellten Strecken, die Schwellenwertleitung an das erste Steuergate des Dual-Gate Tran sistors angeschlossen sein. Mittels des Knotens kann wirksam das Backgate angesteuert werden. Gemäß einer weiteren Ausge staltung kann der Steueranschluss des vierten Steuertransistors mit dem zweiten Potentialanschluss verbunden sein. Auf diese Weise ist das Gate des Transistors stabil auf das hohe Potential des zweiten Potentialanschlusses gesetzt.
Ein einem anderen Aspekt kann die Temperaturkompensationsschal tung einen zweiten Ladungsspeicher umfassen, der an einen Steu eranschluss eines eine der beiden Strecken bereitstellenden Steuertransistoren und an den ersten Potentialanschluss ange- schlossen sein kann. Damit kann die Gate-Spannung des dritten Transistors gepuffert werden.
Eine zweite Datensignalleitung ist mit dem zweiten Ladungsspei cher und dem dritten Steuertransistor gekoppelt. Ein Signal auf dieser Leitung dient zur Programmierung eines Gegenkopplungs faktors ausgestaltet sein, die mit sein kann. Mit der zweiten Datensignalleitung ist so auch eine Feineinstellung der Tempe raturkompensation ausführbar. Je nach Anwendung lässt sich diese Feineinstellung mittels eines weiteren Steuertransistors an- bzw. abschalten
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann bei der Temperaturkompensationsschaltung der Steueranschluss des drit-
ten Steuertransistors mit dem zweiten Potentialanschluss ver bunden sein. Damit wird die Gate-Spannung des dritten Steuer transistors vorteilhaft klar und stabil festgelegt.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann parallel zur LED ein fünfter Steuertransistor angeschlossen sein, an dessen Steueranschluss im Betrieb ein Schaltsignal (PWM-Signal) anliegt. Auf diese Weise kann die Leuchtdiode direkt und ohne Ladungsspeicher insbesondere mittels Pulsweitenmodulation ein und aus geschaltet werden. Der Dual-Gate Transistor kann dann als temperaturstabilisierte Stromquelle arbeiten.
Ebenfalls ist eine Steuerung für eine Helligkeitseinstellung oder ein Dimmen von Pixeln von Bedeutung. Ein derartiges Dimmen kann beispielsweise für Video Walls relevant sein, um zwischen einer Tag- und Nachtansicht schalten zu können. Grundsätzlich kann ein solches Dimmen zweckmäßig und vorteilhaft sein, wenn Kontraste angepasst werden müssen oder wenn äußeres Licht eine Regelung der Helligkeit eines Displays beziehungsweise einer Video Wall notwendig macht, um einen Benutzer nicht zu blenden, oder Information sicher zeigen zu können.
Aus den vorgenannten Gründen sind unterschiedliche technische Lösungen zur Ansteuerung von Leuchteinheiten mit LEDs bekannt, um insbesondere Displays beziehungsweise Video Walls auf unter schiedlichen Helligkeitsniveaus zu betreiben. So sind etwa Steu erschaltungen zur Steuerung von Matrixanzeigen bekannt, mit de nen gezielt die einzelnen Pixel der aus mehreren Zeilen und Spalten gebildeten Reihen angesteuert werden. Ebenso sind An steuerungen bekannt, mit denen gezielt der LED-Strom verringert bzw. gedimmt wird. Dieses sogenannte Stromdimmen kommt bei spielsweise bei Displays mit Flüssigkristallanzeigen oder OLEDs zum Einsatz .
Wegen des nur geringen zur Verfügung stehenden Platzes hinter der LED sind Lösungen mit einer großen Anzahl von Komponenten nur schlecht realisierbar. Dies kann die Schaltungen teilweise sehr aufwendig machen. Ausgehend hiervon sollen die folgenden Aspekte die Ansteuerung einer Leuchteinheit mit LEDs zur Vari ation der Helligkeit derart weiterbilden, dass eine vergleichs weise einfache, genaue und zuverlässige Veränderung der Hellig keit des von den LEDs ausgesandten Lichts erreicht wird. Ins besondere soll das oben angesprochene dimmen, bzw. der Betrieb in unterschiedlichen Helligkeits- und Kontraststufen ermöglicht werden .
Somit wird eine Steuerungsschaltung zur Veränderung der Hellig keit einer Leuchteinheit vorgeschlagen, die über eine Span- nungsquelle zur Versorgung der Leuchteinheit mit elektrischer Energie und über wenigstens einen Energiespeicher verfügt. Letz ter stellt einen Strom für die Leuchtmittel der Leuchteinheit ein. Ferner ist ein Steuerelement vorgesehen, das eine Spannung eines von der Spannungsquelle erzeugten Spannungssignals, auf dessen Grundlage ein durch die wenigstens eine LED fließender LED-Strom einstellbar ist, zeitweise verändert. Nach dem vor geschlagenen Prinzip ist die Steuerungsschaltung derart weiter gebildet worden, dass das Steuerelement eingerichtet ist, um die Leuchteinheit auf wenigstens zwei unterschiedlichen Hellig- keitsniveaus zu betreiben, indem während einer Periode, also in einem sich wiederholenden Zeitraum, ein erstes und ein zweites Spannungssignal, die unterschiedliche Spannungen aufweisen, an die Leuchteinheit übertragen werden und das Helligkeitsniveau in Abhängigkeit der Spannung des ersten Spannungssignals ein- stellbar ist.
Wesentlich für dieses Konzept ist somit, dass die Leuchteinheit mit einem gepulsten Spannungssignal beaufschlagt wird, wobei die wenigstens eine LED der Leuchteinheit in Abhängigkeit des Spannungssignals von einem Strom durchflossen wird, der ein
Leuchten der LED bewirkt. Während einer Periode sind hierbei auf vorteilhafte Weise ein erstes Spannungssignal, insbesondere ein Einschaltspannungssignal, und ein zweites Spannungssignal, insbesondere ein Ausschaltspannungssignal, vorgesehen, wobei die wenigstens eine in der Leuchteinheit vorgesehene LED während des Anliegens des ersten Spannungssignals mit einem zur Spannung proportionalen Strom versorgt bzw. von einem zur Spannung pro portionalen Strom durchflossen wird. Grundsätzlich unerheblich ist es hierbei, ob die Leuchteinheit über eine oder aber über eine Mehrzahl von LEDs verfügt. Das Schaltelement weist in einem Aspekt einen Transistor auf, über den die wenigstens eine LED der Leuchteinheit in Abhängigkeit des jeweiligen Spannungssig nals mit elektrischer Energie versorgt wird und von einem LED- Strom durchflossen wird, sodass diese vorzugsweise sichtbares Licht emittiert.
Nach dem vorgeschlagenen Konzept erfolgt die Ansteuerung der Leuchteinheit derart, dass innerhalb einer Periode zunächst in einer ersten Phase der Periode ein erstes Spannungssignal und im Anschluss daran in einer zweiten Phase der Periode ein zwei tes Spannungssignal an die Leuchteinheit übertragen wird, wobei in Abhängigkeit der Spannung des jeweiligen Spannungssignals ein Stromfluss durch die wenigstens eine LED der Leuchteinheit bewirkt wird. Von Bedeutung hierbei ist, dass die Spannung bzw. der Spannungswert des zweiten Spannungssignals deutlich gerin ger ist als die Spannung des ersten Spannungssignals. Vorzugs weise ist die Spannung des zweiten Spannungssignals zumindest nahezu gleich null.
Das vorgestellte Konzept erlaubt es je nach Anwendung unter schiedliche Helligkeitsbereiche einzustellen, wobei in jedem Bereich die Helligkeit wiederum dimmbar ist. Damit lässt sich beispielsweise für Video Walls oder auch im Bereich Automotive auf Veränderung der Lichtverhältnisse ohne große zusätzlichen Schaltungsaufwand reagieren.
In der ersten Phase der Periode, in der das erste Spannungssig nal an die Leuchteinheit übertragen wird, wird der Energiespei cher der Leuchteinheit geladen. Gleichzeitig fließt hierbei ein Strom mit einer zur Spannung des Spannungssignals proportiona- len Stromstärke durch die LED, die hierauf sichtbares Licht emittiert. Während in der zweiten Phase der Periode das zweite Spannungssignal an die Leuchteinheit übertragen wird, wird das Potenzial im Energiespeicher, bevorzugt einem Kondensator, auf rechterhalten, sodass bis zum Beginn der darauffolgenden Peri- ode ein hierdurch bedingter Strom durch die LED fließt, die somit weiterhin Licht emittiert. Auch wenn die Stärke des wäh rend der ersten Phase der Periode durch die LED fließenden Stroms theoretisch gleich der Stärke des während der zweiten Phase der Periode durch die LED fließenden Stroms sein sollte, ist dies in der Praxis nicht der Fall. Dies ist darauf zurück zuführen, dass die Steuerungsschaltung zusätzlich zur Kapazität des Energiespeichers, insbesondere eines Kondensators, übli cherweise eine zweite Kapazität aufweist und auf diese Weise ein kapazitiver Spannungsteiler geschaffen wird, sodass die Spannung am Energiespeicher während der zweiten Phase der Pe riode gegenüber der Spannung während der ersten Phase der Pe riode abgesenkt ist. Eine derartige zweite Kapazität wird bei spielsweise durch die Kapazität des Transistors, insbesondere die sogenannte Gate-Source-Kapazität , bereitgestellt.
In diesem Zusammenhang ist es für durchaus von Bedeutung, dass sich die Stärke des während der ersten Phase der Periode, in der das erste Spannungssignal an die Leuchteinheit übertragen wird, durch die LED fließenden Stroms von der Stärke des während der zweiten Phase der Periode, in der das zweite Spannungssignal an die Leuchteinheit übertragen wird, durch die LED fließenden Stroms unterscheidet, nämlich kleiner ist. Ein Betrachter wird diesen Unterschied, der zu einem Unterschied der maximalen Hel ligkeit der LED während einer Periode führt, allerdings nicht
erkennen, sondern nur die über die Periode gemittelte Licht leistung wahrnehmen.
Um diesen Effekt auf geeignete Weise für die Ansteuerung von Leuchteinheiten, die beispielsweise in Displays verwendet wer den, zu nutzen, ist es von Vorteil, wenn das erste und das zweite Spannungssignal mit einer Frequenz von 60 Hz, die der üblichen Bildwiederholfrequenz von Displays entspricht, wieder holt werden. Dies bedeutet, dass innerhalb einer Sekunde jeweils sechzigmal ein erstes und ein zweites Spannungssignal an die Leuchteinheit übertragen werden, wobei die wenigstens eine LED der Leuchteinheit in Abhängigkeit der Spannung des jeweiligen Spannungssignals von einem LED-Strom durchflossen wird. In weiteren Aspekten ist vorgesehen, dass die LED, während das zweite Spannungssignal an die Leuchteinheit übertragen wird, aus einem als Kondensator ausgebildeten Energiespeicher mit der zur Anregung einer Lichtemission erforderlichen elektrischen Energie versorgt wird. Da die Spannung des Kondensators gegen- über der ersten Phase der Periode abgesenkt ist, wird die LED in diesem Betriebszustand von einem Strom mit im Vergleich zur ersten Phase der Periode geringeren Stärke durchströmt, sodass die LED weniger hell leuchtet. Weiterhin ist es auf diese Weise denkbar, dass das Steuerelement eingerichtet ist, um das erste Spannungssignal mit einem Tast grad von 0,0025 bis 0,003 zu erzeugen, wobei der Tastgrad dem Verhältnis der Dauer des ersten Spannungssignals zur Dauer der Periode entspricht. Der Tastgrad gibt somit das Verhältnis der Dauer des ersten Spannungssignals zur Periodendauer an. Bei einer Widerholfrequenz für das erste und das zweite Spannungs signal von 60 Hz bedeutet dies, dass das Steuerelement gemäß dieser Ausführungsform der Erfindung derart eingerichtet ist, dass eine Periode, innerhalb der das erste und das zweite Span- nungssignal an die Leuchteinheit übertragen werden, 0,0166 s
oder 16,6 ms lang ist. In einer bevorzugten Weiterbildung wird das erste Spannungssignal für eine Zeitdauer von maximal 0,050 ms an die Leuchteinheit übertragen, was einem Tastgrad von etwa 0,003 oder 1:333 entspricht. Das zweite Spannungssignal wird in diesem Fall über eine Zeitdauer von 16,6 ms an die Leuchteinheit übertragen. Der Tastgrad in Bezug auf dieses Signal ist daher näherungsweise gleich 1.
Da die von einem Betrachter wahrgenommene Helligkeit einer LED von der während einer Periode emittierten mittleren Helligkeit oder Lichtleistung abhängt, hat ein Stromfluss in der LED wäh rend der zweiten Phase einer Periode und damit der Anteil des Lichts, der von der wenigstens einen LED in der zweiten, ver gleichsweise langen Phase der Periode emittiert wird, einen erheblichen, überproportionalstarken Einfluss auf die mittlere Lichtleistung einer LED der Leuchteinheit.
Nach einigen Aspekten ist es denkbar, dass die Steuerungsschal tung eingerichtet ist, um die Leuchteinheit auf einem ersten, dunkleren Helligkeitsniveau zu betreiben, indem die Spannung des ersten Spannungssignals auf einen innerhalb eines ersten Spannungsintervalls liegenden Spannungswert eingestellt wird und um die Leuchteinheit auf wenigstens einem zweiten, helleren Helligkeitsniveau zu betreiben, indem die Spannung des ersten Spannungssignals auf einen innerhalb wenigstens eines zweiten Spannungsintervalls, dessen Spannungen höher als die des ersten Spannungsintervalls sind, liegenden Spannungswert eingestellt wird. Gemäß dieser Ausführungsform sind für die Ansteuerung einer Leuchteinheit somit zwei Spannungsintervalle oder Span- nungsbereiche vorgesehen, die jeweils unterschiedliche Spannun gen aufweisen, mit denen das erste Spannungssignal erzeugt wird, und die sich auf unterschiedlichen Spannungsniveaus befinden. In Abhängigkeit der Höhe der Spannung des ersten Spannungssig nals wird die Leuchteinheit somit entweder auf einem ersten, dunkleren Helligkeitsniveau oder auf einem zweiten, helleren
Helligkeitsniveau betrieben. Soll die Leuchteinheit auf dem helleren Helligkeitsniveau betrieben werden, erfolgt die An steuerung der Leuchteinheit auf der Grundlage eines ersten Span nungssignals, dessen Spannung in dem zweiten Spannungsintervall und somit in demjenigen Spannungsintervall liegt, das die hö heren Wert aufweist.
In einem anderen Aspekt ist das Steuerelement eingerichtet, um die Leuchteinheit bei gezielter Variation der Spannung des ers ten Spannungssignals innerhalb eines der wenigstens zwei fest gelegten Spannungsintervalle auf dem gleichen Helligkeitsniveau zu betreiben. Dies bedeutet, dass auf vorteilhafte Weise das erste Spannungssignal, insbesondere dessen Spannung, zwischen zwei aufeinanderfolgenden Perioden nur derart stark variiert wird, dass die entsprechende Spannung noch innerhalb des glei chen Spannungsintervalls liegt und sichergestellt wird, dass die Leuchteinheit trotz einer leichten Änderung der Helligkeit immer noch auf dem gleichen Helligkeitsniveau betrieben wird. Es ist somit möglich, die Leuchteinheit, insbesondere die we nigstens eine innerhalb der Leuchteinheit vorgesehene LED, auf wenigstens zwei verschiedenen Helligkeitsniveaus zu dimmen, also auf wenigstens zwei unterschiedlichen Helligkeitsniveau jeweils einen zumindest weitgehend stufenlosen Bereich vorzu sehen, in dem die Helligkeit der wenigstens einen LED einer Leuchteinheit gezielt verändert wird.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung ist vorgesehen, dass das erste Spannungsintervall oder der erste Spannungsbereich Span nungswerte zumindest im Bereich von 1,3 V bis 3,0 V aufweist. Weiterhin ist bevorzugt vorgesehen, dass das zweite Spannungs intervall oder der zweite Spannungsbereich Spannungswerte zu mindest im Bereich von 4,0 V bis 10,0 V aufweist. Auf diese Weise werden zwei Bereiche auf unterschiedlichen Helligkeits-
niveaus realisiert, innerhalb derer die Helligkeit der Leucht einheit nochmals gezielt stufenlos verändert bzw. gedi t wer den kann. Im Hinblick auf die zuvor beschriebene Ausgestaltung kann wie derum der Gedanke berücksichtigen werden, dass - sobald ein vergleichsweise kleines erstes Spannungssignal an der Leucht einheit anliegt - der gesamte während einer Periode durch die LED fließende Strom maßgeblich von dem Strom bestimmt wird, der während der ersten Phase der Periode, in der das erste Span nungssignal an der Leuchteinheit anliegt, durch die LED fließt. In diesem Fall wird die Leuchteinheit mit einer vergleichsweise niedrigen Helligkeit betrieben und die Emission von Licht auf grund eines Stromflusses durch die LED, der durch das zweite Spannungssignal, das in der zweiten Phase der Periode an der Leuchteinheit anliegt, bewirkt wird, kann in diesem Betriebs zustand vernachlässigt werden.
Wird an die Leuchteinheit dagegen ein erstes Spannungssignal mit einer vergleichsweise hohen Spannung übertragen, wird der insgesamt während einer Periode durch die LED fließende Strom maßgeblich durch den Strom bestimmt, der während der zweiten Phase, also während das zweite Spannungssignal an der Leucht einheit anliegt, durch die LED fließt. In diesem Fall wird die Leuchteinheit auf einem hohen Helligkeitsniveau betrieben und ist in diesem Bereich durch gezielte Variation des ersten Span nungssignals dimmbar.
Die vorgestellte Steuerungsschaltung lässt sich, in einem Dis- play, einem Monitor oder beispielsweise in einer Video Wall zur Bilderzeugung verwenden. Diese können Teil eines größeren Bild schirms oder Anzeigevorrichtung beispielsweise in einem Kraft fahrzeug. Auch eine Realisierung in einer AR oder VR Brille oder einem anderen Gerät ist denkbar. Wesentlich hierbei ist wie- derum, dass eine Ansteuerung zum Einsatz kommt, die den Betrieb
eines Displays eines Monitors oder beispielsweise einer Video Wall auf wenigstens zwei unterschiedlichen Helligkeitsniveaus ermöglicht . Neben einer speziell ausgebildeten Steuerungsschaltung betref fen einige Aspekte auch ein Verfahren zur gezielten Veränderung der Helligkeit einer Leuchteinheit, bei dem eine Spannungsquelle die Leuchteinheit mit elektrischer Energie versorgt und wenigs tens eine LED als Leuchtmittel der Leuchteinheit zumindest zeit- weise aus einem Energiespeicher der Leuchteinheit mit elektri scher Energie versorgt wird. Ferner wird bei diesem Verfahren zumindest zeitweise ein Spannungssignal an die Leuchteinheit übertragen und der durch die wenigstens eine LED fließende LED Strom auf der Grundlage des Spannungssignals eingestellt.
Das Verfahren zeichnet sich dadurch aus, dass die Leuchteinheit auf wenigstens zwei unterschiedlichen Helligkeitsniveaus be trieben wird, indem während einer Periode ein erstes und ein zweites Spannungssignal, die unterschiedliche Spannungen auf- weisen, an die Leuchteinheit übertragen werden und das Hellig keitsniveau in Abhängigkeit der Spannung des ersten Spannungs signals eingestellt wird. Erfindungswesentlich ist wiederum, dass die Helligkeit einer LED, die maßgeblich durch den insge samt während einer Periode durch wenigstens eine LED fließenden Strom bestimmt wird, durch Übertragen eines ersten Spannungs signals, das in einer ersten Phase der Periode an die Leucht einheit übertragen wird, gezielt veränderbar ist. Zur Ansteue rung der Leuchteinheit wird in einer ersten Phase der Periode ein erstes Spannungssignal an die Leuchteinheit angelegt, so- dass zunächst, während das erste Spannungssignal an der Leuch teinheit anliegt, der Energiespeicher der Leuchteinheit geladen und die wenigstens eine LED der Leuchteinheit von einem zur Spannung des Spannungssignals proportionalen Strom durchflossen wird. In einer zweiten Phase der Periode wird ein zweites Span- nungssignal mit einer im Vergleich zu der Spannung des ersten
Spannungssignals deutlich abgesenkten Spannung, die vorzugs weise nahe null ist, an die Leuchteinheit übertragen. Hierdurch wird zunächst das Potenzial des Energiespeichers, insbesondere eines Kondensators, abgesenkt, wodurch auch die Stärke des Stroms, der durch die LED fließt, entsprechend abgesenkt wird.
Im Vergleich zur ersten Phase der Periode leuchtet die LED somit in der zweiten Phase weniger hell, dies allerdings über einen vergleichsweise langen Zeitraum. Hierbei kann die Leuchteinheit in Abhängigkeit der Höhe des Spannungswerts des ersten Span nungssignals auf einem hohen Helligkeitsniveau mit vergleichs weise hoher mittlerer Lichtleistung oder auf einem niedrigen Helligkeitsniveau mit vergleichsweise niedriger mittlerer Lichtleistung betrieben werden. In diesem Zusammenhang ist zu berücksichtigen, dass bei einem ersten Spannungssignal mit ver gleichsweise niedriger Spannung der Einfluss der ersten Phase der Periode auf die mittlere Lichtleistung der LED vergleichs weise hoch ist, während bei einem ersten Spannungssignal mit hohem Spannungswert die zweite Phase der Periode, in der das zweite Spannungssignal an der Leuchteinheit anliegt, von ent scheidender Bedeutung für die mittlere Lichtleistung der LED ist .
Auf diese Weise ist vorgesehen, dass die LED der Lichteinheit, während das zweite Spannungssignal an der Leuchteinheit anliegt, aus einem als Kondensator ausgeführten Energiespeicher mit elektrischer Energie versorgt wird. Im Übrigen ist es von Vor teil wenn die Leuchteinheit wenigstens zeitweise auf einem ers ten, dunkleren Helligkeitsniveau betrieben wird, indem die Span- nung des ersten Spannungssignals auf einen in einem ersten Span nungsintervall liegenden Spannungswert eingestellt wird und die Leuchteinheit zumindest zeitweise auf wenigstens einem zweiten, helleren Helligkeitsniveau betrieben wird, indem die Spannung des ersten Spannungssignals auf einen innerhalb wenigstens ei- nes zweiten Spannungsintervalls, dessen Spannungen höher als
die des ersten Spannungsintervalls sind, liegenden Spannungs wert eingestellt wird.
In einer Ausführungsform ist vorgesehen, dass zwischen zwei aufeinanderfolgenden Perioden die Spannung des ersten Span nungssignals variiert wird, ohne das Helligkeitsniveau, auf dem die Leuchteinheit betrieben wird, zu verändern. Es erfolgt somit eine Variation der mittleren Lichtleistung einer LED, während diese auf einem gleichbleibenden Helligkeitsniveau betrieben wird. Die Spannung des ersten Spannungssignals wird somit zwi schen zwei aufeinanderfolgenden Perioden innerhalb des für das entsprechende Helligkeitsniveau vorgesehenen Spannungsinter valls oder Spannungsbereichs verändert. Neben der Frage einer Temperaturstabilität und einer Drift einer Einsatzspannung bzw. eines Stroms durch die Diode aufgrund von Prozessschwankungen ist auch die verwendete Pulsmodulation ein zu berücksichtigender Gesichtspunkt. In aktuellen Displays wer den die Leuchtdioden meist in Pulsweitenmodulation betrieben, d.h. in schneller Folge zur Kontrast und Helligkeitseinstellung ein- und ausgeschaltet. Die Frequenz beträgt dabei einige 100kHz bis in den MHz Bereich. Die Schaltvorgänge wirken auf die Strom quelle zurück. Dadurch können die Präzision sowie die Stabilität der Stromquelle leiden. Bei Regelschleifen innerhalb der Strom- quelle führen die Schaltvorgänge zu Spikes oder anderem Verhal ten, welche die Regelschleife aus ihrem Regelbereich bringen können .
Diesen Überlegungen folgend wird eine geregelte Stromquelle für LEDs vorgeschlagen, die eine Stromquelle derart regelt, dass deren Ausgangstrom auch während einer PWM Modulation und ins besondere während der Schaltvorgänge in ihrem Regelzustand ver bleibt und einem Sollwert folgt. Die Stromquelle und insbeson-
dere die Rückkoppelschleife eignet sich für alle Arten von Ver brauchern, insbesondere aber nicht beschränkt auf die in dieser Anmeldung offenbarten. Dazu wird der Ausgangstrom oder ein davon abgeleitetes Signal der Regelschleife zugeführt, die dieses mit dem Sollwert ver gleicht. Wird die Stromquelle nun ausgeschaltet, bzw. in einem On/Off Betrieb (intermittierender Betrieb) betrieben, so wird, während der Ausgangsstrom abgeschaltet ist, ein Ersatzsignal der Regelschleife zugeführt. Das Ersatzsignal hält die Regel schleife in ihrem Aussteuerbereich. Zweckmäßigerweise ent spricht das Ersatzsignal einem zu erwartenden Ausgangstrom oder dem davon abgeleiteten Signal, bzw. ist zu diesem ähnlich. Ins gesamt wird auf diese Weise eine kontinuierliche Regelung im Aussteuerbereich unabhängig vom Schaltzustand einer Stromquelle erreicht. Die Präzision und Stabilität der Versorgungsschaltung bleibt erhalten.
In einer Ausgestaltung wird eine Versorgungsschaltung vorge- schlagen, welche einen Fehlerkorrekturdetektor mit einem Refe renzsignaleingang, einem Fehlersignaleingang sowie einem Kor rektursignalausgang umfasst. Des Weiteren ist eine regelbare Stromquelle mit Stromausgang und einem Kontrollsignalanschluss vorgesehen. Der Kontrollsignalanschluss ist mit dem Korrektur- signalausgang unter Bildung einer Regelschleife für die steu erbare Stromquelle verbunden. Mit anderen Worten regelt der Fehlerkorrekturdetektor den Ausgangstrom der Stromquelle in be stimmten Grenzen. Die Stromquelle ist somit ausgeführt, einen Strom am Stromausgang in Abhängigkeit eines Signals am Kon- trollsignalanschluss bereitzustellen.
Die Versorgungsschaltung umfasst nach dem vorgeschlagenen Prin zip eine Ersatzquelle mit einem Ausgang, welche ausgestaltet ist, ein Ersatzsignal bereitzustellen. Schließlich ist eine
Schaltvorrichtung in Wirkverbindung mit der regelbaren Strom quelle und dem Fehlerkorrekturdetektor angeordnet, so dass die Schaltvorrichtung in Abhängigkeit eines Schaltsignals dem Feh lersignaleingang entweder ein von dem Strom am Stromausgang abgeleitetes Signal oder das Ersatzsignal bei zusätzlicher Tren nung des Stromausgangs der Stromquelle zuführt. Mit anderen Worten ist die Schaltvorrichtung mit der regelbaren Stromquelle und dem Fehlerkorrekturdetektor gekoppelt und ausgeführt ent weder ein von dem Strom am Stromaus-gang abgeleitetes Signal oder das Ersatzsignal dem Fehlersignal-eingang zuzuführen. Zu sätzlich ist die Schaltvorrichtung ausgeführt, in letzterem Fall den Stromausgang stromlos zu schalten.
Damit wird eine Anordnung geschaffen, welche die Regelschleife unabhängig von dem Betriebszustand der Stromquelle in einem Aussteuerbereich hält. Die Stromquelle kann somit neben der Regelung durch die Regelschleife und den Fehlerkorrekturdetek- tor auch in einem PWM oder einem anderen intermittierenden Modus betrieben werden.
Es ist zweckmäßig, wenn das Ersatzsignal im Wesentlichen dem vom Stromsignal abgeleiteten Signal entspricht. Auf diese Weise wird der Regelschleife und speziell dem Fehlerkorrekturdetektor ein Signal vorgeben, dass sich kaum von dem der Stromquelle unterscheidet, so dass die Regelung und die Aussteuerung intakt bleiben .
In einem Aspekt weist die regelbare Stromquelle einen Strom spiegel mit einem schaltbaren Ausgangszweig auf. Dieser ist mit dem Stromausgang verbunden oder bildet diesen. Der Ausgangszweig kann einen oder mehrere Ausgangstransistoren umfassen, deren Steueranschlüsse bzw. Gates mit einem Steueranschluss eines eingangsseitig angeordneten Stromspiegeltransistors verbunden sind .
In einem weiteren Aspekt ist der Ausgangstransistor des Aus gangszweiges, mit seinem Steueranschluss an die Schaltvorrich tung angeschlossen. Die Schaltvorrichtung ist ausgeführt, in Abhängigkeit des Schaltsignals des Ausgangstransistors mit ei- nem festen Potential zur Öffnung des Ausgangstransistors zu verbinden oder den Steueranschluss mit dem Steueranschluss des eingangsseitig angeordneten Stromspiegeltransistors. Wenn der Steueranschluss auf dem festen Potential liegt, öffnet bzw. sperrt der Ausgangs-transistor, d.h. er leitet keinen Strom mehr und der Verbraucher sowie der Ausgang der Versorgungschaltung wird stromlos geschaltet.
In einem anderen Aspekt ist die Schaltvorrichtung in dem Aus gangszweig angeordnet, und ausgeführt, den Stromausgang bzw. Ausgangstransistoren von dem Verbraucher zu trennen. Dabei ist der Abgriff für den Fehlersignaleingang des Fehlerkorrektur- detektors zwischen Schaltvorrichtung und Verbraucher angeord net . In einem weiteren Aspekt weist die regelbare Stromquelle einen Eingangszweig auf. Dem eingangszweig ist ein Referenzstromsig nal zuführbar, so dass die Stromquelle einen davon abhängigen Ausgangstrom liefert. Der Eingangszweig der regelbaren Strom quelle umfasst weiterhin einen Knoten, welcher mit dem Refe- renzsignal-eingang des Fehlerkorrekturdetektors verbunden ist. Dadurch kann beispielsweise der Referenzstrom, welcher der Stromquelle zur Ableitung des Ausgangstroms zugeführt wird auch als Referenzsignal für den Fehlerkorrekturdetektor dienen. Die regelbare Stromquelle kann zudem einen Stromspiegel umfas sen, wobei der Kontrollsignalanschluss mit dem Steueranschluss eines Ausgangstransistors des Stromspiegels verbunden ist. Dadurch kann ein Strom durch den Ausgangstransistor mit einem Kontrollsignal verändert werden und so eine Regelung erfolgen. Eine Kopplung des Steueranschlusses des Ausgangstransistors des
Stromspiegels mit dem Stromspiegeltransistor des Stromspiegels erfolgt über einen Kondensator in Mitkopplung. Der Kondensator dient zu einer Frequenzkompensation und verbessert so die Sta bilität der Regelung.
Ein anderer Aspekt betrifft den Differenzverstärker. Dieser kann einen Differenzverstärker umfassen, dessen beide Zweige über einen Stromspiegel miteinander an ein Versorgungspotential an geschlossen sind. Optional können die beiden Zweige des Diffe- renz-verstärkers jeweils einen Eingangstransistor umfassen, welche unterschiedliche geometrische Parameter aufweisen. Zu sammen mit dem Stromspiegel können so unterschiedliche feste Faktoren zwischen Referenz- und Fehlersignal berücksichtigt werden .
In einem weiteren Aspekt umfasst die Ersatzquelle ein mit dem Ausgang gekoppeltes Element zur Spannungserzeugung, so dass das Ersatzsignal im Wesentlichen dem vom Stromsignal abgeleiteten Signal entspricht. Dadurch kann das Ersatzsignal den im regu- lären Betrieb durch den Verbraucher fließenden Strom simulieren und so die Regelschleife im Aussteuerbereich halten.
Die Ersatzquelle kann eine Reihenschaltung aus einem stromge benden Element und einem spannungsgebenden Element aufweisen, wobei der Ausgang zwischen den beiden Elementen angeordnet ist. Ebenso kann die Ersatzquelle in einem weiteren Aspekt einen Transistor aufweisen, dessen Steueranschluss mit dem Steueran schluss des Stromspiegeltransistors der Stromquelle verbunden ist .
Ein anderer Aspekt betrifft die Schaltvorrichtung, die ein oder mehrere Transmission Gates aufweist. Die Versorgungsschaltung kann einen Referenzstromspiegel umfassen, der ausgeführt ist, einen eingangsseitig definierten Strom ausgangseitig an den Fehlerkorrekturdetektor und an die Stromquelle zu liefern.
Ein anderer Aspekt betrifft die Verwendung einer Versorgungs schaltung für eine Stromversorgung einer LED. Dieses wird von der Versorgungschaltung betreiben und zwar ein einem On/Off Betrieb. Das heißt, dass die LED durch ein die Stromversorgung pulsweiten modulierendes Signal betrieben wird. Dieser Betrieb ist für optoelektronische Bauelemente nicht ungewöhnlich, den noch erzeugt die Versorgungsschaltung einen stabilen und prä zisen Ausgangsstrom während dieses pulsweiten-modulierten Be triebs .
Ein anderer Aspekt bezieht sich auf ein Verfahren zum Versorgen einer LED. Hierbei wird ein Versorgungsstrom durch den Verbrau cher erfasst. Dies kann durch eine Detektion des Stroms durch die LED erfolgen. Alternativ kann ein Signal aus dem Strom abgeleitet werden, welches in einer bekannten Beziehung zu dem Strom durch den Verbraucher steht. Der Versorgungsstrom oder das davon abgeleitete Signal wird mit einem Referenzsignal ver glichen und aus diesem Vergleich ein Korrektursignal erzeugt. Mit Hilfe des Korrektursignals wird der Versorgungsstrom durch den Verbraucher gegebenenfalls auf einen Sollwert geregelt.
Es ist nun vorgesehen, dass der Verbraucher in bestimmten Ab ständen abgeschaltet d.h. vom Versorgungsstrom getrennt wird. In einem solchen Fall wird anstatt des vom Versorgungsstrom abgeleiteten Signal ein Ersatzsignal erzeugt und für den Ver gleichsschritt verwendet. Mit anderen Worten wird anstatt des Versorgungsstroms bzw. eines davon abgeleiteten Signals das Er satzsignal mit dem Referenzsignal verglichen und aus diesem Vergleich ein Korrektursignal erzeugt. Dadurch wird die Rege- lung erstmal unabhängig davon, ob der Verbraucher mit Strom versorgt wird oder nicht. Das Ersatzsignal kann dabei im We sentlichen einem Versorgungsstrom durch den Verbraucher oder einem davon abgeleiteten Signal entsprechen.
Ein anderer Aspekt liegt in einer Realisierung einer Treiber schaltung mit geringer eigener Leistungsaufnahme, die aber den noch eine Vielzahl von optoelektronischen Elementen und insbe sondere LEDs antreiben kann.
In einem ersten Aspekt der vorliegenden Anmeldung ist eine Trei berschaltung zum Antreiben oder Steuern einer Vielzahl von opto elektronischen Elementen vorgesehen. Die optoelektronischen Elemente sind als LEDs ausgeführt und in einem Array mit Zeilen und Spalten angeordnet und bilden beispielsweise eine Video
Wall. Jede LED kann ein Pixel darstellen. Alternativ kann, wenn jedes Pixel mehrere, zum Beispiel drei, Subpixel einschließt, jede LED eines der Subpixel bilden. Die Treiberschaltung umfasst eine Vielzahl von ersten Speicher zellen, wobei jede der ersten Speicherzellen einer jeweiligen der LEDs zugeordnet ist. Ferner schließt jede Speicherzelle zwei Eingänge, die als Setzeingang und Rücksetzeingang bezeichnet werden, und einen Ausgang ein. Die ersten Speicherzellen können Riegel sein und können als 1-Bit-Speicher konfiguriert sein.
Jede erste Speicherzelle kann zwei unterschiedliche Zustände an dem Ausgang, einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweisen, wobei der erste Zustand ein hoher Zustand und der zweite Zustand ein niedriger Zustand sein kann.
Ein Setzsignal, das von einer der ersten Speicherzellen an dem Setzeingang empfangen wird, triggert die erste Speicherzelle an dem Ausgang in den ersten Zustand. Die erste Speicherzelle hält den ersten Zustand, bis sie durch ein an dem Rücksetzeingang empfangenes Rücksetzsignal in den zweiten Zustand zurückgesetzt wird. Der Ausgang, insbesondere das am Ausgang bereitgestellte Ausgangssignal, jeder ersten Speicherzelle ist so konfiguriert, dass er eine jeweilige der LEDs steuert oder antreibt. Insbe sondere bestimmt das Ausgangssignal, ob die LED eingeschaltet
ist und Licht ausstrahlt oder ausgeschaltet ist und kein Licht ausstrahlt .
Für die Herstellung der Treiberschaltung und auch der ersten Speicherzellen und ihrer zugeordneten Schaltungen, wäre unter anderem CMOS-Technologie besonders geeignet. Die Treiberschal tung gemäß dem ersten Aspekt ist eine digitale Treiberschaltung und benötigt im Vergleich zu konventionellen Treiberschaltungen eine niedrigere Leistung und weniger Fläche. Außerdem stellt die Treiberschaltung gemäß dem ersten Aspekt eine bessere Li nearität bereit. Jede erste Speicherzelle kann ein Pulsbreiten modulationssignal, PWM-Signal, an ihrem Ausgang bereitstellen.
In einer Ausführungsform umfasst jede erste Speicherzelle zwei kreuzgekoppelte NOR-Gatter oder zwei kreuzgekoppelte NAND-Gat ter. Jedes der NOR- oder NAND-Gatter weist zwei Eingänge und einen Ausgang auf. Der Ausgang jedes der NOR- oder NAND-Gatter ist mit einem der Eingänge des anderen NOR- oder NAND-Gatters gekoppelt. Der andere Eingang eines der NOR- oder NAND-Gatter empfängt das Setzsignal, und der andere Eingang des anderen der NOR- oder NAND-Gatter empfängt das Rücksetzsignal.
In einer alternativen Ausführungsform umfasst jede erste Spei cherzelle einen N-Typ-Metalloxid-Halbleiter-Transistor, NMOS- Transistor, und einen P-Typ-Metalloxid-Halbleiter-Transistor,
PMOS-Transistor, die in Reihe geschaltet sind, was bedeutet, dass die Kanäle der beiden Transistoren in Reihe geschaltet sind. Außerdem ist ein Eingang eines Inverters zwischen den NMOS-Transistor und den PMOS-Transistor geschaltet, und ein Ausgang des Inverters ist mit den Gattern der NMOS- und PMOS- Transistoren verbunden. Die Treiberschaltung kann eine Vielzahl von ladbaren Zählern umfassen, die jeweils konfiguriert sind, um ein Setzsignal zum Einschalten eines Stroms durch die jewei lige LED zu aktivieren, wenn Daten, beispielsweise ein Puls- breitenwert, in den jeweiligen Zähler geladen werden. Der Zähler
zählt, bis der aktuelle Wert den geladenen Datenwert erreicht. Dann aktiviert der Zähler ein Rücksetzsignal, um den Strom durch die jeweilige LED abzuschalten. Wenn ein Array von LEDs diese in N Spalten von Pixeln arran giert, kann die Treiberschaltung N Zähler umfassen, die PWM- Signale für N Spalten von Pixeln gleichzeitig pro einer ausge wählten Zeile erzeugen. Die Treiberschaltung kann ferner einen einzigen gemeinsamen Zähler umfassen, der konfiguriert ist, um ein gemeinsames oder globales Dimmsignal für die Vielzahl von LEDs zu erzeugen.
Um dunkle Pixel auszugattern, kann die Treiberschaltung eine Vielzahl von zweiten Speicherzellen umfassen. Jede zweite Spei- cherzelle kann mit einer jeweiligen der ersten Speicherzellen gekoppelt sein und so konfiguriert sein, dass sie bei Bedarf ein Ausgangssignal der jeweiligen ersten Speicherzelle außer Kraft setzt, so dass die jeweilige LED ausgeschaltet bleibt. Mit anderen Worten verhindern die zweiten Speicherzellen, dass die jeweiligen ersten Speicherzellen die jeweiligen LED ein schalten, wenn diese optoelektronischen Elemente während eines Rahmens dunkle Pixel darstellen.
Eine optoelektronische Vorrichtung oder auch ein Display bezie- hungsweise eine Video Wall gemäß einem zweiten Aspekt der vor liegenden Anmeldung umfasst eine Vielzahl von LEDs und eine Treiberschaltung zum Antreiben der Vielzahl von LEDs gemäß dem ersten Aspekt, wie oben beschrieben. Die LEDs können in einem Array angeordnet sein und können eine Anzeige oder einen Ab- schnitt einer Anzeige bilden. Jede der LED kann ein Pixel des Arrays bilden. Alternativ kann jede LED auch ein Subpixel bil den. Beispielsweise kann in einem RGB-Pixelarray ein Pixel drei optoelektronische Elemente oder LEDs enthalten, die rotes, grü nes bzw. blaues Licht emittieren. Alternativ, können auch Kon- vertermaterialien vorgesehen sein, so dass zumindest zwei der
drei LEDs Licht gleicher Farbe abstrahlen, welches von dem Kon vertermaterial konvertiert wird.
Die LEDs können über eine integrierte Schaltung, IC angeordnet sein, die sich unter anderem unterhalb der LED befindet. Die Schaltung kann in einem anderen Materialsystem ausgebildet.
In einem dritten Aspekt wird ein Verfahren zum Betreiben einer optoelektronischen Vorrichtung bzw. eines Displays beziehungs- weise einer Video Wall gemäß dem zweiten Aspekt bereitgestellt. Am Anfang eines Rahmens wird ein globales Zurücksetzen durch geführt und der Pixelstrom ausgeschaltet, so dass alle opto elektronischen Elemente ausgeschaltet werden. Als Nächstes wird das Laden dunkler Pixel Zeile für Zeile durchgeführt. Somit werden die optoelektronischen Elemente, die während des Rahmens dunkel sind, mittels der zweiten Speicherzellen gesteuert. An schließend wird eine zeilenweise inhaltsabhängige PWM, bei spielsweise Graustufen-PWM, durchgeführt. Somit wird der Strom durch die optoelektronischen Elemente mittels der ersten Spei- cherzellen gesteuert.
Außerdem kann nach dem globalen Zurücksetzen am Anfang eines Rahmens der Pixelstrom bis zum Beginn einer gemeinsamen oder globalen Dimmung ausgeschaltet bleiben. Die gemeinsame Dimmung der optoelektronischen Elemente kann durchgeführt werden, bevor der Strom durch die optoelektronischen Elemente mittels der ersten Speicherzellen gesteuert wird. Die globalen Dimmdaten können mit den Graustufendaten in der Video-/Bildsignalprozes- sor-IC oder durch die LED-Treiber-IC kombiniert werden, so dass kein separater globaler Dimmpuls benötigt wird und dann nur die Graustufendaten zeilenweise aktualisiert werden. Die optoelekt ronische Vorrichtung gemäß dem zweiten Aspekt und das Verfahren gemäß dem dritten Aspekt können die oben in Verbindung mit der Treiberschaltung gemäß dem ersten Aspekt offenbarten Ausfüh- rungsformen umfassen.
Ein neuartiges Konzept für die Ansteuerung von Verbrauchern, insbesondere von Leuchtdioden, z.B. für Pixel, basiert auf einer analogen Rampe zur Lichtsteuerung. Für eine Steuerschaltung für eine Displaymatrix wie beispielsweise eine Video Wall, die eine Vielzahl von in Zeilen und Spalten angeordneten optoelektroni sche Bauelemente umfasst, kann eine Pulsbreitenmodulation ver wendet werden, die das Ein/Aus Verhalten eines jeden Pixels einstellt. Obwohl das Prinzip ähnlich konventionellen Pulsbrei tenmodulationsschemas zu sein scheint, ist die Implementierung anders.
Eine Steuerschaltung für ein Matrixdisplay, insbesondere ein LED Matrixdisplay wie beispielsweise eine Video Wall umfasst einen Zeilenauswahleingang für ein Zeilenauswahlsignal, einen Spaltendateneingang für ein Datensignal, ein Rampensignalein gang für ein Rampensignal und einen Trigger Eingang für ein Triggersignal. Zum Zweck der Erläuterung, ein Rampensignal ist ein Signal, das über die Zeit von einem ersten Wert zu einem zweiten Wert variiert. Gewöhnlich ist ein Rampensignal perio- disch. Die Schaltung umfasst einen Spaltendatenpuffer, der kon figuriert ist, das Datensignal als Antwort auf das Zeilenaus wahlsignal zu puffern. In einigen Varianten kann der Pegel des Spaltendatensignals mit der Helligkeit der lichtemittierenden Vorrichtung korrespondieren. Ein Pulsgenerator ist an den Spal- tendatenpuffer und den Rampensignaleingang gekoppelt und kon figuriert, ein gepuffertes Ausgangssignal zu liefern, um als Antwort auf das Triggersignal, das Datensignal und das Rampen signal das An/Aus Verhältnis von zumindest einer der Vielzahl der lichtemittierenden Vorrichtungen zu steuern.
Das vorgeschlagene Prinzip implementiert einen analogen Puls generator. Da das Rampensignal räumlich und zeitlich multiplext werden kann, können durch Aktivierung verschiedener Pixel ver ursachten Artefakts unterdrückt werden. Weiterhin führt zeit-
liches Multiplexing bei Benutzung des Rampensignals zu ver schiedenen Schaltverhalten der Pixel. Das heißt, die den Pixeln zugehörige LED wird zu verschiedenen Zeiten geschaltet, was eine gleichmäßigere Leistungsverteilung verursacht und Stromspitzen verhindert .
In einigen Varianten weist der Pulsgenerator eine Komparator vorrichtung auf, um das gepufferte Datensignal mit dem Rampen signal zu vergleichen. Das Resultat wird an einen Ausgangspuffer geliefert, der an einen Ausgang des Komparators und den Trig gereingang gekoppelt ist, der Spaltendatenpuffer kann in sol chen Ausführungen als ein Eingangspuffer agieren. Zusammen mit dem Ausgangspuffer des Pulsgenerators ist eine Doppelpufferung realisiert, die ermöglicht, die Schaltung in Anzeigen zu imple- mentieren, die einen längeren Arbeitszyklus benutzen, und so Aktualisierungsraten und dergleichen reduzieren. Allgemein wird dieses Konzept Leistungsverbrauch weiter reduzieren, was in er weiterten Realitätsanwendungen bevorzugt ist. Der Ausgangspuffer kann eine einzelne Speicherstufe aufweisen, wie zum Beispiel ein Flip-Flop. In einigen Varianten kann der Puffer ein RS—Flip-Flop enthalten, dessen Eingänge an den Aus gang der Komparatorvorrichtung und entsprechend an den Trigger eingang gekoppelt sind. In diesem Hinblick sei angemerkt, dass abhängig von der aktuellen Implementierung und dem Vorzeichen der entsprechenden Daten- und Triggersignal (positive oder ne gative) auch invertierte Eingänge der entsprechenden Flip-Flops benutzt werden können. Der Spaltendatenpuffer umfasst in eini gen Varianten einen Kondensator, um das Datensignal zu spei- ehern, und einen zwischen dem Kondensator und dem Spaltendaten eingang angeordneten Schalter. Der Kondensator kann eine kleine Kapazität haben, so wie der Eingangspuffer nur ein Spannungs signal in der Größenordnung von wenigen Volt anwenden kann und die Komparatorvorrichtung hat eine sehr hohe Eingangsimpedanz. Der Komparator kann implementiert sein unter Verwendung eines
differentiellen Verstärkers. Zum Beispiel kann ein invertieren der Eingang des Komparators an den Datenspaltenpuffer gekoppelt sein und sein nichtinvertierender Eingang kann an den Rampen signaleingang gekoppelt sein.
Abhängig von der Implementierung kann die an die Steuerschaltung gekoppelte LED nur für eine kurze Zeitspanne aktiv sein. In einigen Varianten kann die LED nur etwa 50% eines normalen Zyklusses aktiv sein. In solchen Fällen ist es nützlich in der Lage zu sein, nicht benötigte Teile der Steuerschaltung zu de aktivieren. Zu diesem Zweck kann die Komparatorvorrichtung ei nen zur auf das Triggersignal basierenden Anpassung seines Leis tungsverbrauchs an den Triggereingang gekoppelten Leistungs steuereingang aufweisen. Alternativ kann die Komparatorvorrich- tung an den Ausgangspuffer gekoppelt sein, um basierend auf einem Ausgangszustand des Ausgangspuffers seinen Leistungsver brauch zu steuern. In dieser Hinsicht kann der Ausgangspuffer konfiguriert sein, um seinen Ausgangszustand unabhängig von seinem an die Komparatorvorrichtung gekoppelten Eingang beizu- behalten bis es zurückgesetzt oder durch das Triggersignal ge triggert ist.
Ein anderer Aspekt betrifft die Erzeugung des Rampensignals. In einigen Variationen umfasst die Steuerschaltung einen Rampen- generator, um das Rampensignal an den Rampensignaleingang zu liefern, wobei der Rampengenerator konfiguriert ist, um als Antwort auf ein Triggersignal ein variierendes Signal zwischen einem Startwert und einem Endwert zu erzeugen. Der Rampengene rator kann als ein globaler Rampengenerator implementiert sein, der ein gemeinsames Rampensignal an verschiedene andere Steu erschaltungen schickt. Alternative können einige Rampengenera toren zur Verfügung gestellt werden, wobei jeder einzelne Ram pengenerator eine Vielzahl von Zeilen und ihre jeweiligen Pixel ansteuert. Solch eine Implementierung erlaubt es, die Rampen- Signale zeitweise zu multiplexen und dadurch den Artefakten zu
reduzieren. Weiterhin kann ein von einem Rampengenerator gelie fertes Rampensignal auch gemultiplexed sein, bevor es auf den Rampensignaleingang angewendet wird. Ein anderer Aspekt bezieht sich auf ein Verfahren der Steuerung der Beleuchtung einer lichtemittierenden Vorrichtung in einer Matrixanzeige, die eine Vielzahl von in adressierbaren Zeilen und Spalten angeordnete lichtemittierenden Vorrichtungen hat. Im Einklang mit dem vorgeschlagenen Prinzip umfasst das Verfah- ren, ein Triggersignal und ein Datensignal für eine ausgewählte Reihe und zumindest eine lichtemittierende Vorrichtung liefert. Ein Pegel des Datensignals wird dann zu einem Puls konvertiert mit Bezug auf das Triggersignal. Noch genauer, in einigen Va rianten wird der Pegel des Datensignals zu einer Pulsbreite mit Bezug auf ein Triggersignal konvertiert. Der Puls wird benutzt um das Ein/Aus Verhältnis der lichtemittierenden Vorrichtung mit einem Puls zu steuern.
In einigen Aspekten beinhaltet die Konvertierung eines Pegels des Datensignals eine Erzeugung eines Rampensignals zwischen einem ersten Wert und einem zweiten Wert. Das Datensignal wird mit dem Rampensignal verglichen, um ein Zustandssignal zu er zeugen. Das Zustandssignal kann ein digitales Signal sein. Das Pulssignal basiert dann auf dem Triggersignal und einem Wechsel im Zustandssignal. Im Wesentlichen wird das Pulssignal als Ant wort auf den Wechsel in dem Zustandssignal zwischen einem LOW und einem HIGH Wert gesetzt oder von HIGH auf LOW zurückgesetzt. Natürlich kann dieses Prinzip des Setzens des Wertes und Zu rücksetzens des Wertes ausgewechselt werden.
Das Rampensignal kann als Antwort auf das Triggersignal erzeugt oder initiiert werden. In einigen Varianten können beide Signale von einem gemeinsamen Signal abgeleitet werden. Liefern eines Datensignals kann in einigen Varianten auch Vorpufferung des Datensignals beinhalten. Zum Beispiel könnte des Datensignal in
einer Speichervorrichtung wie einem Kondensator oder derglei chen vorgepuffert werden.
Ein anderer Aspekt beschäftigt sich mit der Korrektur von Feh- lern in LEDs eines Displays, insbesondere eine Video Wall, oder eines Displaymoduls, die während deren Fertigung auftreten, mittels redundanter LED Zweige mit Auswahlsicherung.
Bei Displays, insbesondere Video Walls, kann es während der Fertigung zu Ausfall einer LED kommen. Ursächlich ist hierfür zum Beispiel eine fehlerhafte Bestückung oder bei monolithischen Displaymodulen ein Fehler in einer der Schichten. Bei einem derartigen Fehler treten im Wesentlichen zwei Varianten auf. Dies ist zum einen ein offener Kontakt, der als „Open" bezeich- net wird, oder einen Kurzschluss zwischen Anode und Kathode, dies wird als „Short" bezeichnet. Beides führt zum Ausfall der Leuchtdiode der Zelle.
Um die Ausfallwahrscheinlichkeit eines Subpixels oder eines Pi- xels, werden für jedes Subpixel redundante LEDs vorgesehen. Im Defektfall wird durch entsprechende schaltungstechnischen Maß nahmen Sorge getragen, dass die Zelle nicht ausfällt, das heißt die defekte Leuchtdiode von der Stromquelle entkoppelt werden kann. In einigen Varianten führt dies jedoch dazu, dass in einem fehlerfreien Fall beide LEDs von der gleichen Stromquelle ver sorgt werden, und zwar die typische sowie die redundante Damit halbiert sich der Strom je Leuchtdiode nahezu. Dies wiederum führt zu einer Farbverschiebung, die aus einer Abhängigkeit zwischen Querstrom und dominanter Wellenlänge resultiert. Hinzu kommt, dass aufgrund der Prozesstechnik bei Displays, insbeson dere Video Walls, oder Modulen hiervon oftmals nur eine gemein same Kathode für aller Leuchtdioden umsetzbar ist. Je nach wei terem Aufbau der Backplane (z.B. TFT-Backplanes ) , kann dies dazu führen, dass lediglich NMOS-Transistoren (N-Typ-Metalloxidhalb- leiter-Transistoren) zum Aufbau der Pixelzelle verwendet werden
können. Dies führt bei einer herkömmlichen 2TlC-(2 Transisto ren, 1 Kondensator-) Zelle zu einer deutlichen Abhängigkeit zwischen Querstrom der Leuchtdiode und deren Vorwärtsspannung. Zur Lösung dieser Schwierigkeiten gibt es verschiedene Ansätze, von denen die meisten allerdings einen zusätzlichen Aufwand bedeuten oder auch zusätzlichen Platz benötigen. Nach dem hier vorgeschlagenen Prinzip wird eine Lösung angegeben, bei der einerseits eine Redundanz vorgehalten wird, jedoch Halbierung eines durch eine Leuchtdiode fließenden elektrischen Stromes vermieden wird. Zudem können PMOS Transistoren benutzt werden, wodurch sich die Flexibilität erhöht.
Dabei wird eine Vorrichtung zur elektronischen Ansteuerung ei- ner Mehrzahl von LEDs einer Pixelzelle oder eines Subpixels, insbesondere als 2T1C-Zelle geschaffen. Mittels eines ersten Transistors und eines der LED zugeordneten elektronischen Ein- präge-Bauelements wird ein die zu dieser LED in Serie geschal tete Sicherung auslösender Stromfluss erzeugt.
Eine Vorrichtung zur elektronischen Ansteuerung einer Mehrzahl von LEDs einer Pixelzelle oder eines Subpixels umfasst demnach einen ersten und wenigstens einen zweiten Zweig mit jeweils einer darin verschalteten LED und eine zu der LED in Serie angeordnete elektronische Sicherung. Der erste und der wenigs tens eine zweite Zweig sind mit einer Seite mit einem Potenti alanschluss verbunden. Weiterhin ist eine Treiberschaltung mit einem Datensignaleingang, einem Auswahlsignaleingang und einem Treiberausgang vorgesehen. Der Treiberausgang ist mit der an- deren Seite des ersten und des wenigstens einen zweiten Zweigs verbunden. Schließlich umfasst die Vorrichtung ein dem wenigs tens einen zweiten Zweig zugeordnetes Einpräge-Bauelement, wel ches ausgeführt ist, einen die in Serie angeordnete elektroni sche Sicherung auslösenden Stromfluss zu erzeugen.
Ein charakterisierendes Merkmal besteht somit in der Einführung einer zusätzlichen Einpräge-Signalleitung in Kombination mit einem zusätzlichen elektronischen Einpräge-Bauelement, das ins besondere als Transistor oder als Diode ausgeführt sein kann. Mit diesem wird gewährleistet, dass nach einem End-Of-Line- (EOL-)Test lediglich eine Leuchtdiode je Farbe und Pixel aktiv ist, und zwar ebenso im Fall eines fehlerfreien Pixels. Mit anderen Worten wird im Fehlerfall die noch funktionierende LED ausgewählt. Sollte hingegen kein Fehler vorliegen, d.h. wenn beide LEDs eines Zweiges funktionieren, wird dennoch eine der beiden dauerhaft abgeschaltet.
Bei einem Verfahren zur elektronischen Konfiguration einer Mehr zahl von LEDs wird somit zuerst ein Test einer Funktion der LED jeweils des ersten Zweiges und des zweiten Zweiges durchgeführt. Wenn beide LEDs des ersten und des zweiten Zweiges funktionie ren, wird ein Einprägesignal an das elektronischen Einpräge- Bauelements angelegt. Anschließend wird in den zweiten Zweig eines die in Serie zur LED des zweiten Zweiges geschaltete Sicherung auslösenden Stromfluss eingeprägt. Zu diesem Zweck ist die Sicherung meist als Schmelzsicherungen ausgeführt.
Je nach Ausgestaltung kann das Einpräge-Bauelement einen Ein- präge-Transistor aufweisen, der mit seinen Stromleitungskontak- ten elektrisch parallel zu der LED, dem das Einpräge-Bauelement zugeordnet ist, und dessen Steuerkontakt an eine Einprägesig- nalleitung angeschlossen ist. Alternativ kann das Einpräge-Bau element auch mit einer Einpräge-Diode ausgebildet sein, die mit einem Anschluss an den zweiten Anschluss der LED, dem das Ein- präge-Bauelement zugeordnet ist, angeschlossen ist. Der andere Anschluss der Einpräge-Diode ist mit der Einprägesignalleitung verbunden .
Die vorgeschlagene Anordnung macht es möglich, die LED als so- genannte Common-Anode oder Common-Kathode auszubilden. Das
heißt, je nach Ausgestaltung wird die Led eines jeden Zweiges entweder zischen Versorgungspotential und Stromquelle oder zwi schen Stromquelle und Bezugspotentialanschluss geschaltet. So mit ist in einem Fall die LED an den Versorgungspotentialan- Schluss und die elektronische Sicherung angeschlossen. Im an deren Fall ist die LED zwischen Sicherung und Bezugspotential anschluss verbunden. Die Stromquelle ist immer mit der elekt ronischen Sicherung des jeweiligen Zweiges verbunden. Der La dungsspeicher der 2T1C Zelle ist mit dem Gate des Stromquellen- transistors und dem festen Potential verbunden, d.h. mit dem Potentialanschluss an dem auch der Stromquellentransistor ver bunden ist.
In einem weiteren Aspekt wird ein Display, insbesondere eine Video Wall, bzw. ein Displaymodul, insbesondere ein Modul einer Video Wall, mit einer Vielzahl der oben beschriebenen Vorrich tungen vorgestellt, bei dem Pixelzellen des Displays jeweils entlang einer Zeile und/oder entlang einer Spalte an einer ge meinsamen Einprägesignalleitung elektrisch angeschlossen sind. Jede Pixelzelle einer Spalte ist mittels einer gemeinsamen Ver sorgungsleitung zu einem auf einem gemeinsamen Träger außerhalb des Displays angeordneten Schalttransistor an den Versorgungs potentialanschluss elektrisch angeschlossen.
Neben den verschiedenen Konzepten zur Ansteuerung und der Be- reitstellung einer Redundanzschaltung ist ein weiterer Ge sichtspunkt, den Träger mit den LEDs bzw. das monolithische Array mit einem Träger zu verbinden, der die Ansteuerung bein haltet. Es gibt Konzepte, die versuchen sowohl LEDs als auch die IC-Schaltungen in ein und demselben Materialsystem zu rea- lisieren. Dies ist an sich zu befürworten und kann auch zumin dest in Teilen realisiert werden. Jedoch haben die Materialsys tem für LEDs Nachteile, so dass sie für IC-Schaltungen nur bedingt geeignet sind.
Ein anderer Aspekt besteht darin, verschiedene Materialsysteme für die Erzeugung der Ansteuerschaltungen auf der einen Seite und der LEDs in einer Matrixanordnung auf der anderen Seite zu erzeugen. Hierzu gibt es im Wesentlichen zwei Möglichkeiten. Zum einen kann mit einem Materialsystem begonnen und die Bau elemente gefertigt werden, dann wird ein Übergang zu dem anderen Materialsystem erzeugt und in diesem die weiteren Bauelemente vorgesehen. Zuleitungen durch die Materialsysteme und der Über gang verbinden die Bauelemente. Bei diesem Ansatz besteht eine Schwierigkeit darin, die unterschiedlichen Prozessparameter so zu wählen und einzustellen, dass eine Fertigung einer „Seite" möglich ist, ohne die andere „Seite" zu beschädigen. So ist zum Beispiel die Prozesstemperatur (z.B. für Diffusions- oder Im- platierungsprozesse ) sehr unterschiedlich, so dass je nach Tem- peratur keine oder eine unerwünschte Diffusion auftritt. Auf diese Weise können Bauelemente beschädigt werden. In einigen Aspekten wird vorgeschlagen, die Ansteuerung in einer Techno logie; zum Beispiel auf Siliziumbasis zu fertigen und anschlie ßend unterschiedliche Materialsysteme als Rods oder ähnliches zu wachsen.
Ein weiterer Ansatz schlägt vor, Ansteuerung und Pixelarray getrennt zu fertigen und diese dann elektrisch und mechanisch zu verbinden. Auf diese Weise können die Bedürfnisse und Anfor- derungen der jeweiligen Situation angepasst und die Fertigung optimiert werden. Auf der anderen Seite erlaubt die Verwendung digitaler Ansteuertechniken, die Anzahl der notwendigen Kon- taktpads zwischen den Trägern zu reduzieren, ohne die Funktio nalität einzuschränken. Für die Herstellung von Displays wie beispielsweise Video Walls oder auch Anzeigevorrichtungen und Matrizen werden somit neuartige digitale und analoge Konzepte entwickelt .
Ein Aspekt zum Aufbau einer LED-Anzeige betrifft die Steuerung der Lichtemissionselemente oder LEDs in einem Display bezie hungsweise einer Video Wall. Das Display besitzt so eine Viel zahl von LEDs, die in Reihen und Spalten angeordnet sind. In einigen Aspekten können die LEDs zu Untereinheiten zusammenge fasst werden. Dadurch können sie leichter gefertigt, getestet und verarbeitet werden.
In einer Ausgestaltung ist ein Display vorgesehen, das eine Vielzahl von in Reihen und Spalten angeordnete Pixeln aufweist. Eine erste Substratstruktur ist in einem ersten Materialsystem gefertigt und weist eine Vielzahl von LEDs auf. Die LEDs sind durch Leitungen in und/auf der ersten Substratstruktur einzeln adressierbar. Auf einer der Hauptabstrahlrichtung abgewandten Oberfläche der der ersten Substratstruktur ist eine Vielzahl von Kontaktierungen angeordnet.
Weiterhin weist das das Display eine zweite Substratstruktur auf, welche eine Vielzahl von digitalen Schaltkreisen zur Adres- sierung der LEDs umfasst. Die zweite Substratstruktur ist ge genüber der ersten Substratstruktur in einem unterschiedlichen Materialsystem gefertigt. Die zweite Substratstruktur umfasst auf einer Oberfläche eine Vielzahl von Kontaktierungen, die zu den Kontaktierungen der ersten Substratstruktur korrespondie- ren. Nach dem vorgeschlagenen Prinzip, sind nun die erste und zweite Substratstruktur sowohl mechanisch als auch elektrisch miteinander verbunden, so dass die Kontaktbereiche miteinander korrespondieren. Entsprechend diesem Konzept wird vorgeschla gen, digitale und analoge Elemente eines Displays getrennt in unterschiedlichen Materialsystemen zu fertigen und diese dann miteinander zu verbinden. Damit kann jeweils die optimale Tech nologie verwendet werden.
In diesem Zusammenhang kann die erste Substratstruktur mit LEDs als monolithisches Modul aufgebaut sein. Daneben könnte eine
modulare Bauweise zum Einsatz kommen. Dadurch wäre die erste Substratstruktur selbst ein Träger für Module aus den verschie denen LEDs. Die erste Substratstruktur umfasst in einigen As pekten analoge Schaltkreise, beispielsweise eine Stromquelle für jedes Pixel. Ebenso sind die hier vorgesehenen Redundanz schaltungen und Treiberschaltungen denkbar. Eine Ausführung dieser Schaltungen in Dünnfilmtechnologie ist möglich, sofern die Anforderungen an eine Stromtragefähigkeit nicht zu hoch werden. Sofern möglich, kann es in einigen Aspekten zweckmäßig erscheinen, Multiplexer oder andere Schaltungen in der ersten Substratstruktur vorzusehen. Dadurch lässt sich die Anzahl der Kontaktbereiche zwischen erster und zweiter Substratstruktur verringern. Einfache Schalter, die jeweils einen von zwei LEDs auswählen, reduziere die Anzahl der notwenigen Kontaktbereiche in etwa um die Hälfte. In anderen Aspekten lassen sich eventuell Kontakte zusammenfassen, beispielsweise bei Verwendung einer Common Kathode Schicht für die LEDs
Hinsichtlich der Materialsysteme ist die Auswahl flexibel, wo bei jede Technologie und jedes Materialsystem seine Vorteile und Herausforderungen mit sich bringt. Die zweite Substratstruk tur basiert unter anderem auf einkristallines, polykristallines oder amorphes Silizium. Digitale Schaltungen in diesen Materi alsystemen zu verwirklichen ist gut verstanden und kann im Be darfsfall skaliert werden. Ebenso eignen sich Indium-Gallium- Zink-Oxid, GaN oder GaAs als Materialsystem für die zweite Sub stratstruktur. Als Materialsystem für die erste Substratstruk tur kann wenigstens eines der folgenden Verbindungen verwendet werden: GaN, GaP, GalnP, InAlP, GaAlP, GaAllnP, GaAs oder Al- GaAs . Ein Aspekt könnte je nach verwendeten Materialsystemen die unterschiedlichen thermischen Ausdehnungen und kristallo- graphischen Parametern sein. Daher werden beide Substratstruk turen oftmals nicht direkt, sondern über mehrere Zwischenschich ten miteinander verbunden.
Die zweite Substratstruktur mit den digitalen Schaltkreisen, kann neben den Versorgungsleitungen auch eine Vielzahl von di gitalen Schaltkreisen zur Erzeugung eines PWM-ähnlichen Signals aus einem Taktsignal und einem Datenwort für jedes Pixel ent- halten. Weiterhin ist die Implementierung von in Reihe geschal teten Schieberegistern möglich, deren jeweilige Länge dem Da tenwort für ein Pixel entspricht, wobei jedes Schieberegister mit einem Puffer zur Zwischenspeicherung verbunden ist. Zur bereits erwähnten Reduktion von Kontaktbereichen kann die zweite Substratstruktur einen oder mehrere Multiplexer umfas sen, der elektrisch mit einem Demultiplexer in der ersten Sub stratstruktur zur Ansteuerung mehrerer LEDs gekoppelt ist. Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Im folgenden Abschnitt werden einige der oben erwähnten und zusammengefasten Aspekte unter Gebrauch von verschiedenen Aus führungen und Beispielen detaillierter erklärt.
Figur 1A illustriert ein Ausführungsbeispiel eines Dual-Gate Transistors in einem Querschnitt;
Figur 1B zeigt zwei Draufsichten auf den Dual-Gate Transistor;
Figur IC illustriert eine Darstellung zur Abhängigkeit einer Schwellenwertspannung von einer Top-Gate-Spannung;
Figur 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer Ansteuer- Schaltung für eine LED mit einigen Aspekten nach dem vorge stellten Konzept;
Figur 3 bildet ein zweites Ausführungsbeispiel einer Ansteuer schaltung für eine LED mit weiteren Aspekten;
Figur 4 ist ein drittes Ausführungsbeispiel einer Ansteuer schaltung für eine LED nach einigen Aspekten nach dem vorge schlagenen Konzept; Figur 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Ansteuer schaltung für eine LED mit weiteren Aspekten;
Figur 6 illustriert ein weiteres Ausführungsbeispiel einer An steuerschaltung für eine LED nach einigen Aspekten des vorge- schlagenen Konzepts;
Figur 7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel in Ergänzung zur voranstehenden Figur; Figur 8 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel einer Ansteuer schaltung für eine LED nach einigen Aspekten;
Figur 9 zeigt einen Schaltkreisdiagram einer SRAM 6 T Zelle zur Verdeutlichung einer Aspekte;
Figur 10 stellt schaltungstechnisch eine Ausführung einer Trei berschaltung zur Verdeutlichung einiger Aspekte dar;
Figur 11 ist eine schematische Darstellung eines Displays mit digitalen Elementen und dem Pixelarray nach einigen der vorge schlagenen Aspekten;
Figur 12 zeigt eine Schaltung zur Verdeutlichung des Taktver laufs für dunkle Pixel;
Figur 13 ist eine Darstellung eines globalen Bias für den Pi xelstrom nach einigen Aspekten;
Figur 14 zeigt ein Signal-Zeitdiagram mit einigen Signalen nach der Ausführungsform der Figur 11;
Figur 15 zeigt eine weitere Ausführungsform einer Treiberschal tung mit einem reduzierten Platzverbrauch;
Figur 16 stellt Ausführungen einer weiteren Treiberschaltung dar, die ebenfalls einen reduzierten Platzverbrauch aufweist;
Figur 17 zeigt eine schematische Darstellung einer Treiber schaltung für zwei LEDs zur Erläuterung einiger Aspekte der dimmbaren Ansteuerung nach einigen Aspekten;
Figur 18 ist ein Diagramm des durch die LED fließenden LED- Stroms in Abhängigkeit unterschiedlichen Kondensatorspannungen;
Figur 19 zeigt eine schematische Darstellung der Helligkeit einer Leuchteinheit mit LED bei Ansteuerung mit einem ver gleichsweise hohen ersten Spannungssignal;
Figur 20 ist eine weitere schematische Darstellung der Hellig keit einer Leuchteinheit mit LED bei Ansteuerung mit einem ver- gleichsweise niedrigen ersten Spannungssignal;
Figur 21 ist ein Diagramm, welches die mittlere Lichtleistung einer Leuchteinheit mit LED in Abhängigkeit der für die Konden satorspannung gewählten Spannung gemäß einigen Aspekten des hier vorgestellten Konzepts darstellt;
Figur 22 zeigt ein Blockschaltbild über die wesentlichen Bau gruppen einer PWM-Versorgungschaltung für LEDs; Figur 23 ist ein Ausführungsbeispiel einer PWM-Versorgungs- schaltung für LEDs nach dem vorgeschlagenen Prinzip;
Figur 24 zeigt die Ausführung der Figur 23 in einem Betriebs zustand mit zusätzlichen Informationen zum Signalfluss;
Figur 25 zeigt zwei Prinzipdarstellungen zweier einfacher Schal tervorrichtungen;
Figur 26 illustriert ein Signal-Zeit Diagramm der vorgeschla- genen Ausführungsform mit den in Figur 23 gezeigten Signalpunk ten;
Figur 27 zeigt eine illustrative Ausführung einer analogen ram penbasierten Steuerschaltung, die geeignet ist, dass Ein/Aus Verhältnis für lichtemittierende Vorrichtungen in einem LED Display zu steuern;
Figur 28 illustriert ein Signal Zeit Diagramm mit verschiedenen Signalen des Konzepts nach Figur 27;
Figur 29 zeigt eine schaltungstechnische Darstellung einer Pi xelzelle mit redundanten LEDs und Schmelzsicherungen zur Tren nung einer LED; Figur 30 zeigt eine weitere Ausführungsform einer Schaltung mit redundanten LEDs, bei der ein Defekt einer LED kompensiert wer den kann;
Figur 31 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel einer Schaltung mit redundanten LEDs nach einigen Aspekten des vorgestellten Konzeptes ;
Figur 32 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel einer Schaltung mit redundanten LEDs, bei der eine defekte LED ersetzbar ist;
Figur 33 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel einer Schaltung mit redundanten LEDs;
Figur 34 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel einer Schaltung mit redundanten LEDs, bei der ein Defekt einer LED kompensiert wird; Figur 35 zeigt ein Ausgestaltung eines Verfahrens zum Testen und konfigurieren einer Pixelzelle, die mit einer der oben vor gestellten Schaltungen angesteuert wird;
Figur 36A illustriert einen Schaltplan für eine Steuerschaltung von einer oder mehreren LEDs, wobei die Anforderungen an Geo metrie und Größe berücksichtigt sind;
Figur 36B zeigt eine alternative Ausführung einer schematischen Darstellung einer Treiberschaltung für mehrere LEDs, wobei die Anforderungen an die Geometrie und Größe berücksichtigt sind;
Figur 36C zeigt eine Ausführung einer Komparatorschaltung, wie sie beispielsweise in einem Komparator anstatt eines OR-Gatter wie in Figur 36A eingesetzt verwendbar ist;
Figur 36D stellt ein Zeitdiagramm für die verschiedenen Zähler worte ID bis 3D und die Speicherregister dar, wie sie für die Erzeugung des Ausgangsignals verwendet werden; Figur 37A zeigt eine Schnittansicht einer LED Anzeigenanordnung;
Figur 37B stellt verschiedene Beispiele dar für eine Verbindung der verschiedenen Abschnitte nach der Ausführung der Figuren 36A und 37A;
Figur 38 zeigt ein Beispiel eines invertierten Transistors ver setzter Bauart, der amorphes Silizium zur Verwendung in dem Analogteil eines LED Treibers benutzt;
Figur 39 illustriert einige Beispiele von Polysilicium Transis toren, geeignet für eine LED Treiberschaltung;
Figur 40 zeigt einen Schaltplan einer LED oder LED Anzeige;
Figur 41 zeigt einen Schaltplan einer LED Anzeige, die in ver schiedene Untermatrizen segmentiert ist;
Figur 42 illustriert einen konventionellen Ansatz für eine Trei- berschaltung für eine LED in einem Pixel einer Anzeige;
Figur 43 illustriert eine Ausführung eines konventionellen Spal tentreibers, der geeignet ist, in einem Display verwendet zu werden;
Figur 44 zeigt eine Ausführung eines konventionellen Zeilen treibers, der geeignet ist, in einem Display verwendet zu wer den; Detaillierte Beschreibung
Für Displays beziehungsweise Video Walls erfolgt eine Ansteue rung eines jeden Pixels individuell und getrennt von einem zwei ten Pixel, um die entsprechende Flexibilität zur Verfügung zu stellen, um jede Art von Information zu visualisieren . Einfach gesprochen erfordert es, eine Matrix von 1920x1080 Pixeln wie in konventionellen TVs oder Monitoren mit näherungsweise 2 Mil lionen Pixel getrennt anzusteuern. Deshalb sind neue Konzepte erforderlich, die grob in zwei Be reiche unterteilt werden können. Der erste Bereich bezieht sich auf neue Designs von Transistoren, Kondensatoren oder anderen Elementen. Der zweite Bereich bezieht sich auf die Schaltungs technik und die Prinzipien der Ansteuerung von LED Pixeln. Ein fach gesagt, digitale Übertragungsstrecken, um die Pixel in
Zeilen und Spalten zu adressieren, nimmt Platz ein, wie es die entsprechende Zeilen- und Spaltendekodierung tut. Gleiches gilt auch für die Realisierung von Stromquellen oder Puffern, um die einzelnen LED mit dem notwendigen Storm zu beaufschlagen. Der Aufbau in monolithischer als auch bei einer einzelnen Bestückung von LEDs kann verschiedene Konzepte erlauben, um guten visuellen Eindruck mit neuen Ansätzen in Adressierung der LEDs in einem Display zu erreichen. Figur 1A zeigt ein Ausführungsbeispiel von einem Stromtreiber für LEDs mit Backgate beziehungsweise Dual-Gate Transistor, der in NMOS Technologie ausgebildet ist. Diese Ausführungsform lässt sich mit einer geringen Anzahl an Komponenten realisieren. Ein derartiger Back-Gate Transistor wird häufig Stromtreiber- Transistor oder auch als Stromquelle verwendet. Er ist unter anderem in TFT (Dünnschichttechnologie) aufgebaut und besitzt neben seinem Standard-Steueranschluss oder Gate einen zweiten Steueranschluss, auch als Back-Gate bezeichnet. Mit Hilfe die- ses zusätzlichen Back-Gate lässt sich wie im Folgenden erläutert der leitende Kanal des Transistors verändern. Anstatt eines zusätzlichen Transistors für die Pulsweitenmodulation (PWM) kann nun das Backgate eines bereits vorhandenen Dual-Gate-Tran- sistors mit einem PWM-Signal moduliert werden.
Figur 1A zeigt einen Querschnitt durch einen Backgate-gesteu- erten NMOS-Feldeffekttransistor . Auf der linken Seite befindet sich ein Source-Bereich S, auf der rechten Seite befindet sich ein Drain-Bereich D, wobei zwischen beiden Bereichen ein strom- leitender Kanal bereitgestellt wird. Der Widerstand des Kanals, d.h. seine Fähigkeit Strom zu leiten wird bei einem normalen Feldeffekttransistor durch ein einzelnes Gate verändert. Beim dual-Gate Transistor erfolgt eine Änderung des Kanals durch ein erstes Bottom-Gates B und eines zweiten Top-Gates T. Die Gates sind dabei auf unterschiedlichen Seiten des Kanals angeordnet.
In dem gezeigten Ausführungsbeispiel stellt das Top-Gate (obe res Tor) den zusätzlichen Rückseiten-Kontakt beziehungsweise Backgate-Kontakt bereit. Figur 1B zeigt zwei Draufsichten auf den Dual-Gate Transistor gemäß Figur 1A. Wie in der linken Darstellung gezeigt, kann einem linken Source-Bereich S und einem rechten Drain-Bereich D eine Stromleitung mittels des Top-Gates T und/oder des Bottom- Gates B gesteuert werden. Die rechte Darstellung in Figur 1B zeigt einen Ausschnitt auf die Anordnung gemäß Figur 1A.
Figur IC zeigt eine Darstellung zur Abhängigkeit einer Schwel lenwertspannung von einer Top-Gate-Spannung VTG und damit die Wechselwirkung eines Rückseitenkontaktes mit der Schwellspan- nung VTH- Die Schwellspannung VTH ist insbesondere die Gate-
Source-Spannung VGS , mit der der Feldeffekttransistor stromlei tend wird. In Figur IC zeigt die x-Achse, die an ein Topgate T angelegte Spannung VTG- In Abhängigkeit von dieser zeigt die y- Achse die Schwellenspannung VTH für die Änderung der Leitfähig- keit des Kanals des gesteuerten NMOS-Feldeffekttransistors .
Beispielsweise stellte eine Topgate-Spannung von 0 V eine Schwellenspannung zur Stromdurchleitung von 0,5 V bereit. Mit tels des zusätzlichen Topgates des Insulated-Gates-ZO-NMOS- Transistors lässt sich die Schwellspannung VTH des Transistors in einem weiten Bereich nahezu linear verschieben.
Figur 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung zur elektronischen Ansteuerung einer LED, insbesondere eines Pixels oder Subpixel für ein Display beziehungsweise eine Video Wall. Die LED ist in Reihe mit einem Dual-Gate Transistor zwi schen ein erstes Potential GND und ein zweites Potential Vdd geschaltet. Die Anordnung weist eine Schwellenwertleitung PWM auf, die an das erste Steuergate bzw. das Back-gate BG des Dual- Gate Transistors T2 angeschlossen ist. Dies weist eine zusätz-
liehe Steuerelektrode auf. Dieses Backgate BG mit einem Rück seitenkontakt wurde in Figur 1A und Figur 1B dargestellt. Ent sprechend der Darstellung gemäß Figur IC lässt sich über den Rückseitenkontakt die Schwellspannung deutlich verschieben, das heißt bei gleichbleibender Spannung UGS zwischen Gate G und Source S kann der Ausgangsstrom mittels des zusätzlichen Gates BG moduliert werden. Grundsätzlich kann das Gate G und das Backgate BG ebenso umgekehrt verwendet werden. Das heißt, die Stromeinstellung kann mittels des ersten Steueranschluss BG ausgeführt werden und die Pulsweitenmodulation mittels des zwei ten Gates G. Mittels des weiten Dynamikumfangs, den die Schal tung bereitstellt, kann die Schwellspannung in Bereiche ver schoben werden, die zu einem sicheren Abschalten des zweiten Transistors T2 führt.
Dies ermöglicht einen Pulsweitenmodulations- ( PWM) -Betrieb .
Ein weiterer Vorteil liegt in der Schnelligkeit der vorgeschla genen Schaltung unter Verwendung des Dual-Gate Transistors T2. Es ist ein schnelles Schalten ausführbar. Da im Gegensatz zur Modulation über die „Data"-Leitung keine Speicherkapazität ver wendet wird, kann bei einer gleichen Treiberleistung deutlich schneller moduliert werden.
Weiterhin umfasst die Anordnung eine Datensignalleitung data und eine Auswahlsignalleitung sei. Die Anordnung enthält schließlich auch noch eine Auswahlhalteschaltung mit einem La dungsspeicher Cs und einem Steuertransistor TI. Der Ladungs speicher ist zwischen einem zweiten Steuergate G des Dual-Gate Transistors T2 sowie einem Anschluss der LED angeordnet. Der Steueranschluss des Steuertransistors TI ist mit Auswahlsignal leitung Sei verbunden. Im Betrieb wird über die Auswahlsignal leitung auf das Gate G des Dual-Gate Transistors T2 ein Datum data auf der Datensignalleitung eingeprägt. Die Spannung UGS ist im Kondensator Cs gespeichert und liegt auch nach Abschalten
des Auswahltransistors TI an. Die Spannung wird vorgegeben mit tels des Data-Signals , wobei eine Adressierung mittels des Aus wahlsignals Sei erfolgt. Das Gate G erzeugt so einen festen Kanal und damit einen kon stanten Strom durch den Strompfad. Es wird auf diese Weise eine Konstantstromquelle durch den Transistor T2 bereitgestellt, die zusätzlich durch ein PWM Signal am Backgate des Transistors T2 pulsweitenmoduliert wird. Die LED schaltet somit durch das PWM Signal zwischen einem durch das Datum im Ladungsspeicher vor gegeben Strom und dem Zustand „Aus" hin und her. Da die LED in einigen Ausführungen eine leichte Abhängigkeit der Farbe durch den eingeprägten Strom hat, kann die Farbe in geringem Maße durch das Datensignal und die Intensität durch das PWM Signal eingeprägt werden. Ist die Farbabhängigkeit gering, kann auch bei einer festen PWM die Intensität über das Datum eingestellt werden .
Die Ausführung der Figur 2 zeigt eine Pulsweitenmodulation einer einstellbaren Konstantstromquelle mit einem NMOS-TFT (Thin Film) Transistor T2 ohne GND-basiertes Programmieren. Diese Ausführung ist jedoch nicht temperaturstabilisiert. Die Tempe raturinstabilität ergibt sich daraus, dass die Spannung über den Ladungsspeicher Cs wegen der Temperaturabhängigkeit des Spannungsabfalls über die Leuchtdiode leicht schwankt.
Figur 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung zur elektronischen Ansteuerung einer LED-Pixelzelle, die in NMOS Technologie bereitgestellt ist. Ähnlich der vorangegangenen Ausführung umfasst der Strompfad eine LED sowie einen Dual- Gate-Transistor T2, die in Serie zwischen den ersten Potenti alanschluss GND und den zweiten Anschluss Vdd geschaltet ist. Der Ladungsspeicher Cs der Auswahlsignalhalteschaltung ist mit einem Anschluss an das Gate G des Transistors T2 und mit seinem anderen zwischen Source S und erstes Potential GND geschaltet.
Dadurch bleibt die Spannung über den Ladungsspeicher Cs konstant und ist nicht mehr abhängig von der Leuchtdioden-Vorwärtsspan- nung und damit nicht mehr derart temperaturabhängig. Die Aus- wahlsignalhalteschaltung ist GND programmiert.
Auf der anderen Seite ist die LED zwischen den Drainanschluss D und das Versorgungspotential Vdd geschaltet. Dadurch ist die LED auf der Seite des zweiten Potentialanschlusses Vdd angeord net, der das elektrisch höhere Potential bereitstellt. Die An- Ordnung entspricht der der Figur 2, wobei aber die Leuchtdiode LED nicht auf der Low-Seite, also nicht mit der Kathode an GND (Ground/Masse ) , sondern nun auf der High-Side beziehungsweise oberen Seite des Transistors T2 angeordnet ist. Damit ist die Kathode der Leuchtdiode an Drain von Transistor T2 und deren Anode an dem zweiten Potentialanschluss Vdd angeschlossen. Ent sprechend zeigt die LED beispielsweise eine gemeinsame Anoden topologie (Common Anode Topology) , anstatt einer bisherigen „Common Cathode" (gemeinsamen Kathode). Figur 4 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung, und zwar eine Ausgestaltung gemäß der Figur 2, allerdings nun mittels PMOS-Dünnschichttransistoren anstelle von NMOS-Dünn- schichttransistoren (TFT) ausgeführt. Es werden damit lediglich PMOS-Transistoren verwendet. In dieser Ausführung ist der La- dungsspeicher entsprechend zwischen Source des Dual-Gate Tran sistors T2 und dem ersten Potential Vdd geschaltet.
Die in Figur 2 bis 4 gezeigten Ausführungen erlauben eine klas sische Ansteuerung in einer Pixelmatrix. Dabei wird das „Front- gate" (normales) Gate G des Transistors T2 mit einem Spannungs wert Data beschrieben, der Haltekondensator Cs speichert diesen Spannungswert und steuert den zweiten Transistor T2 entsprechend aus. Dies wird beispielsweise dazu verwendet, um eine Farbmi schung in einem RGB-Pixel einzustellen. Über das Backgate BG
wird nun eine Pulsweitenmodulations- ( PWM) -Spannung an den zwei ten Transistor T2 angelegt, welche über Pulsweitenmodulation (PWM) den Leuchtdioden-Strom zeitlich moduliert und beispiels weise dazu verwendet wird, um eine generelle Helligkeit eines Pixels bei einer vorher programmierten Farbe zu verändern. Die vorherige Programmierung der Farbe erfolgt über den ersten Tran sistor TI und den Kondensator Cs. Es kann ebenso beispielsweise an allen Transistoren einer Displayzeile dasselbe Pulsweiten modulationssignal an das jeweilige Backgate angelegt werden. Somit wird eine ganze Zeile „gedimmt".
Ebenso ist es möglich, dass alle Backgates eines kompletten Displays, das heißt alle Spalten und alle Zeilen, mit einem gemeinsamen Pulsweitenmodulationssignal PWM angesteuert werden, sodass das komplette Display beziehungsweise die Video Wall „gedimmt" wird, ohne seinen Bildinhalt zu ändern. Dies kann beispielsweise für einen Tag-Nacht-Modus bei einem Display in einem Auto oder auch einer Video Wall verwendet werden, auf diese Weise lässt sich die Helligkeit dynamisch und stufenlos an eine äußere Helligkeit anpassen. Im Bereich Video Wall sind eventuell auch Teile der Video Wall so individuell ansteuerbar, dass dunkle Bereiche aufgehellt und hellere Bereiche abgedun kelt werden können. Figur 5 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung, und zwar eine weitere Ausführungsform einer Ausgestaltung einer Ansteuervorrichtung. Eine Ergänzung zu der Darstellung und Vor richtung gemäß Figur 2 wird ein dritter Transistor T3 parallel zur LED angeschlossen, wobei der Steueranschluss des dritten Transistors T3 mit der Auswahlsignalleitung Sei verbunden ist. Der Transistor T2 als Konstantstromquelle ist hier lediglich mit einem Gate ausgeführt. Mittels einer derartigen Anordnung kann eine Programmierung unabhängig vom Anodenpotential der LED erfolgen. Die hier dargestellte Vorrichtung ergibt sich aus
einer Kombination von NMOS-basierten IGZO-Prozessen und der An forderung einer gemeinsamen Kathode aus der Prozesstechnik be züglich einer Assemblierung von LEDs. Auf dieser Grundlage ist eine Implementierung einer 2T1C (zwei Transistoren und eine Kapazität) Stromquelle möglich.
Liegt an der Auswahlsignalleitung Sei ein hohes Potential Vdd an, wird der erste Transistor TI mit der Datensignalleitung Vdata verbunden, zudem wird der dritte Transistor T3 stromleitend, womit die Leuchtdiode überbrückt wird und der Kondensator C mit Bezugspotenzial (GND) verbunden wird. Auf diese Weise erfolgt eine Programmierung des Kondensators mit der Spannung Vdata, re- ferenziert auf das Bezugspotenzial GND des unteren, niedrige ren, ersten Potentialanschlusses und nicht auf das Anodenpoten zial der LED. Liegt das Potenzial der Auswahlsignalleitung Sei auf dem Bezugspotenzial (GND) sind der erste Transistor TI und der dritte Transistor T3 gesperrt, sodass der Kondensator C seine vorher einprogrammierte Spannung hält, die der Gate- Source-Spannung Ugs des zweiten Transistors T2 entspricht. Ver schiebt sich das Anodenpotenzial, so verschiebt sich infolge der Trennung von Vdata ebenso das Gate-Potenzial an den zweiten Transistor T2, womit die Gate-Source-Spannung Ugs des Transis tors T2 konstant bleibt. Auf diese Weise kann der zweite Tran sistor T2 als Stromquelle arbeiten.
Figur 6 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung, und zwar in Ausführungsform einer Subpixelzelle. Figur 6 zeigt eine Anordnung gemäß Figur 5 mit dem Unterschied, dass der zweite Transistor T2 hier als ein Dual-Gate-Transistor ausge bildet ist, dessen zusätzlicher Gate-Anschluss BG an eine Schwellwertleitung PWM für das Anbringen einer Pulsweitenmodu lation angeschlossen ist. Das Frontgate G ist mit dem Ladungs speicher C verbunden, dem Backgate BG wird das Pulsweiten mo dulierte Signal zugeführt.
Die Transistoren TI bis T3 bilden in Kombination mit dem Hal tekondensator CI eine 3T1C-Zelle in NMOS-Konfiguration . Die 2T1C-Zelle aus Transistor TI und Transistor T2 kann ebenso als PMOS-Konfiguration ausgeführt sein. Dann ist beispielsweise der dritte Transistor T3 nicht erforderlich. Transistor T2 ist als ein sogenannter „Dual-Gate-Transistor" ausgeführt.
Figur 7 zeigt eine Darstellung zu einem Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung, bei der eine zusätzliche Temperaturstabili- esierung vorgesehen ist. Die Transistoren TI und T2 stellen in Kombination mit dem Haltekondensator CI eine 2T1C-Zelle in NMOS- Konfiguration bereit. Die Leuchtdiode ist auf der Low-Seite des Transistors T2 platziert, da aus prozesstechnischen Gründen eine „Common Cathode", also eine gemeinsame Kathode, vorgesehen ist. Der T2 ist als „Dual-Gate-Transistor" ausgeführt und weist damit zwei Steuerelektroden auf. Ähnlich einigen vorangegangenen Bei spielen ist auch in dieser Ausführung das Gate (entspricht dem Bottomgate in Figur 1A) des Dual-Gate Transistors T2 Teil der Topologie der 2T1C Zelle und stellt über die massebezogene Pro grammierung des Ladungsspeichers CI und dem Signal auf der Lei tung Datal die Farbe und generelle Helligkeit der LED. Über das Backgate BG (Frontgate der Figur 1A) kann eine PWM-Signal an den als Stromquelle arbeitenden Transistor T2 angelegt werden.
Die Gate-Source-Spannung des Transistors T2 ist damit abhängig von der Vorwärtsspannung der Leuchtdiode. Da der Spannungsab fall über die Leuchtdiode zum einem vom Querstrom als auch von der Temperatur abhängt, ergibt sich ein Ausgangsstrom, der er heblich vom eigentlichen Erwartungswert der Programmierung ab weicht. Dieser kann mittels folgender Formel beschrieben wer den :
ILED = K (Udata ULED ( T , I) - Uth ) 2 (Formel 1)
Dabei ist Udata die Spannung über den Ladungsspeicher CI. Bei einer Eigenerwärmung der LED sinkt deren Vorwärtsspannung, was zu einer Erhöhung des Stroms durch Transistors T2 führt. Durch das Fehlen einer Gegenkopplung hat daher eine Veränderung der Betriebsparameter der LED deutliche Auswirkung auf den Strom und damit die Helligkeit oder Farbe der LED.
Es wird daher eine Gegenkopplung vorgeschlagen, welche die Funk tionalität des Transistors T2 als Dual-Gate Transistor ausnutzt und eine Kompensation derartiger Effekte erlaubt. Die Gegen kopplung umfasst einen Haltekondensator C2, der zwischen das Bezugspotential AVSS und einem Steueranschluss eines Transis tors T3 geschaltet ist. Dieser bildet mit seinem ersten An schluss die Steuerung für das Backgate BG des Dual-Gate Tran- sistors T2 und ist mit seinem anderen Anschluss an den Source S des Dual-Gate Transistors T2 verbunden. Die Gegenkopplung umfasst einen weiteren Transistor T4, dessen Steuer- und Drai nanschluss mit dem Versorgungspotential AVDD verbunden ist. Sein Sourceanschluss ist mit dem Backgate BG und dem Drain des Tran- sistors T3 verbunden. Zur optionalen Programmierung einer Kom pensation ist schließlich ein fünfter Transistor T5 vorgesehen, der ein Kompensationswert auf der Leitung Data 2 anhand eines Auswahlsignals Set2 im Haltekondensator C2 einspeichert. Die Gate-Source-Spannung des Transistors T3 entspricht der Span nung des Haltekondensators C2 abzüglich der Vorwärtsspannung der Leuchtdiode. Erhöht sich diese Vorwärtsspannung Vf LED, re duziert sich die Gate-Source-Spannung UGs des dritten Transis tors T3, da die gespeicherte Ladung auf dem Kondensator C2 gleichbleibt. Damit sinkt der Strom durch den dritten Transistor T3 sinkt. Da dieser Strom auch durch den Transistor T4 fließt, ergibt sich aufgrund dessen Koppelung seines Gates an das Ver sorgungspotenzial eine kleinerer Spannungsabfall UDs über den vierten Transistor T4. Am Knoten zum Backgate des Transistor T2 stellt sich somit eine höhere Spannung ein. Daraus resultiert
wiederum eine niedrigere Schwellenspannung am Transistor T2. Mittels einer entsprechenden Auslegung der Transistoren T3 und T4 gemäß folgender Formel 2 wobei
Uth· IT2 = Uth · Uth · iNom + ß · UBG-S — S (Formel 2) kann eine nahezu vollständige Kompensation der beschriebenen Rückwirkung der Leuchtdioden-Vorwärtsspannung erreicht werden. Typische Werte für ß = - 0,52 daraus ergibt sich W3 = 3,69 · W4 mit L3 L4 Lmin -
Über den fünften Transistors T5 und der Kapazität C2 kann eine Feinabstimmung Data2 der Pixelzelle inklusiv der Rückkopplung vorgenommen werden, in der Figur 7 dargestellte Ausführungsform wird eine deutliche Verbesserung der Stromstabilität ohne auf wendige Vorberechnung erreicht. Die Kompensation der Stromin stabilität wird durch wenige Bauteile und ohne aufwendigen Vor berechnung des „Data"-Signals erreicht. Dadurch lassen sich Temperaturschwankungen während des Betriebs ausgleichen. Des Weiteren kann eine Reduktion des durch den dritten Transistor T3 hervorgerufenen Ruhestroms bewirkt werden, und zwar durch den zusätzlichen Steuereingang Data2 über Sel2. Figur 8 zeigt ein fünfte ausführungsform einer Ansteuervorrich tung einer LED. Wie in den vorausgegangenen Beispielen ist kann die LED teil eines Displays oder eines Moduls von beispielsweise einer Video Wall sein. Zusätzlich zur Ausgestaltung gemäß Figur 2 sind weitere Veränderungen zur Temperaturkompensation und Einfluss der Vorwärtsspannung durch die LED vorgenommen worden.
Die Ausgestaltung weist einen dritten elektronischen Schalter T3 auf, dessen erste Stromleitungskontakt an den zweiten An-
Schluss der LED angeschlossen ist, wobei eines zweiten Strom leitungskontakt des dritten elektronischen Schalters T3 an den ersten Steueranschluss BG des zweiten elektronischen Schalters T2 angeschlossen ist. Die Vorrichtung umfasst zudem einen vier- ten elektronischen Schalters T4. Ein Steueranschluss des drit ten elektronischen Schalters T3 ist mit einem zweiten Stromlei tungskontakt des vierten elektronischen Schalters T4 verbunden, die gemeinsam an das Versorgungspotential AVDD angeschlossen sind. Auch ein Steueranschluss des vierten elektronischen Schal- ters T4 ist mit dem Versorgungspotential AVD verbunden. Schließ lich ist der vierte elektronischen Schalter T4 mit seinem ersten Stromleitungskontakt mit dem zweiten Stromleitungskontakt des dritten elektronischen Schalters T3 verbunden. Zur Steuerung des zweiten elektronischen Schalters T2 über den ersten Steueranschluss BG ist ein fünften elektronischen Schal ter T5 vorgesehen. Dieser ist parallel zu der LED geschaltet. Zusätzlich ist er mit seinem zweiten Stromleitungskontakt mit dem ersten Stromleitungskontakt des dritten elektronischen Schalters T3 verbunden. Der Steueranschluss des fünften elekt ronischen Schalters T5 ist mit einem Anschluss zur Zuführung eines Pulsweitenmodulationssignals PWM elektrisch verbunden.
Das Verhalten der in Figur 8 dargestellten Vorrichtung sowie deren Funktion ist ähnlich zu der Vorrichtung gemäß Figur 7. Im Unterschied zu Figur 7 ist jedoch das Gate des dritten Transis tors T3 mit einem festen elektrischen Potenzial Vdd elektrisch verbunden. Optional kann ein zusätzlicher fünfter Transistor T5 für ein sicheres Abschalten der Leuchtdiode ohne einen Querstrom aus dem dritten Transistor T3 bereitgestellt werden. Ein fünfter Transistor T5 ist nicht erforderlich, falls ein Querstrom aus dem dritten Transistor T3 in die LED kein Problem darstellt. Gemäß der hier vorgestellten Vorrichtung erfolgt eine Steuerung der Pulsweitenmodulation PWM ohne einen Haltekondensator. Auf
diese Weise kann bei gleicher Zykluszeit eine mögliche Pulswei- tenmodulations-Auflösung vergrößert werden. Ebenso ist ein Um laden eines Speicherkondensators nicht notwendig, wodurch die Schaltgeschwindigkeit erhöht werden kann
Ein weiterer Aspekt betrifft im Folgenden eine Steuerung für eine Helligkeitseinstellung oder ein Dimmen von Pixeln, bzw. den zugeordneten LEDs. Ein derartiges Dimmen wird nicht nur im Automotivebereich häufig verwendet, um beispielsweise zwischen Tag und Nachtsicht zu schalten, sondern auch bei Video Walls. Grundsätzlich kann ein solches Dimmen zweckmäßig und vorteil haft sein, wenn Kontraste angepasst werden müssen oder wenn äußeres Licht eine Regelung der Helligkeit eines Displays not wendig macht, um einen Benutzer nicht zu blenden, oder Infor- mation sicher zeigen zu können.
In herkömmlicher Weise kann dieses Problem mit einer PWM Steu erung und Stromdimming angegangen werden, jedoch ändern sich häufig äußere Parameter der LED, was aufwendige Kompensations- Schaltungen notwendig macht. Alternativ sogenannte 2T1C Schal tungen benutzt werden, denen das Steuersignal zur Treiberan- steuerung zugeführt und in einem Kondensator gespeichert wird. Die Helligkeit wird dann über die aufgebrachte Spannung auf den Kondensator eingestellt. Die Erfindung macht sich nun einen Aspekt zu Nutze, der oftmals eher als parasitärer nicht ge wünschter Effekt auftritt, nämlich die Gate-Source Kapazität des Treibertransistors. Diese bildet mit der Kapazität des Kon densators einen kapazitiven Spannungsteiler, so dass die Span nung am Gate des Transistors absinkt. Bei einer geeigneten Wahl der Gate-Source Kapazität kann so die Helligkeit über einen weiteren Bereich eingestellt werden.
In einem Aspekt umfasst eine Steuerungsschaltung zur Einstel lung einer Helligkeit wenigstens einer LED ein Stromtreiberele- ment mit einem Steueranschluss. Dieser ist mit der LED in Reihe
geschaltet und mit seinem ersten Anschluss an ein erstes Poten tial angeschlossen. Ein Ladungsspeicher ist zwischen Steueran schluss und dem ersten Potential angeordnet und bildet mit einer definierten Kapazität zwischen Steueranschluss und erstem An- Schluss einen kapazitiven Spannungsteiler.
Erfindungsgemäß ist nun ein Steuerelement vorgesehen, dass ein Steuersignal während einer ersten Zeitspanne an den Steueran schluss bereitstellt, auf dessen Grundlage ein durch die we- nigstens eine LED fließender Strom während des ersten Zeitraums einstellbar ist. Während einer der ersten Zeitspanne nachfol genden zweiten Zeitspanne ist nun der durch die LED fließender Strom durch ein reduziertes Steuersignal festgelegt, dass sich aus dem Steuersignal während der ersten Zeitspanne und dem ka- pazitiven Spannungsteiler ergibt.
Dadurch kann bei Wahl des Steuersignals durch das Steuerelement sie Helligkeit der LED so eingestellt werden, dass diese ent weder im Wesentlichen von dem Strom während der ersten Zeit- spanne oder dem Strom durch die LED während der nachfolgenden zweiten Zeitspanne abhängt.
Mit anderen Worten wird durch das Steuersignal der gesamte Strom durch die LED während der ersten und zweiten Zeitspanne bestimmt und hängt bei geeigneter Wahl des Steuersignals im Wesentlichen von dem durch die LED fließenden Strom während der ersten Zeit spanne oder von dem durch die LED fließenden Strom während der zweiten Zeitspanne ab. Damit ist das Steuerelement eingerichtet, während der ersten Zeitspanne ein erstes oder ein zweites Steuersignal bereitzu stellen, um die LED auf wenigstens zwei unterschiedlichen Hel ligkeitsniveaus während der gesamten Zeitspanne zu betreiben. Hierzu ist beispielsweise das zweite Steuersignal größer als das erste Steuersignal, so dass das aus dem zweiten Steuersignal
abgeleitete reduzierte Steuersignal ausreichend ist, um den Stromtreiber auszusteuern und so einen für den Betrieb der LED ausreichenden Strom zu liefern. Wie erwähnt kann das Stromtreiberelement einen Feldeffekttran sistor umfassen, dessen Gate den Steueranschluss bildet und eine durch Design vorgegeben Gate-Source Kapazität aufweist. Ent sprechend ergibt sich während der zweiten Zeitspanne das am Steueranschluss des Transistors oder Stromtreibers anliegende reduzierte Steuersignal Signal aus dem Steuersignal während der ersten Zeitspanne und dem Verhältnis aus einer Kapazität des Ladungsspeichers und der Summe aus der der Kapazität des La dungsspeichers und der definierten Kapazität. Eine derartige Schaltung wird mit einer bestimmten Frequenz betrieben, so dass erste und zweite Zeitspanne periodisch auf- einanderfolgen . Diese Frequenz kann 60 Hz, oftmals auch 100 Hz oder 120 Hz betragen oder im Bereich von 60 Hz bis 150 Hz liegen. In einem Aspekt ist das Steuerelement ausgeführt, ein Verhältnis der zweiten Zeitspanne zur ersten Zeitspanne einstellbar zu machen, wobei das Verhältnis im Bereich von 300:1 bis 100:1, insbesondere im Bereich von 100:1 liegen kann. Dazu weist das Steuerelement einen Steuertransistor auf, an dessen Steueran schluss mittels eines Signals die erste und zweite Zeitspanne und damit das Tastverhältnis einstellbar ist.
Durch verschiedene Steuersignale während der ersten Zeitspanne einer Periode kann nun ein Helligkeitsniveau gewählt werden. Zu diesem Zweck ist in einem Aspekt vorgesehen, die LED auf einem ersten, dunkleren Helligkeitsniveau zu betreiben, wenn eine Spannung des ersten Steuersignals innerhalb eines ersten Span nungsintervalls liegt, und die LED auf wenigstens einem zweiten, helleren Helligkeitsniveau zu betreiben, wenn eine Spannung
zweiten Spannungssignals innerhalb eines zweiten Spannungsin tervalls liegt, das zumindest teilweise oberhalb des ersten Spannungsintervalls liegt. In diesem Zusammenhang wird die Helligkeit durch den Strom be stimmt, der durch die LED während der gesamten Zeitspanne fließt. Bei einem Steuersignal, dass innerhalb des ersten Span nungsintervalls liegt, wird der gesamte Strom im Wesentlichen durch den Strom während der ersten Zeitspanne bestimmt, da durch den kapazitiven Spannungsteiler und den damit verbundenen Ab fall einer Spannung des reduzierten Steuersignals während der zweiten Zeitspanne der Strom durch die LED während dieser Zeit spanne nur sehr gering und für den Betrieb nicht hinreichend bzw. relevant ist. Der Stromtreiber ist während dieser Zeit- spanne nicht oder nur sehr gering ausgesteuert, die LED leuchtet kaum oder gar nicht .
Hingegen wird der gesamte Strom über eine Periode im Wesentli chen durch den Strom während der zweiten Zeitspanne bestimmt, wenn das Steuersignal während der ersten Zeitspanne innerhalb des zweiten Spannungsintervalls liegt. In diesem Fall wird trotz des kapazitiven Spannungsteilers und des damit verbundenen Ab falls einer Spannung des reduzierten Steuersignals während der zweiten Zeitspanne der Stromtreiber noch ausreichend ausgesteu- ert, so dass ein ausreichend hoher Strom durch die LED fließt um diese zu betreiben. Typische mögliche Werte für das erste Spannungsintervall liegen im Bereich von 1,3 V bis 4,5 V. Das zweite Spannungsintervall weist einen Bereich von 4,0 V bis 10,0 V auf .
Ein weiterer Aspekt betrifft ein Verfahren zur Einstellung einer Helligkeit wenigstens einer LED, die an ein Stromtreiberelement mit einem Steueranschluss verbunden ist, dessen erster Anschluss an ein erstes Potential angeschlossen ist und bei dem ein La- dungsspeicher zwischen Steueranschluss und dem ersten Potential
geschaltet ist, so dass dieser mit einer definierten Kapazität zwischen Steueranschluss und erstem Anschluss einen kapazitiven Spannungsteiler bildet. Bei dem Verfahren wird ein Steuersignal an den Steueranschluss während einer ersten Zeitspanne angelegt, wodurch ein durch die wenigstens eine LED fließende Strom wäh rend des ersten Zeitraums eingestellt wird. Während der der ersten Zeitspanne nachfolgenden zweiten Zeitspanne wird das Steuersignal abgeschaltet, wodurch der durch die LED fließende Strom durch ein reduziertes Steuersignal festgelegt wird, das sich aus dem Steuersignal während der ersten Zeitspanne und dem kapazitiven Spannungsteiler ergibt. Unter Abschalten des Steu ersignals wird hierbei ein Trennen des Steuersignals von dem Steueranschluss verstanden, so dass danach lediglich ein redu ziertes Signal auf den Steueranschluss wirkt, dass sich aus dem Steuersignal während der ersten Zeitspanne und des kapazitiven Spannungsteilers ergibt.
Dieses reduzierte Steuersignal ist somit durch den Spannungs teiler um das Verhältnis des kapazitiven Spannungsteilers klei- ner als das Steuersignal. Im Speziellen ergibt sich in einem Gesichtspunkt, dass während der zweiten Zeitspanne am Steuer anschluss anliegende reduzierte Signal aus dem Steuersignal während der ersten Zeitspanne aus dem Verhältnis aus einer Ka pazität des Ladungsspeichers und der Summe aus der der Kapazität des Ladungsspeichers und der definierten Kapazität.
An dieser Stelle sei ein weiter Aspekt erwähnt, nämlich, dass ein Verhältnis der zweiten Zeitspanne zur ersten Zeitspanne im Bereich von 300:1 bis 100:1, insbesondere im Bereich von 100:1 liegt. In einem anderen Aspekt wird vorgeschlagen, die LED auf einem ersten, dunkleren Helligkeitsniveau zu betreiben, wenn eine Spannung des ersten Steuersignals innerhalb eines ersten Spannungsintervalls liegt, und die LED auf wenigstens einem zweiten, helleren Helligkeitsniveau zu betreiben, wenn eine
Spannung zweiten Spannungssignals innerhalb eines zweiten Span nungsintervalls liegt, das zumindest teilweise oberhalb des ersten Spannungsintervalls liegt. In diesem Zusammenhang wird bei dem vorgeschlagenen Verfahren die Helligkeit durch den Strom bestimmt, der durch die LED während der gesamten Zeitspanne fließt. Bei einem Steuersignal, dass innerhalb des ersten Spannungsintervalls liegt, wird der gesamte Strom im Wesentlichen durch den Strom während der ersten Zeitspanne bestimmt, da durch den kapazitiven Spannungsteiler und den damit verbundenen Abfall einer Spannung während der zweiten Zeitspanne der Strom durch die LED während dieser Zeit spanne nur sehr gering ist. Der Stromtreiber ist während dieser Zeitspanne nicht oder nur sehr gering ausgesteuert.
Hingegen wird der gesamte Strom im Wesentlichen durch den Strom während der zweiten Zeitspanne bestimmt, wenn das Steuersignal während der ersten Zeitspanne innerhalb des zweiten Spannungs intervalls liegt. In diesem Fall wird trotz des kapazitiven Spannungsteilers und des damit verbundenen Abfalls einer Span nung des Steuersignals während der zweiten Zeitspanne der Strom treiber noch ausreichend ausgesteuert, so dass ein ausreichend hoher Strom durch die LED fließt um diese zu betreiben. Typische mögliche Werte für das erste Spannungsintervall liegen im Be- reich von 1,3 V bis 4,5 V. Das zweite Spannungsintervall weist einen Bereich von 4,0 V bis 10,0 V auf.
Das für die Ansteuerung notwendige erste oder zweite Steuersig nal kann aus einem digitalen Steuerwort durch digital/analog Konversion gewonnen werden. Dazu weist das digitale Steuerwort eine Anzahl n Bits auf. Die least signifikant m Bit (M<n, z.B. m=n-2 Bits) entsprechen dabei dem ersten Steuersignal, d.h. die höchstsignifikanten Bits sind 0. Mit anderen Worten korrespon dieren n-Bits zu dem zweiten Steuersignal. In einem anderen
Aspekt werden die höchstsignifikanten Bits für die grobe Hel ligkeitseinstellung verwendet, die least signifikanten Bits für die genauere Einstellung des Bereichs . Figur 17 zeigt eine Steuerungsschaltung für eine Leuchteinheit 1, die zwei LEDs 4 als Leuchtmittel aufweist. Vom Grundaufbau her kann die Steuerschaltung wie hier dargestellt in einer 2T1C- Architektur realisiert sein. Es sind allerdings auch andere Architekturen denkbar.
Auch wenn gemäß der dargestellten Ausführungsform zwei LEDs 4 vorgesehen sind, um in Bezug auf die Lichterzeugung eine Redun danz sicherzustellen, ist es für die Realisierung der Erfindung generell unerheblich, ob als Leuchtmittel eine LED 4 oder eine Mehrzahl von m-LEDs 4 eingesetzt werden. Bei der Leuchteinheit 1 bzw. den LEDs 4 kann es sich beispielsweise um eine Leucht einheit bzw. um LEDs einer Farbe eines Pixels handeln.
Bei dem in Figur 17 dargestellten Ausführungsbeispiel werden die beiden parallel verschalteten LEDs 4 jeweils über je einen stromtreibenden Transistor 6 mit der für die Anregung einer Lichtemission erforderlichen elektrischen Energie versorgt. Ne ben einem Transistor 6 für jede LED kann auch eine gemeinsame Stromquelle für beide LED 4 vorgesehen sein. Stromtreibertran- sistor 6 ist mit LED 4 in Reihe zwischen Versorgungspotential anschluss 2 und Bezugspotentialanschluss 2a geschaltet. Versor gungspotentialanschluss 2 stellt die für den Betrieb der Leuch teinheit 1 erforderliche elektrische Energie bzw. Spannung zur Verfügung .
Ein Kondensator, der den Helligkeitswert speichert, ist zwischen das Gate der stromtreibenden Transistoren 6 und den Bezugspo tentialanschluss 2a geschaltet. Er bildet zusammen mit dem Steu ertransistor 7 eine 2T1C Zelle. An seinem Gate ist ein Pulssig-
nal angelegt, welches ein Steuersignal 8 von dem anderen An schluss des Transistors 7 auf den Steueranschluss des Strom treibertransistors 6 legt. Für den Betrieb nach dem vorgeschlagenen Konzept in einer Schal tung nach Figur 17 wird nun ein Pulssignal an das Gate des Transistors 7 angelegt. Das Tastverhältnis On/Off kann bei spielsweise 200:1 betragen, d.h. bei einer Wiederholfrequenz von 60 Hz beträgt die ON-Pulsdauer ca. 50ps während der Off- Pulsdauer ca. 16.6 ms andauert.
Innerhalb einer Periode werden nun über das Pulssignal während einer ersten Zeitspanne (ON-Pulsdauer) der Steuertransistor ge schlossen, in einer zweiten Zeitspanne (Off-Pulsdauer) der Steu- ertransistor wieder geöffnet. Während der ersten Zeitspanne liegt somit das Steuersignal 8 an dem Steueranschluss des Strom treibertransistors 6 und über den Kondensator 3 an. Das Steu ersignal steuert den Stromtreibertransistor 6 und es fließt ein durch das Steuersignal 8 bedingter Strom durch die LED. Gleich- zeitig wird der Kondensator mit einer Ladung beaufschlagt, bis sich die Spannung des Steuersignals über den Kondensator ein stellt (bezogen auf das Potential am Anschluss 2a) .
Nach der ersten Zeitspanne wird der Steuertransistor 7 wieder geöffnet. Die Spannung des Steuersignals 8 ist jetzt in dem Kondensator gespeichert und sollte weiterhin den Stromtreiber transistor aussteuern. In der praktischen Anwendung ist dies allerdings nicht der Fall, da in der zweiten Zeitspanne, ein kapazitiver Spannungsteiler gebildet wird, der aus der Kapazi- tät des Speicherkondensators 3 und der aus dem Gate und der Source des Transistors 7 gebildeten Kapazität besteht. Dies führt regelmäßig dazu, dass die effektive Spannung 9 am Konden sator 3 um einen diskreten Wert abgesenkt wird. Die reduzierte effektive Spannung 9 ergibt sich aus der Spannung des Steuer-
signals multipliziert mit Cl/Cl+Cp, wobei CI die Kondensator kapazität und Cp die Gate-Source Kapazität ist. Es liegt also im Vergleich zur ersten Zeitspanne ein etwas kleineres Steuer signal 9 (bzw. etwas kleinere Spannung) am Treibertransistor 6 an, so dass ein Strom mit geringerer Stärke durch die LEDs 4 fließt. Die Helligkeit der LEDs 4 nimmt somit während der zwei ten Zeitspanne einer Periode etwas ab. Dies wird allerdings von einem Betrachter nicht wahrgenommen, da für die Wahrnehmung der Helligkeit lediglich die in Bezug auf die Periode vorhandene mittlere Lichtleistung entscheidend ist.
Somit liegt am Steueranschluss während einer gesamten Periode das Steuersignal 8 während der ersten Zeitspanne und das redu zierte Steuersignal 9 während der zweiten Zeitspanne an. Bei einer Frequenz von 60Hz wären das für die erste Zeitspanne 0,05 ms bis 0,06 ms, für die zweite Zeitspanne in etwa 16,6 ms. In Bezug auf die mittlere Lichtleistung der LED bedeutet dies, dass Licht, welches von der LED während der zweiten Zeitspanne emit tiert wird, einen vergleichsweise hohen Anteil an der mittleren Lichtleistung der LED während einer Periode hat.
Dies ist gleichbedeutend mit dem mittleren Strom durch die LED. Der Strom der durch die LED während der zweiten Zeitspanne fließt, hat einen relativen hohen Anteil am mittleren Strom während der ganzen Periode.
Hieraus folgt, dass bei Wahl einer kleinen Spannung für das Steuersignal 8 der insgesamt während einer Periode durch die LEDs 4 fließende Strom und damit die mittlere Lichtleistung maßgebend von der Stärke des Stroms bestimmt wird, der durch die LEDs 4 fließt, während das Steuersignal 8 in der ersten Zeitspanne anliegt. Wird für das Steuersignal 8 ein geringer Spannungswert gewählt, so kann die Leuchteinheit 1 daher auf
einem niedrigen Helligkeitsniveau betrieben und innerhalb die ses niedrigen Helligkeitsbereichs bedarfsgerecht gedi mt wer den . Wird demgegenüber für das erste Spannungssignal 8 eine hohe Spannung gewählt, beispielsweise 8V, so wird der insgesamt durch die LED während einer Periode fließende Strom maßgeblich durch den Strom während der zweiten Zeitspanne der Periode bestimmt, in der das reduzierte Steuersignal 9 an dem Stromtreibertran- sistor 6 anliegt. Bei Wahl eines hohen Steuersignals 8, d.h. einer größeren Spannung wird die Leuchteinheit 1 auf einem hohen Helligkeitsniveau betrieben und lässt sich auf diesem Hellig keitsniveau bedarfsgerecht dimmen. Während der zweiten Zeit spanne der Periode, in der das reduzierte Steuersignal 9 an der Leuchteinheit anliegt, fließt in diesem Betriebszustand durch die LED immer noch ein Strom größer als 1 mA, sodass ein beson ders effektiver Betrieb der LEDs 4 möglich ist.
Weiterhin ist in das LED Modul ein photonischer Kristall 32 eingebracht. Dieser reicht bis kurz über die aktive Schicht 20 und verändert dort die Emissionseigenschaft, beispielsweise in dem Bereich oberhalb der aktiven Schicht und kann so dort emis sionsfördernd wirken. Figur 18 zeigt eine Grafik, in der die Stärke des durch die LEDs 4 fließenden Stroms in Abhängigkeit der Spannung des Steuersig nals 8 und des reduzierten Steuersignals 9 aufgeführt ist. Deut lich zu erkennen ist, dass bei Anlegen eines Steuersignals 8 mit einem Spannungswert von etwa IV bis 3V während der ersten Zeitspanne der durch die LEDs 4 fließende Strom maßgeblich durch das in der ersten Zeitspanne der Periode anliegende erste Span nungssignal 8 bestimmt wird. Währenddessen ist in der zweiten Zeitspanne der Periode das anliegende durch den kapazitiven Spannungsteiler reduzierte Steuersignal 9 und damit der durch die LEDs 4 fließende Strom nahezu gleich null.
Erst ab einer Spannung des Steuersignals während der ersten Zeitspanne von etwa 3,0 V steigt auch die Spannung des redu zierten Steuersignals 9 und somit auch die Stärke des während der zweiten Phase durch die LEDs 4 fließenden Stroms an.
Zu berücksichtigen ist hierbei jeweils, dass aufgrund der un terschiedlichen Länge der beiden Phasen einer Periode, nämlich einer kurzen ersten Phase, in der das Steuersignal 8 an der Leuchteinheit 1 anliegt, und einer langen zweiten Phase, in der das reduzierte Steuersignal 9 am Stromtreibertransistor 6 an liegt, der Einfluss der zweiten Zeitspanne auf die mittlere Lichtleistung der LEDs 4 deutlich größer ist. Daraus ergibt sich, dass der gesamte Strom durch die LED während einer Periode bei Spannungen des Steuersignals 8 über 3,0 V deutlich ansteigt. Aus diesem Umstand folgt, dass bei einem Steuersignal, mit einer vergleichsweise hohen Spannung größer als 3,0 V oder 3.5 V, der Anteil des insgesamt während einer Periode durch die LEDs 4 fließenden Stroms maßgeblich durch den Anteil des Stroms während der zweiten Zeitspanne bestimmt wird.
Im Weiteren zeigt Figur 19 in einer schematischen Darstellung den zeitlichen Verlauf der Steuersignale 8, 9 sowie den resul tierenden Lichtfleck 10 bei Anlegen eines Steuersignals 8 mit vergleichsweise hoher Spannung. Das Steuersignal 8, das an die Leuchteinheit übertragen wird, weist in dem gezeigten Ausfüh rungsbeispiel eine Spannung von 10 V auf. Im Übrigen wird die Spannung des reduzierten Steuersignals 9, das während der zwei ten Phase an die Leuchteinheit angelegt wird, zwar abgesenkt, weist aber immer noch eine Spannung auf, die deutlich über 0 V liegt. Aufgrund eines derartigen Spannungsverlaufs der Steuer signale 8, 9 wird ein heller Lichtfleck 10 gebildet, die Leuch teinheit somit auf einem hohen Helligkeitsniveau betrieben wird.
Im Vergleich wird in Figur 20 ein Betriebszustand verdeutlicht, bei dem ein Steuersignal 8 mit vergleichsweise geringer Span nung, hier 2,0 V, an die Leuchteinheit angelegt wird. Das re duzierte Steuersignal 9 weist in diesem Fall eine Spannung von zumindest nahezu 0 V auf. Die Helligkeit des Lichtflecks 10, die durch die mittlere Lichtleistung der Leuchteinheit 10 wäh rend einer Periode bestimmt wird, ist deutlich geringer, als bei dem in Figur 19 gezeigten Betriebszustand. Die Leuchteinheit und die hierfür verwendeten LEDs werden somit auf einem ver- gleichsweise niedrigen Helligkeitsniveau betrieben, auf dem diese bedarfsgerecht dimmbar sind.
Abschließend zeigt Figur 21 in einer grafischen Darstellung, wie sich die während einer Periode durch die LEDs geleitete elektrische Energie, teilweise auch als Strommenge bezeichnet, in Abhängigkeit der während der ersten und der zweiten Zeit spanne einer Periode an einer Leuchteinheit anliegenden Span nungssignale verhält. Die x-Achse ist die Spannung während der ersten Zeitspanne, die y-Achse der Strom während einer Periode.
Es ist zu erkennen, dass bei Anlegen eines Steuersignals mit vergleichsweise geringer Spannung, insbesondere mit einer Span nung bis etwa 3V, der insgesamt durch die LEDs fließende Strom durch dieses Steuersignal bewirkt wird. Erst bei Anlegen von Steuersignalen mit Spannungen, die größer als 3V sind, steigt auch die Spannung des reduzierten Steuersignals an. Vor allem fließt in diesem Betriebszustand ein Strom durch die LEDs der Leuchteinheit, der aufgrund der Länge der zweiten Zeitspanne der Periode einen erheblichen Einfluss auf die Menge des ins- gesamt während der Periode durch die LEDs fließenden Stroms und damit auf die mittlere Lichtleistung bzw. Helligkeit einer Leuchteinheit mit wenigstens einer LED hat.
Im Übrigen zeigt Figur 21, dass in Abhängigkeit der für das Steuersignal gewählten Spannung eine derart angesteuerte Leuch teinheit auf zwei verschiedenen Helligkeitsniveaus betrieben werden kann. Auf den beiden Helligkeitsniveaus ist es wiederum möglich, die Helligkeit der Leuchteinheit innerhalb eines von einem unteren und einem oberen Spannungswert für das Steuersig nal begrenzten Dimmbereich stufenlos zu verändern. Der Verlauf der beiden in Figur 21 gezeigten Kennlinien kann mit Hilfe eines geeigneten Schaltungsdesigns, insbesondere durch gezielte Fest- legung der Kapazitäten des Kondensators und der Gate-Source- Kapazität des als Schaltelement verwendeten Transistors, be darfsgerecht angepasst werden. Ferner ist es denkbar, die Span nungsniveaus, des Steuersignals und des reduzierten Steuersig nals durch geeignete Auswahl und Dimensionierung der verwende- ten elektronischen Komponenten festzulegen.
Wie die erläuterten Ausführungsbeispiele zeigen, ermöglicht die erfindungsgemäß ausgeführte Steuerungsschaltung auf vergleichs weise einfache Weise den Betrieb einer Leuchteinheit, die über wenigstens eine LED verfügt, auf wenigstens zwei Helligkeits niveaus. Berücksichtigt wird hierbei vor allem, dass in Abhän gigkeit der Höhe der Spannung des Steuersignals entweder der während der ersten Zeitspanne oder der zweiten Zeitspanne einer Periode der durch die LED fließende Strom maßgeblich für den insgesamt durch die LED fließenden Strom sowie für die mittlere Lichtleistung und die von einem Betrachter wahrnehmbare Hellig keit der LED ist.
Ein anderer Aspekt beschäftigt sich mit der Frage, wie eine Rückwirkung auf die Regelung einer Stromquelle bei einer PWM Regelung derselben reduziert werden kann. Bei einer Pulsweiten modulation wird die Stromquelle in schneller Folge zur Kontrast und Helligkeitseinstellung ein- und ausgeschaltet. Die Frequenz beträgt dabei einige 100kHz bis in den MHz Bereich. Bei Regel- schleifen innerhalb der Stromquelle führen die Schaltvorgänge
zu Spikes oder anderem Verhalten, welche die Regelschleife aus ihrem Regelbereich bringen können.
Figur 22 stellt ein schematisches Blockschaltbild für eine ge- regelte Stromquelle für LEDs, die auch bei Schaltvorgängen stabil bleibt. Diese Stromquelle ist in Displays oder anderen Anzeigevorrichtungen wie beispielsweise Video Walls einsetzbar.
Die Versorgungsschaltung umfasst einen Referenzzweig 10, der ein Referenzsignal und im Besonderen einen Referenzstrom oder falls erforderlich auch eine Referenzspannung bereitstellt. Aus dem Referenzsignal werden im Folgenden alle weiteren Versor gungsströme und falls erforderlich auch Spannungen abgeleitet. Ebenso können aus diesem weitere Referenzsignale generiert wer- den. Das Referenzsignal, d.h. der Referenzstrom zeichnet sich durch eine hohe Temperaturstabilität aber auch eine Stabilität gegen Prozessschwankungen während der Fertigung aus. Falls er forderlich kann er eine oder mehrere Korrekturschaltungen um fassen, die zusammen ein genaues und stabiles Referenzsignal liefern, beispielsweise einen Referenzstrom.
In dem vorliegenden Fall ist der Referenzzweig 10 an einen Referenzeingang 22 eines Fehlerkorrekturdetektors 20 sowie an eine steuerbare Versorgungsquelle 30 angeschlossen. Der Fehler- korrekturdetektor 20 umfasst neben dem Referenzeingang auch ei nen Fehlersignaleingang 23 und einen Korrektursignalausgang 21. Der Detektor 20 ist ausgeführt, ein Fehlersignal am Eingang 23 mit einem Referenzsignal am Eingang 22 oder einem davon abge leiteten Signal zu vergleichen und daraus ein Korrektursignal an seinem Ausgang 21 zu erzeugen.
Die steuerbare Versorgungsquelle 30 weist eine steuerbare Strom quelle auf, welche in diesem Blockschaltbild nicht extra ein gezeichnet ist. Zudem umfasst die Versorgungsquelle eine zweite Ersatzquelle 40, die in einem Betriebszustand der Schaltung
einen Rückkoppelsignal an den Fehlerdetektor liefert. Hierzu ist ein Schaltervorrichtung 70 vorgesehen, die abhängig von dem Betriebszustand, d.h. einem Betriebssignal am Eingang 74 ent weder die Stromquelle an den Verbraucher schaltet, oder diese von diesem trennt und die Ersatzquelle 40 hinzuschaltet. Dadurch wird am Detektor 50 entweder ein Signal der Stromquelle an den Verbraucher oder das Signal der Ersatzquelle detektiert.
Als Detektion kann ein Strom-Spannungswandler dienen oder auch ein Spannungsabfalldetektor. Es kann mit Detektor 50 eine Span nung bzw. ein Spannungsabfall oder ein Strom erfasst werden. Das detektierte Signal wird nun an den Fehlerkorrekturdetektor 20 rückgeführt und mit dem Referenzsignal oder einem davon ab geleiteten Signal verglichen. Das daraus erzeugte Fehlerkorrek- tursignal dient zur Anpassung der steuerbaren Stromquelle. Wenn nun der Verbraucher 60 durch die Stromquelle 30 versorgt wird, regelt der Fehlerkorrekturdetektor 20 den Strom durch den Ver braucher auf einen durch das Referenzsignal definierten Wert. Bei einer LED kann so der durch die Diode fließende Strom genau eingestellt werden. Ändert sich nun aufgrund von Temperaturef fekten der Spannungsabfall über den Verbraucher oder der Strom durch den Verbraucher, so regelt der Fehlerkorrekturdetektor den Strom entsprechend nach. Dieser Teil der Schaltung sowie deren Betrieb entspricht einer Regelschleife.
Wird nun der Verbraucher vom Strom getrennt, beispielsweise bei einer PWM Modulation die Leuchtdiode abgeschaltet, so würde die Regelschleife erstmal versuchen, nachzuregeln, aber dann aus dem Regelbereich herauslaufen. Daher ist erfindungsgemäß vor- gesehen, an den Fehlerkorrekturdetektor 20 ein Ersatzsignal zu liefern. Dieses ist im Wesentlichen gleich oder zumindest sehr ähnlich wie das nominelle Signal, wenn der Verbraucher ange schaltet ist. Dadurch wird der Fehlerkorrekturdetektor 20 un abhängig von dem Betriebszustand des Verbrauchers in seinem optimalen Bereich betrieben und die Regelschleife wird nicht
aus ihrem Aussteuerbereich bewegt. Dies führt zu einer sehr schnellen Regelung und verhindert, dass der Detektor 20 außer halb seines Regelungsbereich fällt. Die vorgeschlagene Versorgungschaltung umfasst damit neben ei ner Korrekturschaltung als Teil einer Regelschleife zur hoch präzisen Ansteuerung einer Strom- oder Spannungsquelle auch eine Ersatzquelle. Der Korrekturschaltung wird nun wahlweise ein von der Strom- oder Spannungsquelle abgeleitetes Signal oder das Signal der Ersatzquelle zugeführt. Die Zuführung letzter ermög licht eine Abschaltung der Stromquelle, ohne dass die Regel schleife aus ihrem Regelbereich läuft.
Figur 23 zeigt eine konkrete Ausgestaltung zur Ansteuerung einer Stromquelle für eine Versorgung einer Leuchtdiode 60. Die Leuchtdiode 60 ist Teil einer hier nicht dargestellten Pixel matrix, beispielsweise eines Displays, Video Walls oder einer anderen Anwendung, bei der eine hochpräzise Stromversorgung notwendig ist. Im Fall von Leuchtdioden ändert sich bei wech- selnden Temperaturen auch ein Strom durch die Diode, was neben einer Veränderung der Helligkeit auch zu einer Änderung der Farbtemperatur führen kann. Durch die Regelung der Stromquelle wird dieser Effekt kompensiert. Displays, Pixelmatrizen für Bild oder Videoanwendungen werden oftmals mit Pulsbreitenmodulation betrieben, bei der die Leuchtdioden mit hohen Frequenzen an- und abgeschaltet werden. Das Verhältnis zwischen den beiden Zuständen gibt die Helligkeit der jeweiligen Leuchtdiode.
Die im folgenden dargestellte Versorgungschaltung ist im We- sentlichen in MOS Schaltungstechnik aufgebaut. Einige Feldef fekttransistoren sind vom n-Typ, andere vom p-Typ wie darge stellt. Die Versorgungsschaltung ist in diesem Fall zwischen Versorgungspotential VDD und Verbraucher geschaltet. Durch ei nen Austausch der Kanaltypen der Feldeffekttransistoren und ei-
ner Anordnung zwischen Verbraucher und Bezugs oder Massepoten tial VG wird eine alternative Ausgestaltung erzeugt. Ebenso ist es möglich, einzelne Transistoren durch Bipolartransistoren zu ersetzen, oder Baugruppen wie beispielsweise die Stromspiegel mit solchen zu bilden. Zur Erzeugung genauer Spannungen, welche dann über einen Wandler einen Strom bereitstellen, lassen sich Bandgap-Referenzen einsetzen.
Versorgungsschaltung umfasst einen kombinierten Referenzzweig 10 aus zwei Teilen 10a und 10b, welche einen Bezugsstrom be reitstellen. Sie bilden Teil eines Stromspiegels. Der Referenz zweig 10a für einen ersten Referenzstrom umfasst zwei in Reihe geschalteten Transistoren, einen n-Feldeffekttransistor 12a und einen p-Feldeffekttransistor 11a. Ersterer ist an einen Versor- gungsanschluss , letzterer an das Bezugspotential angeschlossen. Das Gate des Transistor 12a liegt am Drainanschluss an und prägt somit einen konstanten Strom ein. Transistor 11a spiegelt den Strom durch den Referenzzweig in die vier in Reihe geschalteten Transistoren 24, welche die Stromquelle mit festem Strom für einen Differenzverstärker bilden. Der Differenzverstärker bil det eine Komponente des Fehlerkorrekturdetektors 20 und enthält neben der Stromquelle aus den Transistoren 24 einen invertie renden und einen nicht-invertierenden Eingangstransistor in je weils einem Zweig, der über einen weiteren Stromspiegel 26 aus zwei p-Transistoren an mit dem Versorgungspotential VDD verbun den ist. Der nichtinvertierende Eingangstransistor 27 bildet den Referenzsignaleingang 22, der invertierende Transistor 28 führt an den Fehlersignaleingang 21. Die beiden Transistoren weisen ebenso wie die Transistoren des Spiegels 26 in diesem Ausführungsbeispiel gleiche Dimensionen auf. In Ausführungen kann jedoch bereits durch geometrische Abmessungen wie bei spielsweise Kanalweite oder Länge unterschiedliche Verstär kungsfaktoren vorgesehen sein. Dies kann dann notwendig werden, wenn wie weiter unten beschrieben ebenfalls ein inhärenter Fak- tor zwischen dem Fehlersignal und dem Referenzsignal existiert.
Ein solcher inhärenter Faktor ergibt sich wie im Folgenden be schrieben aus der Ausgestaltung der Stromquelle 30 und den für den Detektor 20 abgegriffenen Signalen (Fehlersignal und Refe renzsignal ) .
Die steuerbare Stromquelle 30 weist einen Stromspiegel mit einem Ausgangszweig und einem Referenzzweig auf, der gleichzeitig die Ersatzquelle 40 bildet. An einem Referenzzweigeingang 32 ist die Referenzquelle 10b angeschlossen. Ebenso ist dieser Eingang 32 an den nicht-invertierenden Transistor 27 sowie an den Re ferenzsignaleingang des Fehlerkorrekturdetektors 20 angeschlos sen. Dem Referenzzweig des Stromspiegels wird somit ein genauer Strom eingeprägt, wobei ein definierter Spannungsabfall durch den mittigen Abgriff an den Eingang 22 des Fehlerdetektors ge- führt ist. Der Referenzzweig 10b umfasst zwei in Reihe geschal tete Transistoren zur Einstellung des Stromflusses durch den Referenzzweig des Stromspiegels der Stromquelle 30 sowie zur Definition der Referenzspannung bzw. des Referenzsignals an den Eingang 22. Das Gate des Transistors 101 ist mit dem Gate des Transistors 11a verbunden (hier aber nicht eingezeichnet) und somit Teil des Stromspiegels der Referenzquelle 10. Die steu erbare Stromquelle 30 weist einen Versorgungseingang auf, an den das Versorgungspotential VDD anliegt sowie einen Stromspie geltransistor 34 vom p-Typ. Dieser liegt zwischen Versorgungs- eingang und Anschluss 32. Ein Kondensator 35 ist zwischen Gate und Anschluss 32 geschaltet, so dass die Spannung im Referenz zweig an das Gate gekoppelt wird. Diese Spannung bildet auch das Referenzsignal für den Fehlerdetektor. Der Grund für die Verwendung eines Kondensators mit Mitkopplung anstatt der gewöhnlichen Leitung bei Stromspiegeln ist u.a. bedingt durch eine zusätzliche Frequenzkompensation für den zu sätzlichen Kontrollsignalanschluss 31, der das Gate des Tran sistors 35 mit dem Fehlerkorrekturausgang 21 des Detektors 20
verbindet. Dem Gate wird dadurch auch das Fehlerkorrektursignal zugeführt .
Das Gate des Transistors ist zudem über eine Schaltvorrichtung 70 an das Gate eines Ausgangstransistors 36 geführt. Dieser ist zwischen Versorgungspotential VDD und Ausgang angeordnet. Dadurch wird der Strom des Referenzzweigs in den Ausgangszweig 37 der Stromquelle gespiegelt. Durch eine entsprechende Dimen sionierung der beiden Transistoren 34 und 36 kann das Verhältnis des Ausgangstroms zu dem Strom durch den Zweig mit Transistor 34 entsprechend angepasst werden. Ist beispielsweise die Kanal breite des Ausgangstransistors 36 10-mal so groß wie die des Transistors 34, dann ist in einfacher Näherung auch der Strom um den gleichen Faktor erhöht. In der Darstellung der Figur 23 ist der Ausgangstransistor 36 ein Einzeltransistor. Er kann allerdings auch in Form mehrerer parallel angeordneter Transis toren ausgeführt sein.
Die Schaltvorrichtung 70 in der Stromquelle 30 ist ausgeführt, in Abhängigkeit eines Signals das Gate des Ausgangstransistors 36 entweder mit einem festen Potential, hier dem Versorgungs potential oder mit dem Gate des Stromspiegeltransistors 34 zu verbinden. Im ersteren Fall wird der Ausgangstransistors 36 stromlos geschaltet, da das Potential VDD das Gate des p-typ Transistors sperrt. Da in diesem Fall der Transistor keinen Strom leitet, spricht man auch davon, dass der Transistor 36 offen ist. Im zweiten Fall ist der Ausgangstransistor 36 ge schlossen, und es wird der Strom durch den Stromspiegeltransis tors 34 mit dem oben genannten Faktor in den Ausgang gespiegelt und an die Leuchtdiode 60 geführt.
Der Ausgang der Stromquelle 30 ist sowohl mit dem Verbraucher 60 bzw. der Leuchtdiode verbunden als auch mit einer zweiten Schaltvorrichtung 70. Diese legt entweder die Spannung am Aus-
gang der Stromquelle an den Fehlersignaleingang des Fehlerde tektors 20 an, oder ein Ersatzsignal. Dieses wird von der Er satzquelle 40 bereitgestellt, die aus einem p-typ Ausgangstran sistor 41 und einem dazu in Reihe geschalteten Transistor 43 gebildet ist. Die Reihenschaltung aus den beiden Transistoren 41 und 43 ist zwischen Versorgungspotential VDD und Massepoten tial VG angeordnet. Ein mittiger Knoten 42 bildet den Ausgang für das Ersatzsignal. Das Gate des Transistor 43 ist an seinen Drainanschluss geführt und somit mit dem Knoten 42 verbunden. Das Gate des p-typ Ausgangstransistor 41 ist mit dem Gate des Transistors 34 verbunden. Dadurch wird aus den Transistoren 34 und 41 ebenfalls ein Stromspeigel gebildet. Jedoch ist hier ein anderer Faktor durch eine entsprechend geeignete Dimensionie rung des Ausgangstransistors 41 gewählt, so dass der Strom durch diesen Zweig deutlich geringer als der durch den Ausgangszweig ist .
Die beiden Schaltvorrichtungen 70 arbeiten im Wesentlichen syn chron und sind so ausgeführt, dass der Ausgang der Stromquelle 30 dann mit dem Fehlersignaleingang 23 des Detektors 20 verbun den ist, wenn das Gate des Transistors 36 auf das Gate des Transistors 34 geschaltet ist. Wenn hingegen der Ausgangstran sistor des Stromspiegels stromlos geschaltet ist, liegt das Ersatzsignal der Ersatzquelle am Fehlersignaleingang an, d.h. der Abgriff 42 ist mir dem Eingang 23 verbunden.
In der hier gezeigten Ausführung, ist die Ersatzquelle immer aktiviert, d.h. der Ausgangstransistor bildet stets einen Strom spiegel mit Transistor 34 und es fließt ein Strom durch den Zweig der Ersatzquelle. In einer alternativen Ausführung kann auch hier ein Schalter vorgesehen sein, der gegenläufig zur Schaltvorrichtung 70 arbeitet, d.h. er schaltet beispielsweise die Ersatzquelle stromlos, wenn eine Spannung am Verbraucher anliegt, bzw. ein Strom durch die Stromquelle 30 bereitgestellt wird.
In einem Betrieb der Versorgungsschaltung sei nun die Schalt vorrichtung 70 so geschaltet, dass der Knoten 71 mit dem Knoten 72 sowie gleichzeitig die Gates der Transistoren 34 und 36 miteinander verbunden sind. Die Stromquelle stellt dann einen Ausgangsstrom für den Verbraucher bereit. Dieser führt über die Leuchtdiode 60 einen Spannungsabfall, der in der Größe von we nigen Volt liegt, beispielsweise 2 bis 3 Volt. Der Spannungs abfall wird als Fehlersignal von dem Differenzverstärker des Detektors 20 erfasst und mit dem Referenzsignal verglichen. Ändert sich nun der Strom durch die Leuchtdiode, beispielsweise durch eine Temperaturänderung, so ändert sich auch das Fehler signal und der Detektor erzeugt am Korrektursignalausgang 21 ein Korrektursignal für den Stromspiegel und führt dieses dem Kontrollsignalanschluss 31 zu.
Das Korrektursignal liegt nun auch am Gate des Ausgangstransis tor 36 an, so dass der Strom entsprechend angepasst wird. Der Fehlerdetektor 20 regelt den Ausgangsstromspiegel so, sodass Sättigungsspannung des invertierenden als auch des nicht-inver- tierenden Transistors 27 und 28 gleich ist. Mit Hilfe des Feh lerkorrekturdetektors 20 und des mit dem Ausgang verbundenen Stromspiegels wird eine lastunabhängige Stromquelle gebildet.
Da Leuchtdioden oftmals mit Pulsbreitenmodulation betrieben werden, wechselt der Strom durch die Diode in definierten Ab ständen, d.h. die Diode wird mit hoher Frequenz ein- bzw. aus geschaltet. Die Pulsbreite ergibt die Helligkeit der Diode 60. Dazu dient die Schaltvorrichtung 70 im Stromspiegel. Wird der Strom jedoch abgeschaltet, so wirkt der Fehlerdetektor 20 dem erstmal entgegen. Das kann dazu führen, dass er regelmäßig aus seinem optimalen Aussteuerbereich herausläuft. Gleiches pas siert beim Einschalten des Stromes. Hier benötigt der Diffe renzverstärker einige Zeit, bis er in seinen normalen Regelbe reich gelangt. Zudem kann es zu Schwingungen oder Überschießen kommen, die die Lebensdauer der Diode verringert, aber auch für
einen Benutzer sichtbar sein können. Die zweite Schaltvorrich tung 70 verhindert dies, indem sie durch die Ersatzquelle den Fehlerdetektor in seinem Aussteuerbereich hält.
Figur 24 zeigt hierzu eine Darstellung mit den wesentlichen Signalflüssen. Bei einer ausgeschalteten Diode, ist das Gate des p-Typ Feldeffekttransistors 36 des Ausgangszweigs direkt mit dem Versorgungspotential VDD verbunden. Die untere Schalt vorrichtung 70 verbindet den Abgriff 42 der Ersatzquelle 40 mit dem Fehlersignaleingang 23 des Detektor 20. Die Ersatzquelle spiegelt den Strom mit einem geringeren Verhältnis und der zweite in Reihe geschaltete Transistor dient zur notwendigen Spannungserzeugung. Diese ist so gewählt, dass sie in der Nähe des erwarteten Spannungsabfalls des Verbrauchers im normalen Betrieb liegt. Dadurch wird der Fehlerdetektor in seinem Aus steuerbereich gehalten und die Regelschleife bleibt in ihrem eingeschwungenen Zustand.
Figur 25 zeigt zwei Prinzipdarstellungen zweier einfacher Schal tervorrichtungen. Neben diesen, können auch andere Schalter eingesetzt werden. Zudem lassen sie sich auf einfache Weise mit dem PWM Signal betreiben, welches zur Einstellung der Helligkeit der Leuchtdiode vorgesehen sein kann. In anderen Anwendungen kommen andere geeignete Schalter zum Einsatz. Die Schaltvor richtung 70 ist ähnlich einem bekannten Inverter aufgebaut mit dem Unterschied, dass die hier dargestellten Transistoren wie derum Transmission Gates darstellen. Der Ausgang 71 ist mit dem Fehlersignaleingang verbunden. Der Eingang 74 bildet den Schalt eingang, dem das Schaltsignal, beispielsweise das PWM Signal zugeführt wird. Zwei in Reihe geschaltete Transmission Gates unterschiedlichen Typs sind in Reihe angeordnet, wobei Ausgang 71 zwischen den beiden Transmission Gates liegt. Das Gate 73 des p-Typs bildet mit seinem Anschluss 73 die Verbindung zur Ersatzquelle. Der Anschluss 72 des zweiten Transmission Gates bildet Anschluss für das Spannungssignal.
Figur 26 zeigt ein Signal-Zeit Diagramm für verschiedene Signale in der Versorgungsschaltung in den unterschiedlichen Betriebs zuständen. VPWM beschreibt das Pulsweitenmodulationssignal zum Betrieben der Leuchtdiode 60. Dieses Signal wird auch an die Schaltungsvorrichtungen 70 angelegt. Es ist ein logisches Sig nal und wechselt zwischen zwei Zuständen „High" und „Low". Im Zustand High von ca. 8ps bis 18ps und dann zwischen 26ps und 44ps ist die Leuchtdiode angeschaltet, zu den anderen Zeiten ist sie ausgeschaltet. Der Strom durch die Leuchtdiode folgt diesen Schaltzeiten wie sich aus der untersten Kurve bezeichnet mit ILED ergibt.
Demgegenüber verändert sich die Spannung VLED nur geringfügig zwischen dem eingeschalteten Zustand und dem ausgeschalteten Zustand. Die Spannung sinkt kontinuierlich ab und würde mit Lauf der Zeit die Einsetzspannung von ca. 1,4V erreichen, ein Strom fließt nicht mehr, d.h. die Leuchtdiode ist ausgeschaltet. Beim Einschalten der Leuchtdiode, d.h. zum Zeitpunkt 8ps entspricht der Spannungsabfall über die Leuchtdiode im Wesentlichen der Ersatzspannung bzw. dem Ersatzsignal VH. Zum Einschaltzeitpunkt ist in dem Ersatzsignal ein kleiner Spannungsabfall zu erkennen, der prozesstechnisch bedingt sein kann und beispielsweise von den Parametern der verwendeten Feldeffekttransistoren abhängt. Da verschiedene Typen (p- bzw. n-mos) verwendet werden, sind diese in ihren Schaltverhalten nicht immer gleich, so dass noch Restströme während des Umschaltzeitpunktes fließen könnten.
V±n zeigt den Signalverlauf am invertierenden Eingang, d.h. dem Fehlersignaleingang 23. Vor dem Schaltzeitpunkt 8ps ist die Spannung VH wegen der Stellung der Schaltvorrichtung 70 gleich der Spannung am Fehlersignaleingang, nach dem Einschalten ent spricht diese der Spannung VLED- Dies ist durch das Zeichen „=" in Figur 26 verdeutlicht. VH wird wiederum so gewählt, dass sie möglichst ähnlich der in einem normalen Betrieb zu erwartenden LED Spannung VLED ist.
Der Fehlerkorrekturdetektor 20 vergleicht nun die Spannungen V±n am Fehlersignaleingang 23 und V±p am Referenzeingang 22 mitei nander und erzeugt daraus ein Korrektursignal Vo. Zum Schalt zeitpunkt 8ps gibt es einen kleinen Einbruch der Spannung V±p am nicht-invertierenden Eingang, der einen kleinen Peak im Korrek tursignal erhöht. Diese ist evtl, ein Simulationsartefakt, kann jedoch auch wegen einer plötzlichen Laständerung im Zweig der Stromquelle hervorgerufen werden. In jedem Fall ist das Korrek tursignal so klein und schnell, dass es keine Auswirkungen zeigt.
Der zweite Schaltzeitpunkt bei 18ps zeigt keines oder wenn nur ein deutlich geringeres Verhalten. Dennoch wird durch die Re gelung zum einschaltzeitpunkt der Fehlerdetektor in seinem Aus- steuerverhalten nicht maßgeblich beeinträchtigt, sondern er liefert durch die schnelle Rückkopplung ein präzises Korrektur signal, so dass der Ausgangstrom und Spannung schnell auf den gewünschten Wert geregelt wird und danach konstant bleibt. Die Simulation der Figur 26 zeigt in diesem Zusammenhang eine Re- gelung von weniger als 0,5ps.
Mit der vorgeschlagenen Versorgungsschaltung wird eine hochge naue Stromquelle bereitgestellt, die für eine genaue und farb- treue Ansteuerung von Leuchtdiodenanwendungen besonders geeig- net ist. Dabei kann die bereits bekannte PWM für die Kon trasteinstellung der einzelnen Leuchtdioden in einer Pixel matrix, Display oder ähnlichem weiterverwendet werden. Die Aus wirkungen der Schaltvorgänge während der Puls-Weiten-Modulation auf die Stromquelle wird durch die vorgeschlagenen Maßnahmen verringert. Dadurch lassen sich auch kleine Variationen im Be triebsstrom realisieren, die nur wenige Prozent oberhalb des Nominalwertes der Einsatzspannung liegen, ohne dass durch die Schaltvorgänge die Stabilität beeinträchtigt wird.
In einer Implementierung bietet es sich an, die Transistoren der Stromquelle auch räumlich eng zueinander aufzubauen, so dass diese thermisch stark miteinander gekoppelt sind. Für den Er satzzweig bietet es sich an, diesen mittels Si-pn-Dioden oder anderen Maßnahmen, wie Verstärker etc. auszurüsten und so das Ersatzsignal an die über den Verbraucher in einem Betrieb ab fallende Spannung anzunähern.
Zur Ansteuerung von LEDs bzw. allgemein Pixeln in einem Display beziehungsweise einer Video Wall, kann neben einer Einstellung des Storms durch die LEDs auch das Schaltverhältnis digital gesteuert werden. Bei einer digitalen Treiberschaltung mit ge ringer eigener Leistungsaufnahme, können trotz der geringen Leitungsaufnahme dennoch eine Vielzahl von optoelektronischen Elementen und insbesondere LEDs getrieben werden.
Figur 9 veranschaulicht ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform einer 6-T-Speicherzelle des statischen Direktzugriffsspeichers, SRAM-6-T-Speicherzelle 1, die zwei kreuzgekoppelte Inverter 2 als einen 1-Bit-Speicher ein schließt. Die SRAM-6-T-Speicherzelle 1 hat eine kompakte Spei chergröße im Bereich von 1,08 pm2 bis 1,7 pm2 pro Bit in 65 nm CMOS-Technologie und eine niedrige Leistung im Bereich von 0,26 pW bis 0,37 pW pro Bit.
Figur 10 veranschaulicht ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform einer Treiberschaltung 10, die so konfi guriert ist, dass sie ein optoelektronisches Element antreibt, bei dem es sich um eine LED 11 handelt. Die Treiberschaltung 10 ist vollständig digital und wird unter Verwendung der CMOS-
Technologie hergestellt. In diesem Zusammenhang zeigt Figur 10 lediglich das Schaltbild. Die LED 11 ist einem für die Erzeugung von Licht der gewünschten Wellenlänge geeigneten Materialsystem gefertigt, die Schaltung kann in einem anderen Materialsystem gefertigt sein. Für die gezeigte Funktionalität werden beide
Elemente elektrisch kontaktiert. Möglichkeiten hierzu sind in dieser Anmeldung offenbart.
Die Treiberschaltung 10 schließt zwei kreuzgekoppelte NOR-Gat- ter 12, 13 ein, die eine erste Speicherzelle oder einen Riegel bilden, der zur Steuerung des Stroms durch die LED 11 verwendet wird. Die Treiberschaltung 10 enthält zusätzliche erste Spei cherzellen, die in Figur 10 nicht gezeigt sind. Die zusätzlichen ersten Speicherzellen haben die gleiche Struktur wie die in Figur 9 gezeigte erste Speicherzelle und werden verwendet, um den Strom durch weitere LEDs zu steuern.
Jedes der NOR-Gatter 12, 13 hat zwei Eingänge und einen Ausgang. Der Ausgang jedes NOR-Gatters 12, 13 ist mit einem der Eingänge des anderen NOR-Gatters 12, 13 gekoppelt. Der andere Eingang des NOR-Gatters 12 empfängt ein Setzsignal S i, und der andere
Eingang des NOR-Gatters 13 empfängt ein Rücksetzsignal R i. Das NOR-Gatter 13 erzeugt an seinem Ausgang ein Signal Q, welches das Gatter eines Transistors 14 steuert. Die gezeigte Verschal- tung aus den beiden NOR-Gattern 12 und 13 mit ihren Eingängen
R i, S i und dem Ausgang Q entspricht einem RS-Flip-Flop . Ent sprechend kann in den gezeigten Schaltungen die so verschalteten NOR-Gatter ersetzt werden. Abhängig von seiner Gatterspannung schaltet der Transistor 14 einen Strom durch die LED 11 ein oder aus. Der Strom wird durch einen Transistor 15 erzeugt. Die LED 11 und die Kanäle der Transistoren 14, 15 sind zwischen einer Versorgungsspannung VDD und Masse GND in Reihe geschaltet. Die Treiberschaltung 10 schließt ferner zwei Pull-Up-PMOS-Transistoren 16, 17 ein, die jeweils mit den Transistoren 18, 19 gekoppelt sind. Die Tran sistoren 16, 17 empfangen an den Gatteranschlüssen ein Signal nicht-S i bzw. ein Signal nicht-R i.
Die LED 11 ist zusammen mit anderen LEDs in einem Pixelarray angeordnet. Jede der LEDs ist mit einer Treiberschaltung ver bunden, wie in Figur 10 gezeigt. Um die Auswahl einer Zeile i zu ermöglichen, sind die Transistoren 18, 19 jeweils mit den NOR-Gattern 12, 13 gekoppelt. Die Transistoren 18, 19 werden durch ein Zeilenauswahlsignal Zeile i an den Gatteranschlüssen gesteuert. Außerdem sind Pull-Down-Widerstände 20, 21 bereit gestellt, um Zustände der kreuzgekoppelten NOR-Gatter 12, 13 zurückzuhalten. Wenn das gesetzte Nicht-Signal S i (aktiver niedriger Satz) durch das NOR-Gatter 12 empfangen wird, wird der Ausgang des NOR-Gatters 13 in einen hohen Zustand getrig gert. Die kreuzgekoppelten NOR-Gatter 12, 13 halten den hohen
Zustand, bis sie durch das vom NOR-Gatter 13 empfangene Rück setzsignal nicht-R i (aktiver niedriger Satz) in einen niedri- gen Zustand zurückgesetzt werden.
Figur 11 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Aus führungsform einer optoelektronischen Vorrichtung 30. Die opto elektronische Vorrichtung 30 schließt ein Pixelschaltungsarray 31 ein, das ein Array von LED-Treiberschaltungen 10 umfasst, wie in Figur 10 gezeigt. Das Array schließt als Beispiel 2K Zeilen und 2K Spalten ein. Jede Treiberschaltung 10 ist mit einer jeweiligen LED verbunden. Außerdem ist das LED-Array aus einem anderen III/IV-Materialchip und jede LED in dem Array ist mit jeder Pixeltreiberschaltung an dem Drain des Transistors 14 in Figur 10 verbunden.
Ein Zeilendecoder und Treiber 32 wählt nacheinander die Zeilen Zeile 1 bis Zeile 2K aus. Die PWM-Signale, die den Strom durch die LEDs steuern, werden von N ladbaren 8-Bit-Zählern 33 er zeugt, wobei N für dieses Beispiel 2K ist. Die N Zähler 33 erzeugen die gesetzten Signale S i und die Rücksetzsignale R i (oder alternativ die Signale nicht-S i und nicht-R i) für N Spalten von Pixeln gleichzeitig pro ausgewählter Zeile. Wenn Pixelpulsbreitenwerte, d. h. 8-Bit-Pixel-Grau-Daten, in die
Zähler 33 geladen werden, werden die gesetzten Signale S i ak tiviert, um den Pixelstrom einzuschalten, und die Zähler 33 beginnen mit einer Pixeltaktfrequenz von beispielsweise zwi schen 40 MHz bis 100 MHz. Wenn die Zähler 33 die Pixeldatenwerte erreichen, werden die Rücksetzsignale R i aktiviert, um den Pixelstrom auszuschalten.
Ferner gibt es einen 9-Bit- (MSB ) -Zähler 34, der die globale oder gemeinsame Dimmung für das Pixelarray erzeugt. Die in den Zähler 34 geladenen 9-Bit-Pixel-Dimmdaten bestimmen somit die Hellig keit des Hintergrundes des Pixelarrays . Wenn die Dimmpulsbreite null ist, dann wird eine Zeilenabtastung durchgeführt, so dass die Pixel in den Zeilen aufleuchten. Andernfalls wird zuerst eine globale Pixelbeleuchtung durchgeführt, dann eine zeilen- weise Abtastung. Die von den Zählern 33 erzeugten Setzsignale S i und Rücksetzsignale R i und die von dem Zähler 34 erzeugten globalen oder gemeinsamen Dimmsignale werden N Puffern und Mul tiplexern 35 zugeführt, welche die Signale an die Spalten des Pixelschaltungsarrays 31 weiterleiten.
Die globalen Dimmdaten können auch mit den Graustufendaten in der Video-/Bildsignalprozessor-IC oder durch die LED-Treiber- IC kombiniert werden, so dass kein separater globaler Dimmpuls benötigt wird und dann nur die Graustufendaten zeilenweise ak- tualisiert werden. Die Zähler 33, 34 werden durch ein Signal
Laden Zähler gesteuert. Ferner empfangen die Zähler 33 ein Takt signal clk. Der Zähler 34 empfängt ein Taktsignal clk-MSB.
Um dunkle Pixel auszugattern, kann die Treiberschaltung für jede LED eine zweite Speicherzelle oder einen Riegel einschließen. Figur 12 veranschaulicht ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform einer Treiberschaltung 40, die auf der in Figur 10 veranschaulichten Treiberschaltung 10 basiert. Die Treiberschaltung 40 schließt eine erste Speicherzelle 41 und eine zweite Speicherzelle 42 ein. Sowohl die erste Speicherzelle 41 als auch die zweite Speicherzelle 42 weisen einen Setzeingang
S, einen Rücksetzeingang R und einen Ausgang Q auf. Ferner ist der Rücksetzeingang R der ersten Speicherzelle 41 mit dem Setz eingang S der zweiten Speicherzelle 42 verbunden. Die Ausgänge Q der ersten und der zweiten Speicherzelle 41, 42 sind mit Eingängen eines UND-Gatters 43 verbunden. Der Ausgang des UND- Gatters 43 ist mit dem Gatter des Transistors 14 verbunden.
Wie aus dem in Figur 12 gezeigten Funktionszeitdiagramm er sichtlich ist, wird zu Beginn jedes Rahmens ein globales Zu- rücksetzen durchgeführt, so dass alle Pixel dunkel sind. Dann wird ein globales Setzsignal S d an die gesetzten Eingänge S der zweiten Speicherzellen 42 angelegt, um alle Pixel zu "nor malen Pixeln" zu machen. Anschließend werden die zweiten Spei cherzellen 42 des Pixelschaltungsarrays zeilenweise geladen o- der zurückgesetzt, um selektive dunkle Pixel zu implementieren. Eine Ausführungsform der optoelektronischen Vorrichtung schließt einen räumlichen Mittelungspixelvorspannungsstrom ein. Die optoelektronische Vorrichtung schließt einen globalen N- Bit-Digital-Analog-Wandler, DAC, ein, der einen Pixelstrombe- reich von beispielsweise 22 nA bis 1 mA abdeckt. Wie in Figur 13 veranschaulicht, werden periphere identische Vorspannungs ströme summiert, um eine räumliche Mittelungsvorspannung zu er zeugen . Das Ein- und Ausschalten des Pixelstroms wird durch den Zustand der zweiten Speicherzelle oder des Riegels für dunkle Pixel und das PWM-Signal für normale aktive Pixel gesteuert. Figur 14 veranschaulicht ein Funktionszeitdiagramm der optoelektroni schen Vorrichtung. Line 1 des Funktionszeitdiagramm zeigt die Dauer eines Frames. Während des Frames wird auf der Anzeige ein Inhalt, beispielsweise eine Videosequenz, gezeigt.
Zu Beginn des Frames wird ein globales Zurücksetzen durchge führt, so dass alle Pixel der Anzeige dunkel sind (siehe Linie 2) . Dann werden dunkle Pixel zeilenweise geladen, so dass diese
Pixel während dieses Frames permanent dunkel sind (siehe Linien 3 bis 4) . Anschließend wird eine globale Dimmung angewendet, um sicherzustellen, dass der Hintergrund die gleiche Helligkeit hat (siehe Linie 5). Dann werden Graustufendaten geladen, um die PWM-Signale zu erzeugen, die bei Zeile 1 beginnen und bei Zeile 2K enden (siehe Linien 6 bis 7) . Schließlich zeigt Linie 8, wann die Pixel eingeschaltet sind. Nachdem der Rahmen beendet ist, beginnt der nächste Rahmen. Figur 15 veranschaulicht ein schematisches Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausführungsform einer Treiberschaltung 50, die konfiguriert ist, um die LED 11 anzutreiben. Die Treiberschaltung 50 ist vollständig digital und benötigt noch weniger Fläche als die in Figur 10 darge stellte Treiberschaltung 10. In der Treiberschaltung 50 schließt die erste Speicherzelle einen NMOS-Transistor 51 und einen PMOS-Transistor 52 ein, die zwischen der Versorgungsspannung VDD und Masse GND in Reihe geschaltet sind, was bedeutet, dass die Kanäle der beiden Tran sistoren 51, 52 in Reihe geschaltet sind. Zusätzlich ist ein Eingang eines Inverters 53 zwischen die Transistoren 51 und 52 geschaltet. Der Ausgang des Inverters 53 ist mit den Gattern der Transistoren 51, 52 verbunden.
Ferner sind ein NMOS-Transistor 54 und ein PMOS-Transistor 55 zwischen der Versorgungsspannung VDD und Masse GND in Reihe geschaltet. Die Transistoren 54, 55 empfangen an ihren Gatter anschlüssen ein Setzsignal S1 bzw. ein Rücksetzsignal nicht-Rl . Um dunkle Pixel auszugattern, schließt die Treiberschaltung 50 eine zweite Speicherzelle oder einen Riegel ein, das die gleiche Struktur wie die erste Speicherzelle aufweist und ebenfalls in Figur 15 veranschaulicht ist. Die zweite Speicherzelle schließt einen NMOS-Transistor 56 und einen PMOS-Transistor 57, die in Reihe geschaltet sind, einen Inverter 58 sowie einen NMOS-Tran sistor 59 und einen PMOS-Transistor 60, die in Reihe geschaltet sind, ein.
Die Transistoren 59, 60 empfangen an ihren Gatteranschlüssen ein Setzsignal S2 bzw. ein Rücksetzsignal nicht-R2. Der Ausgang des Inverters 53 der ersten Speicherzelle erzeugt ein Signal Ql und der Ausgang des Inverters 58 der zweiten Speicherzelle er- zeugt ein Signal Q2. Die Signale Ql und Q2 werden in die Eingänge eines NAND-Gatters 61 eingespeist. Ein Inverter 62 ist strom abwärts des NAND-Gatters 61 angeordnet, und der Ausgang des Inverters 62 ist mit dem Gatter des Transistors 14 gekoppelt, der den Strom durch die LED 11 in Abhängigkeit von seiner Gat- terspannung ein- und ausschaltet.
Das oben gezeigte Funktionszeitdiagramm von Figur 15 macht deut lich, dass ein globales Zurücksetzen zuerst durchgeführt wird, indem das Rücksetzsignal nicht-Rl an die erste Speicherzelle angelegt wird. Dann wird das Setzsignal S1 angelegt, um die erste Speicherzelle an dem Ausgang Ql in den hohen Zustand zu triggern. Die erste Speicherzelle hält den hohen Zustand, bis sie durch das Rücksetzsignal nicht-Rl in den niedrigen Zustand zurückgesetzt wird. Ein unteres Funktionszeitdiagramm von Figur 15 zeigt die Funktion der zweiten Speicherzelle während des
Ladens dunkler Pixel. Zuerst wird ein globales Setzsignal durch die Signale S2 angelegt. Dann werden dunkle Pixel zeilenweise durch das Rücksetzsignal nicht-R2 geladen. Figur 16 veranschaulicht ein schematisches Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausführungsform einer Treiberschaltung 70, die eine Variation der in Figur 15 gezeigten Treiberschaltung 50 ist. Die Treiberschaltung 70 enthält die gleichen ersten und zweiten Speicherzellen wie die Treiberschaltung 50, jedoch ent- hält die Treiberschaltung 70 kein NAND-Gatter zur Kombination der Ausgangssignale der ersten und zweiten Speicherzellen. Stattdessen umfasst die Treiberschaltung 70 einen zusätzlichen NMOS-Transistor 71, der in Reihe mit dem Transistor 54 geschal tet ist. Insbesondere ist der Transistor 71 zwischen dem Tran- sistor 54 und Masse GND angeordnet. Das Gatter des Transistors
71 wird durch das Ausgangssignal Q2 der zweiten Speicherzelle gesteuert .
Figur 27 illustriert eine Ausführung einer analogen Rampe zur Stromsteuerung in Form einer Steuerschaltung 2500, die einen Pixeltreiber beinhaltet. Sie ist in einem Halbleitermaterial gebaut und benutzt verschiedene hier beschriebene Techniken. Ein derartiges Konzept basiert auf einer analogen Rampe zur Lichtsteuerung, ist mit einer geringen Anzahl an Bauelementen realisiert und zeigt im Betrieb eine Hysterese, die Rauschen reduzieren wird so wie Doppelpufferung möglich macht. Doppel pufferung erlaubt längere Arbeitszyklen, was den Gesamtleis tungsverbrauch reduziert. Dieser Aspekt kann von Vorteil sein, insbesondere, wenn er mit weiteren Leistungssparfunktionen kom- biniert wird.
Die Steuerschaltung weist einen Pixeltreiber als eine Kombina tion eines Pulsgenerators 2530 mit einem Spaltendatenpuffer als Eingangsstufe auf. Ein gemeinsamer Rampengenerator 2502, der auch für mehrere Pixel 2506, z.B. einer Zeile oder Spalte be nutzt werden kann, ist in dieser Ausführung Teil der Steuer schaltung. Die Steuerschaltung ist mit seinen Ausgang 2521 ge koppelt an einen Steuereingang einer anpassbaren Stromquelle eines LED Pixels. Die Stromquelle kann selektiv aktiviert und deaktiviert werden basierend auf einem Pulssignal DW, das an den Steuereingang der anpassbaren Stromquelle angelegt wird. Als Antwort auf das Pulssignal DW ist die LED angeschaltet oder ausgeschaltet. In einer alternativen Ausführung kann die Strom quelle durch einen Schalter oder ähnliches Element ersetzt sein, um zu garantieren das die LED selektiv an oder ausgeschaltet wird. Die Pulslänge von Signal DW korrespondiert mit der Hel ligkeit des LED Elements des Pixels.
Die Steuerschaltung 2500 weist ein Zeilenauswahleingang 2503 für das Zeilenauswahlsignal RS und ein Spaltendateneingang 2504
für das Datensignal AV auf. Diese Eingänge sind ähnlich dem konventionellen Ansatz und tatsächlich können sie auf ähnliche Art benutzt werden. Die Steuerschaltung weist auch einen Trig gereingang 2501 für ein Trigger- oder "ramp start" Signal RaS und einen Rampensignaleingang 2505 für ein Rampensignal.
Ähnlich der konventionellen Zelle wie in Figur 42 gezeigt, ist der Spaltendateneingang über einen Schalter 2510 mit einem Kon densator 2509 verbunden, um Dateninformation zu speichern, die mit der Helligkeit der LED innerhalb des Kondensators 2509 kor respondiert .
Schalter 2510 ist wie hier beschrieben als ein Feldeffekttran sistor in Si-Technologie oder auch in Ga- oder In-Technologie implementiert. Das Gate oder Steuereingang von Schalter 2510 ist mit dem Zeilenauswahleingang verbunden, um das Zeilenaus wahlsignal RS zu erhalten. Während jedoch der konventionelle Ansatz, die im Kondensator gespeicherte Ladung benutzt, um den Strom direkt durch die lichtemittierende Vorrichtung zu steu- ern, wird Kondensator 2509 zusammen mit Schalter 2510 als ein Eingangspuffer benutzt. Der Ausgang 2511 des Eingangspuffers und insbesondere der Kondensator und der Schalter sind mit dem Pulsgenerator 2530 verbunden, um einen Puls zu erzeugen. Pulsgenerator 2530 weist einen Komparator 2508 auf, der zum Beispiel einen differentiellen Verstärker und eine als RS-Flip- Flop implementierte Ausgangspufferstufe 2507 enthält, dessen Verhalten mit NOR und NAND Gates ausgedrückt werden kann. Der differentielle Verstärker ist in der gleichen Technologie wie der Schalter 2510 realisiert. Dazu kann er beispielsweise Tran sistoren wie in dieser Anmeldung beschrieben umfassen. Der in vertierende Eingang 2511 des Komparators ist mit dem Kondensator 2509 verbunden, der nichtinvertierende Eingang 2512 ist verbun den mit den Rampeneingangssignal 2505. Komparator 2508 kann
selektiv ausgeschaltet werden, um den Leistungsverbrauch wie später im Detail erklärt zu reduzieren.
Komparator 2508 stellt ein Statussignal oder Vergleichsergebnis CS an seinem Ausgang bereit. Der Ausgang des Komparators ist direkt verbunden mit dem Reset-Eingang R des RS-Flip-Flops 2507. Der set-Eingang S ist verbunden mit dem Triggereingang 2501.
Der Betrieb der Steuerschaltung wird in Bezug auf die in Figur 28 über die Zeit illustrierten verschiedenen Signale näher er läutert. Es sein hierzu angenommen, dass das Zeilenauswahlsig nal RS angelegt wäre und eine konstante Ladung auf den Konden sator 2509 geladen wird. Ein konstantes Signal IS ist an den nichtinvertierenden Eingang des Komparators (entspricht Refe- renz 2512) angelegt. Signal IS korrespondiert mit der Helligkeit der mit der Steuerschaltung assoziierten LED.
Zum Zeitpunkt TI wechselt das Triggersignal RaS von einem nied rigen Pegel LOW auf einen hohen Pegel HIGH und nachfolgend geht der Set-Eingang S des RS-Flip-Flops 2507 ebenfalls auf HIGH. Zum Zeitpunkt T3 wird das Triggersignal RaS wieder auf den Pegel LOW wechseln. Das Rampensignal Rsig ist zur selben Zeit TI angelegt. Rampensignal Rsig ist linear ansteigend über die Zeit, in der der Trigger HIGH ist. Das heißt, Rampensignal Rsig star- tet von einem ersten Wert, der mit LOW korrespondiert, und steigt auf einen zweiten Pegel, d.h. den HIGH-Pegel. Rampensig nal Rsig ist auch an den nichtinvertierenden Eingang des Kom parators angelegt. Während der Zeitperiode von TI nach T2 ver gleicht der Komparator das im Kondensator 2509 gepufferte Signal IS mit Rampensignal Rsig. Solange das Signal an dem nichtinver tierenden Eingang niedriger ist als der invertierende Eingang bleibt das an den Reset-Eingang R des RS-Flip-Flops angelegte Ausgangssignal LOW. Zum Zeitpunkt T2 empfängt der Reset-Eingang R die steigende Flanke des Ergebnissignals CS, wenn der Ausgang
des Komparators von LOW auf HIGH wechselt. Zu der Zeit wird das Rampensignal höher als das gepufferte Signal IS.
Als ein Ergebnis dieses Übergangs setzt der Ausgang Q des RS- Flip-Flops ab dem Zeitpunkt T2 das Steuersignal DW für die Stromquelle auf LOW Wert zurück. Es wird so ersichtlich, dass der Zeitpunkt T2, bei dem das Ausgangsignals DW die Stromquelle wieder abschaltet somit von der im Kondensator 2509 gespeicher ten Ladung abhängt, sofern eine gleichmäßig ansteigende Rampe Rsig vorausgesetzt wird. Damit wird durch das Rampensignal RSig und dem Signal IS ein Puls definiert, dessen Länge im Wesent lichen der Zeitdauer von TO bis T2 entspricht.
Zum Zeitpunkt T3 geht das Triggersignal von HIGH nach "LOW". Zum selben Zeitpunkt wird das Rampensignal ausgestellt, was den Komparator veranlasst ein "LOW" Signal auszugeben. Deshalb wer den beide Signale am R und S Eingang zu LOW übergehen. Wegen einer kleinen Hysterese in dem Komparator wird der Übergang für das Triggersignal am Eingang S ein wenig schneller sein, was das Flip-Flop veranlasst, unabhängig von dem Übergang von Signal CS am Eingang R das Ausgangsignal DW aus LOW zu belassen. Zum Zeitpunkt T5 wiederholt sich Triggersignal RaS am Eingang S. Ebenso beginnt das Rampensignal Rsig erneut bei seinem Start wert .
Der Zeitraum zwischen Zeit T3 bis T5 ist die Austastzeit, die für die Umprogrammierung der entsprechenden Spalten in jeder Reihe benutzt wird. Zu diesem Zweck wird das Zeilenauswahlsignal zum Zeitpunkt T7 getriggert, was die Spaltendatenleitung über den Schalter 2510 mit dem Kondensator verbindet. Der Kondensator 2509 wird dann auf einen neuen Wert geladen oder entladen. In dem vorliegenden Beispiel wird der Kondensator 2509 auf einen viel kleineren Wert entladen, der mit einer verschiedenen (ge ringeren) Helligkeit korrespondiert. Das Wiederaufladen ist zum Zeitpunkt T7 initiiert und endet zum Zeitpunkt T4, zu der das
Zeilenauswahlsignal RS wieder auf LOW geht, wobei es den Schal ter öffnet. Eine andere Reihe kann angesprochen und umprogram miert werden während des Zyklus für die vorliegende Reihe zum Zeitpunkt T5 wieder startet.
Wegen des niedrigeren Pegels für Signal IS, wechselt der Kom parator 2508 nun in dem neuen Zyklus seinen Ausgang viel früher zum Zeitpunkt T6. Folglich fällt Ausgang Q zu "LOW" zum Zeit punkt T6, was viel kürzer ist als für die vorangegangene Zeit- periode des Triggersignals RaS . Der Ausgang Q mit seinem Steu ersignal DW steuert den Strom durch die damit gekoppelte LED. Je länger das Ausgangssignal DW auf HIGH verharrt, desto länger fließt ein Strom durch die LED, was zu einer großen Helligkeit für die entsprechende Farbe führt. Komparator 2508 und viel- leicht auch das RS-Flip-Flop können während der Umprogrammie rung und der Austastungszeit ausgeschaltet sein, um den Leis tungsverbrauch zu reduzieren. Zu diesem Zweck weist zumindest der Komparator eine Leistungssteuereinheit 2520 auf, die mit dem Triggereingang verbunden ist. Solange das Triggersignal Rsig HIGH ist, ist der Komparator 2508 mit Strom versorgt, um seinen Betrieb durchzuführen. Während der Abtastungszeit ist er als Antwort auf das Triggersignal ausgeschaltet.
Da in einigen Beispielen die Abtastungszeit signifikant länger sein kann als die aktuelle Zeit für das Triggersignal, kann der ganze Pulsgenerator ausgeschaltet sein.
In einer alternativen Ausführung wird wieder Bezug genommen auf Zeit T2 in Figur 28. Der Komparator schaltet sein Ausgangsignal CS von LOW nach HIGH, sobald das Rampensignal die Schwelle des gepufferten Signals IS erreicht. Triggersignal S ist noch auf HIGH, was das RS-Flip-Flops veranlasst, das Ausgangssignal auf LOW zu schalten. Wie man sehen kann, bleibt der Ausgang Q un abhängig vom Pegel an dem Reset-Eingang R auf LOW. Deswegen könnte der Komparator nach einem Rücksetzen wegen des Übergangs
des Signals am Eingang R ausgeschaltet werden. In einigen Va rianten kann die Leistungssteuerungseinheit 2520 an den Ausgang Q gekoppelt sein, um die Stromversorgung des Komparators auf Grundlage des Zustands des Ausgangs Q zu steuern.
Segmentierung und zusätzliche Rampen können benutzt werden, wenn verschiedene Zeilen angesprochen werden. Dies würde es erlau ben, eine räumlich-zeitliches Multiplexing zu implementieren, was die Erzeugung von Stromspitzen reduziert und zu einem we- niger variierenden Leistungsverbrauch führt. Während in dem vorliegenden Beispiel Signale an spezifische Eingänge am Kom parator angelegt wurden, kann der Fachmann erkennen, dass die Gestaltung dieses Prinzips geändert werden kann. Zum Beispiel können invertierender und nichtinvertierender Eingang ausge- tauscht werden, was zu einem inversen Verhalten führt. Das RS- Flip-Flop erfordert zwei Transistoren und Widerstände, was eine kleine Asymmetrie während des Designs in dem RS-Flip-Flop (z.B. durch Anpassung des Wertes von einem Widerstand) implementiert, passt das Schaltverhalten an und wird Undefinierte Zustände verhindern.
Bei einigen Displays beziehungsweise Video Walls kann es zu einzelnen Pixelfehlern kommen, bei denen die LEDs beschädigt sind. Derartige Fehler lassen sich nicht vermeiden. Jedoch ist eine Reparatur eines Displays beziehungsweise einer Video Wall nur mit einem sehr großen Aufwand möglich. Daher wird vorge schlagen, nicht nur Subpixel redundant auszulegen, d.h. mehr als ein Subpixel der gleichen Farbe vorzusehen, sondern redun dante LED Zweige mit Auswahlsicherung bereitzustellen. Diese redundanten Pixel können zudem an die gleiche Stromquelle an geschlossen sein. In einem Test wird nun die Funktionsfähigkeit einer jeden LED geprüft. Sofern die Prüfung zwei funktionsfähige LEDs ergibt, kann eine davon gezielt deaktiviert werden, um Farbänderungen oder Helligkeitsverlust der anderen Led aufgrund des unterschiedlichen Stromflusses auszugleichen. Wird hingegen
ein Fehler detektier, so wird die redundante LED weiterverwen det .
Figur 29 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer vorgeschlagenen Vorrichtung, die derartige Redundanz bei gleichzeitiger Aus wahlsicherung bereitstellt. Die Darstellung zeigt zwei Pixel zellen mit jeweils einem ersten und zweiten Zweig, der je eine LED Dia bzw. Dlb aufweist. Die LED Dia und Dlb sind an einen gemeinsamen Bezugspotentialanschluss GND angeschlossen. Ihre anderen Anschlüsse sind jeweils mit einer elektronischen Siche rung Fa und Fb verbunden. Diese sind beispielsweise eine Schmelzsicherung, welche aufschmilzt wenn der Strom durch die Sicherung groß genug wird. Der zweite Zweig, d.h. der Zweig mit der Sicherung Fb und der LED Dlb zeigt außerdem ein Einpräge- Bauelements EPT. Diese ist in der Ausführung als MSOFET Tran sistor ausgeführt und mit seinem Drainanschluss zwischen Siche rung und LED geschaltet. Sein Sourcekontakt geht an das gemein same Bezugspotential, dem Gate ist das Auswahlsignal Vburn über die Einprägesignalleitung EP die zuführbar. Grundsätzlich kön nen mittels der Einprägesignalleitung EP je nach Verschaltung Zeilen oder alternativ Spalten adressiert, angesteuert oder ausgewählt werden.
Zudem umfasst die Pixelzelle eine 2T1C Schaltung mit einem stromtreibenden Transistor TI . Dieser ist einerseits an das Versorgungspotential angeschlossen und andererseits mit dem ersten und zweiten Zweig und dessen Sicherungen Fa und Fb ver bunden. Ein Ladungsspeicher C ist mit dem Gate des ersten Tran sistors TI sowie mit dem Sourceanschluss des ersten Transistors TI elektrisch verbunden. Weiterhin umfasst die „tlC Zelle auch noch einen Transistor T2, der zwischen den Datenanschluss Vdata und das Gate des Transistors TI geschaltet ist. An seinem Gate kann das Auswahlsignal zugeführt werden.
Für je eine Farbe eines Pixels können zwei jeweils elektrisch in Serie zu einer elektrischen Sicherung Fa und Fb angeschlos sene LEDs Dia und Dlb, vorgesehen sein. Auf diese Weise wird für jedes Pixel eine Redundanz bei allen Subpixeln erzeugt.
Für den Fall, dass LEDs jeweils entlang einer Zeile und entlang einer Spalte an einer gemeinsamen Einprägesignalleitung EP elektrisch angeschlossen sind, kann jede Pixelzelle beispiels weise einer Spalte mittels einer gemeinsamen Versorgungsleitung zu einem auf einem gemeinsamen Träger außerhalb des aktiven Displays angeordneten Schalttransistor an den Versorgungspoten tialanschluss VDD elektrisch angeschlossen und adressierbar sein. Sicherungen einer Spalte können so ausgelöst beziehungs weise zum Schmelzen gebracht werden.
Im Folgenden wird die Funktionsweise dieser Schaltung näher erläutert .
In einem ersten Fall sei eine der beiden LEDs defekt und zwar dergestalt, dass sie „OPEN" ist, also durch die defekte LED kein Stromfluss stattfindet. Dann ergibt der Test ein entsprechendes Resultat und die jeweils andere LED wird automatisch verwendet. Hingegen kann auch ein „SHORT" d.h. ein Kurzschluss vorliegen. Wenn dieser Kurzschluss ist der Widerstand durch die kurzge- schlossene Diode sehr gering, so dass der Strom über die jewei lige Sicherung deutlich größer wird. Dadurch wird diese bei einem SHORT ebenfalls durchtrennt.
Ein dritter Fall betrifft die Situation, dass beide LED erwar- tungsgemäß funktionieren. In diesem Fall teilt sich der Strom der Stromquelle auf beide Zweige auf, womit es zu einem Farb fehler kommen kann. Die dominante Wellenlänge ist dabei abhängig vom gewählten Strom. Daher wird in einem solchen Fall das Signal Vburn (hohes Potential, z.B. VDD) angelegt, so dass das Ein-
präge-Bauelements EPT leitend wird. Bei gleichzeitig voll durch geschaltetem Transistor TI durch ein entsprechendes Signal auf der Daten- und Auswahlleitung liegt so an der Sicherung ein hohes Potential an. Der daraus resultierende hohe Stromfluss zerstört die Sicherung Fb, so dass die Diode Dlb sicher getrennt wird .
Bei einer Ausgestaltung in PMOS Technologie vertauschen sich die Potential und Signale in ihrer Polarität entsprechend.
Die Sicherung kann als ein Metallstreifen mit verschiedenen Breiten ausgebildet sein. Eine Länge kann beispielsweise 33 [pm] , eine Breite an einem Längsende 20 [pm] , an dem anderen Längsende 9 [pm] und in einem 12 [pm] langen Mittelbereich 2 [pm] sein. Die Längsenden können quadratisch und rechteckig geschaffen sein und Durchgänge aufweisen. Das quadratische Längsende kann in Richtung zu dem Transistor TI und das recht eckige Längsende kann zu einer Leuchtdiode hin ausgebildet sein. Ein Material kann beispielsweise IGZO sein.
Anstelle von den oben erwähnten Metallstreifen kann auch ein Dünnschichttransistor insbesondere in Dioden-Verschaltung ver wendet werden, bei der Gate und Source dauerhaft elektrisch verbunden sind. Jede LED kann mit einem eigenen Dünnschichttra- nsistor versehen werden. Dieser kann sowohl als regelbare Strom quelle sowie als elektrische Sicherung fungieren. Durch ein Signal kann der Dünnschichttransistor beispielsweise auf Null potential gezogen werden, so dass dieser infolge des erhöhten Stromflusses durchbrennt und die LED weggeschalten wird. Grund- sätzlich sind alle bekannten elektrischen Sicherungsarten an wendbar. Ein Aktivieren oder Auslösen muss die Sicherung nicht zerstören, aber auf jeden Fall die zugeordnete LED sicher strom los schalten.
Auf diese Weise kann ein End-of-Line-Test ohne zusätzliche Pro zessschritte wie beispielsweise ein Laser-Schneiden oder Ver gleichbares durchgeführt werden. Es ist zudem eine Kombination mit Einpräge-Dioden als Einpräge-Bauelemente möglich.
Figur 29 zeigt auf der rechten Seite eine Nachbarzelle einer ersten Pixelzelle. Je Zeile können eine Auswahl-Signalleitung Vsel eine Einpräge-Signalleitung EP und eine Datensignalleitung Vdata angeschlossen sein. Die Auswahl-Signalleitung erzeugt mit Vsel und Vdata ein Signal zur Auswahl der betreffenden Zeile zum Aktivieren der dazugehörigen Sicherungen. Die Einpräge-Sig nalleitung EP stellt eine Durchschmelzspannung V burn zum Er zeugen eines Durchschmelzstromes I burn bereit.
Figur 30 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer vorge schlagenen Vorrichtung, bei der die Anordnung zwischen Strom quelle und LEDs vertausch sind. Während in Figur 29 eine Aus gestaltung mit einer Common-Kathode gezeigt ist, ist in Figur 30 eine Common-Anoden Anordnung mit den LEDs dargestellt.
Die Anodenanschlüsse der LEDs Dia und Dlb sind an den Versor gungspotentialanschluss VDD angeschlossen. Ein erster Stromlei tungskontakt eines ersten Transistors TI ist mit dem Bezugspo tentialanschluss GND verbunden. Der Drainanschluss des ersten Transistors TI führt an den gemeinsamen Anschluss der elektri schen Sicherungen Fa und Fb . Die Auswahlhalteschaltung weist einen Ladungsspeicher C auf, der mit dem Steuerkontakt des ers ten Transistors TI sowie mit einem Sourceanschluss des ersten Transistors TI verbunden ist.
Die Funktionsweise dieser Anordnung ist ähnlich, jedoch ist der Transistor EPT zwischen die Sicherung Fb und LED Dlb und das Versorgungspotential geschaltet. Über eine Einprägesignallei-
tung EP kann eine Spannung V burn an das Gate des Einprägetran- sistors EPT angelegt und damit die elektrische Sicherung Fb, die eine Schmelzsicherung ist, zum Schmelzen gebracht werden. Figur 31 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel einer Vorrich tung mit redundanten Zweigen an LEDs, die mittels Auswahlsiche rung selektierbar sind. Im Unterschied zu der Ausführung in Figur 31 ist die Reihenschaltung aus Sicherung und LED in jedem Zweig vertauscht. Somit liegt die Sicherung direkt an dem Ver- sorgungspotentialanschluss an, die LED eines jeden Zweiges ist kathodenseitig an einen gemeinsamen Basispunkt und mit dem stromtreibenden Transistor TI verbunden. Weiterhin ist der Ein- prägetransistors EPT mit seinem Drainanschluss zwischen Siche rung Fb und LED Dlb geschaltet. Sein Sourceanschluss führt eben- falls an den gemeinsamen Basispunkt für die LEDs den Stromtrei bertransistor TI. Die 2T1C Zelle ist gleich wie in der vorhe rigen Figur aufgebaut. Zum Schmelzen der Sicherung wird die Diode Dlb mit dem Einprägetransistors EPT und dem Signal Vburn überbrückt, so dass ein hoher die Sicherung schmelzender Strom durch die Sicherung Fb fließt.
Da die Leuchtdioden hier nicht gemeinsam an die Potentialan schlüsse für VDD oder GND angeschlossen sind, ist keine gemein same Elektrode der LEDs realisierbar, d.h. eine Elektrode für mehrere Pixel. Diese Anordnung ist beispielsweise dann geeig net, wenn prozesstechnisch keine gemeinsame Elektrode erforder lich ist.
Figur 32 zeigt ein leichte Abänderung der Ausführung nach Figur 29. Hier sind zum einen die Transistoren als PMOS ausgeführt
(insbesondere Transistor TI) und der Ladungsspeicher ist zwi schen Gate und dem festen Versorgungspotential geschaltet. Vor teil dieser Ausführung ist die Unabhängigkeit der Spannung über den Ladungsspeicher im Gegensatz zu der Rausführung der Figur 29, bei der die Spannung über den Ladungsspeicher C aufgrund
der Vorwärtsspannung bzw. Änderungen derselben aufgrund von Temperaturschwankungen leicht variieren kann. Der gleiche Vor teil einer Unabhängigkeit von Temperaturschwankungen zeigt auch die Ausgestaltung der Figur 30.
Figur 33 zeigt eine weitere alternative Ausführung der Ausfüh rung der Figur 32. Das Einpräge-Bauelement ist hier eine Ein- präge-Diode EPD, die mit einem Anschluss an einem zweiten An schluss der LED Dlb, dem die Einpräge-Diode EPD zugeordnet ist, und deren anderer Anschluss an eine Einprägesignalleitung EP angeschlossen ist, mittels der eine Adressierung erfolgen kann. Nach der Figur 33 ist ein erster Anschluss der Einpräge-Diode EPD zwischen Sicherung Fb und LED Dlb und ein zweiter Anschluss der Einpräge-Diode EPD an die Einprägesignalleitung EP ange- schlossen. An letzterem wird auch die Schmelzspannung V burn angelegt, mit der die elektrische Sicherung schmilzt.
Im Betrieb erfolgt eine Selektion einer auszulösenden elektri schen Schmelzsicherung Fb mittels eines Durchschaltens des ers ten Transistors TI. Es erfolgt dazu eine entsprechende Program- mierung durch die Datenleitung Data und die Selektionsleitung Sei einer Spannung auf den Ladungsspeicher C. Der VDD-Anschluss wird im Gegensatz zu einem normalen Betrieb auf 0 Volt oder eine negative Spannung gelegt. An die Einpräge-Signalleitung EP wird dann eine Spannung V burn angelegt, die positiver als die Span- nung an VDD ist. Auf diese Weise fließt ein hoher Strom IF beziehungsweise I burn über die Einpräge-Diode EPD über die elektrische Sicherung Fb und den leitend geschalteten ersten Transistor TI, wobei die Sicherung Fb in der gewählten Pixel zelle ausgelöst wird. Die Sicherung Fb schmilzt und die dazu- gehörige Leuchtdiode Dlb wird weggeschaltet. Zudem sollte das Potenzial an dem ersten Potenzialanschluss GND idealerweise ebenso größer als 0 Volt sein, beispielsweise gleich der Schmelzspannung V burn, damit kein großer Strom über die Leucht diode Dlb oder Dia fließt und diese schädigen kann.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel fließt der für das Auslösen der elektrischen Sicherung Fb nötige Strom (IF, I burn) in die entgegengesetzte Richtung, wie er bei einem „Normalbetrieb" fließen würde. Nach diesem Verfahren im Rahmen eines EOL-Tests werden keine zusätzlichen Prozessschritte, wie es beispiels weise ein Laser-Schneiden sein kann oder Ähnliches, erforder lich.
Figur 34 zeigt eine Abänderung der Ausführung nach Figur 33, bei der die Einprägediode lediglich umgedreht wurde. Sie ist jetzt anodenseitig zwischen Sicherung Fb und LED Dlb des zweiten Zweigs geschaltet. Die Anordnung gemäß Figur 34 ist mittels PMOS-Thin-Film-Transistors als Stromtreibertransistor TI und einer gemeinsamen Kathodenanordnung für die LEDs geschaffen. Sämtliche Einpräge-Signalleitungen EP einer Zeile eines Dis plays sind hier zusammengeschaltet. Eine Selektion der auszu lösenden elektrischen Sicherung Fb erfolgt mittels Durchschal tens des ersten Transistors TI. Dazu wird der Ladungsspeicher C auf o V oder eine andere Spannung gelegt, so dass TI leitend wird. Am VDD-Anschluss liegt eine Spannung von 10 Volt oder eine andere positive Spannung gelegt. Die Spannung V burn, die an der Einpräge-Signalleitung EP angelegt wird, ist hier negativer als die Spannung am Versorgungspotenzialanschluss VDD und be trägt beispielsweise 0 Volt. Auf diese Weise fließt ein hoher Strom I burn über die Einpräge-Diode EPD, über die elektrische Schmelzsicherung Fb und den leitend geschalteten ersten Tran sistor TI, wobei die Sicherung Fb in der gewählten Pixelzelle ausgelöst und damit geschmolzen wird. Währenddessen sollte das Potenzial an dem ersten Potenzialan schluss GND idealerweise ebenso größer als das Potenzial an dem zweiten Potenzialanschluss VDD sein, damit die Leuchtdioden Dia und Dlb in Sperrrichtung geschaltet sind und damit trotz lei tendem ersten Transistor TI kein hoher Strom über die Leucht- diode Dlb oder Dia fließt und diese schädigen kann. Gemäß diesem
Ausführungsbeispiel fließt der für das Auslösen der Sicherung Fd nötige Strom (IF) I burn in die gleiche Richtung, wie er in einem „Normalbetrieb" der Anordnung fließen würde. Figur 35 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Verfahren zur elektronischen Konfiguration einer Mehrzahl von LEDs. In einem ersten Schritt S1 werden die LEDs jeweils des ersten Zweiges und des zweiten Zweiges auf ihre Funktionalität getestet. Hie raus ergeben sich mehrere Möglichkeiten, von denen die folgende die wohl am häufigste vorkommt. Bei dieser funktionieren beide LEDs erwartungsgemäß. Wenn dies der Fall ist, wird in einem zweiten Schritt S2 ein Einprägesignals an das elektronischen Einpräge-Bauelements angelegt. Sodann wird ein Strom durch den Stromtreiber oder die Stromquelle bereitgestellt, der über das nun leitende Stromeinprägeelement fließt. Der Strom ist dabei so gewählt, dass zwar die LEDs nicht beschädigt werden, die Sicherung des jeweiligen Zweiges aber zerstört wird. Dadurch wird der entsprechende Zweig deaktiviert. Bei einem Fehler hin gegen, ist lediglich eine der beiden Zweige noch funktionsfähig. Das andere ist entweder „OPEN" d.h. es fließt gar kein Strom über den fehlerhaften Zweig oder „SHORT" d.h. es liegt ein Kurzschluss vor. In letzterem kann durch den erhöhten Strom und den geringen Wiederstand in diesem Zweig die Sicherung in dem fehlerhaften Zweig zerstört werden, wodurch dieser von SHORT und OPEN wechselt die Funktion der gesamten Anordnung nicht mehr beeinträchtigt .
Durch das vorstehend beschriebene Verfahren kann die Einpräge- signalleitung als globale, das heißt, mit allen Pixeln verbun- dene Leitung ausgeführt werden. Eine Adressierung erfolgt über die Versorgungsleitung über Transistorschaltungen auf einem Pa nel außerhalb eines aktiven Displays sowie über die Auswahllei tungen und entsprechende Programmierung der Ladungsspeicher der 2T1C Zellen.
Auf diese Weise ergibt sich ein reduzierter Aufwand bei der Verdrahtung. Ebenso kann eine Reduktion der notwendigen Layers beziehungsweise Schichten erfolgen, was zu einer Reduktion der Kosten führen kann. Die Schalttransistoren müssen jedoch derart ausgeführt werden, dass diese den Strom einer Spalte tragen können. Des Weiteren ergibt sich eine erhöhte Verlustleistung im Panel beziehungsweise im gemeinsamen Träger während dieses Vorgangs . Figur 36A illustriert einen generellen Überblick über digitale und analoge Konzepte der drei wesentlichen Anteile einer LED- Anzeigenanordnung mit ihrer Hauptfunktionalität. Die Abschnitte I und II betreffen analogen Bereiche des Displays beziehungs weise einer Video Wall mit einer Vielzahl von Pixeln, die in Zeilen und Spalten angeordnet sind. Jedes Pixel 141 kann ent weder aus Subpixeln mit unterschiedlichen Farben bestehen. Al ternativ können Anzeigen mit Pixeln ähnlicher Größe verwendet werden, um die verschiedenen Farben zu erhalten. Die LED-Anzeige ist in diesem Ausführungsbeispiel als eine monolithische Anzeige implementiert, die einen ersten Substratträger umfasst, auf o- der in den die LED-Pixel integriert sind, jedoch sind auch andere Ausgestaltungen, insbesondere die hier offenbarten Aus gestaltungen denkbar. In einigen Fällen umfasst der erste Substratträger auch die Schaltung für den analogen Abschnitt II. In einer Alternative ist das Substrat der LED dünner und weist eine Vielzahl von Kontakten auf seiner Unterseite auf. Die Kontakte auf der Un terseite werden dann an einen Träger gebunden oder auf andere Weise befestigt, der den Analogabschnitt II umfasst. Alternativ kann der analoge Abschnitt II auf ein verdünntes Substrat ge züchtet werden, das auch die LED-Pixel auf der anderen Seite trägt. Ein solcher Ansatz kann eine Fehlausrichtung zwischen dem analogen Teil und den LED-Pixeln reduzieren. Andererseits
ist ein Materialsystem erforderlich, das zur Integration einer analogen Schaltung geeignet ist.
Der analoge Abschnitt II der Anordnung enthält die Steuerung für den Strom durch die jeweiligen Pixel. Zu diesem Zweck wird jedes Pixel 141 mit seinem Anodenkontakt mit einem gemeinsamen Quellenpotential 1411 in Kontakt gebracht. Die jeweilige Kathode der LED-Pixel ist mit einem einstellbaren Treiber verbunden, der im vorliegenden Fall als Stromquelle 142 realisiert ist, die im Abschnitt II integriert ihrerseits mit dem Anschluss 1412 verbunden ist. In dieser Ausführung wird so ein gemeinsamer Anodenkontakt realisiert. Deckelektroden wie in dieser Anmel dung offenbart, können eine derartige Funktion bereitstellen. Daneben existiert jedoch auch der andere Fall einer Common Ka- thode . Hierbei ist die LED zwischen Kathodenpotentialanschluss 1412 und Stromquelle angeordnet. Der Vorteil einer solchen An ordnung ist der, dass die Versorgungspannung etwas geringer sein kann und die LED keine große Eingangsspannung verarbeiten muss. Der Abschnitt II umfasst auch eine Referenzstromquelle 1410, beispielsweise einen temperaturstabilisierten Stromspiegel oder dergleichen, um den jeweiligen Stromquellen 142 den gleichen Referenzstrom zuzuführen. Während in diesem Beispiel nur eine Stromquelle gezeigt ist, können mehrere Referenzstromquellen verwendet werden, um einen jeweiligen Referenzstrom für ver schiedene Pixel zu liefern. Beispielsweise kann jede Pixelzeile einer Referenzstromquelle zugeordnet sein. Wenn solche Refe renzstromquellen umschaltbar sind, können die Stromquellen für jede Reihe periodisch ein- oder ausgeschaltet werden, wodurch der Stromverbrauch reduziert wird. In Ausgestaltungen ist der Abschnitt II in Polysilizium gefertigt, welcher somit ein an deres Materialsystem umfasst als für die Realisierung der LEDs im Abschnitt I .
Abgesehen von dem Referenzstrom, der an jede der Stromquellen 142 geliefert wird, umfassen die Stromquellen auch einen Schalt eingang, um selektiv mit jeder Stromquelle und anschließend mit jedem Pixel getrennt zu arbeiten. Durch das Umschalten der Stromquellen unter Verwendung von PWM-Techniken zum Anpassen der Helligkeit jedes einzelnen Pixels, wie erläutert, wird der Gesamtstromverbrauch weiter reduziert. Das PWM-Signal wird im digitalen Abschnitt III der Anordnung erzeugt. Der digitale Abschnitt III umfasst einen Takteingang CLK und einen Dateneingang DAT. Der Dateneingang DAT ist mit 12-Bit- Schieberegistern 148 gekoppelt, die in Reihe geschaltet sind. Das Schieberegister empfängt den ankommenden Datenstrom und liefert ein entsprechendes Wort an einen 12-Bit-Speicher 147 zum Speichern. Der 12-Bit-Speicher kann Flip-Flops oder eine ähnliche Schaltung aufweisen, um die 12 -Bit-Wörter im Speicher zu speichern. Die Speicher sind mit dem anderen Eingang jeweils eines Komparators 144 gekoppelt. Auf diese Weise kann mit einem Datenstrom eine ganze Reihe von Helligkeitswerten in den Flip- Flops des Speichers 147 zwischen gespeichert werden.
Das Taktsignal am Eingang CLK definiert den Takt für einen Zähler 149, der ein 12-Bit-Zählerwort DO..11 liefert. Das Zäh lerwort DO..11 wird an die jeweiligen Komparatoren 144 angelegt, die mit den Stromquellen 142 jedes LED-Pixels verbunden sind. In einer alternativen Ausführung können gegebenenfalls auch an dere Bauelemente beispielsweise eine Kombination verschiedener Gatter verwendet werden, die prüfen, ob das Zählerwort DO.. Dil kleiner ist als das Wort des damit verbundenen Speichers .
Im Betrieb einer derartigen Anordnung vergleicht der Komparator 144 das Zählerwort DO.. Sil mit dem Speicherwort, d.h. dem Inhalt des 12 Bit Speichers. Je nach Ergebnis, beispielsweise ob der Vergleich mit dem Komparator angibt, ob das Zählerwort DO.. Dil
größer oder kleiner ist als das Speicherwort, wird die Strom quelle ein- oder ausgeschaltet. Mit anderen Worten ergibt sich durch den Vergleich mit dem Komparator eine Pulsweite, basierend auf dem Taktsignal im Zähler 149 zum Betreiben eines jeden Pixel. Beispielsweise soll das erste Pixel in der dargestellten Kette einen dunklen Wert haben, sprich ausgeschaltet sein, das zweite einen hellen Wert oder vollständig eingeschaltet sein. Der Datenstrom hat dann folgenden relevanten String aus Nullen und Einsen in zwei Worten, aneinandergereiht in Form von „000000000000111111111111". Nachdem die Worte jeweils in einem der beiden Speichern 147 abgelegt sind, werden diese in inver tierter Form an den oben beschriebenen Komparator 144 bweiter- gereicht. Im Komparator wird der Vergleich vorgenommen. Solange das Counterwort D kleiner ist als das Speicherwort M, bleibt der Treiber angeschaltet (im Beispiel mit dem invertierenden Komparator wird somit „111111111111" und „000000000000" mit dem Zählerwort verglichen) .
Die LED Displayanordnung beziehungsweise Video Wall beinhaltet verschiedene Teile, die verschiedene Anforderungen und Ein schränkungen haben, was es schwierig macht, in einem einzelnen Halbleitermaterial implementiert zu sein.
Figur 36B zeigt eine weitere Ausführungsform über die drei Ab schnitte einer LED-Anzeigeanordnung mit ihrer Hauptfunktiona- lität. Während der erste Abschnitt im Wesentlichen der gleiche ist wie der korrespondierende Abschnitt I der Figur 36A, ist Abschnitt II leicht anders aufgebaut. Abschnitt II umfasst nun einen Demultiplexer DEMUX, der zwischen den verschiedenen Pi- xeln mit Hilfe eines höher getakteten Synchronisationssignals Sync umschaltet. Die Frequenz dieses Signals Sync hat eine hö here Frequenz als die Refreshrate und ist im abhängig von der Anzahl der Signale 01 bis 03, die vom Demultiplexer DEMUX er zeugt werden. In einer Ausgestaltung steuert der Demultiplexer alle Pixel einer Zeile oder einer Spalte an. In einer alterna- tive kann auch ein Demultiplexer für jedes Subpixel eines Pixels
verwendet werden. Ebenso sind Kombinationen hiervon möglich. Dadurch lässt sich die Anzahl der notwendigen Kontaktbereiche zwischen Abschnitt II und Abschnitt III reduzieren. Der Abschnitt III umfasst wiederum einen Multiplexer zwischen den Ausgängen der jeweiligen Komparatoren Comp D>M und dem Demultiplexer des zweiten Abschnitts II. Das Synchronisations signal Sync ist das gleiche wie für den Demultiplexer im Ab schnitt II und wird gemeinsam erzeugt. Eine weitere Änderung gegenüber der Ausführung der Figur 36A besteht darin, dass die PWM Modulation bestimmende Zählerwort (DO.. Dil) für die einzel nen Komparatoren den selbigen einzeln direkt und nicht gemeinsam zugeführt wird. Im Gegensatz zur Ausführung der Figur 36A hat die Implementierung eines Multi- und Demultiplexers den Vorteil, dass die Anzahl der Interconnects , d.h. der Anschlüsse zwischen dem rein digitalen Abschnitt III und dem Abschnitt II reduziert werden können. Demgegenüber muss ein zusätzliches höher fre quentes Synchronisationssignal über eine dieser Schnittstellen zwischen den Abschnitten III und II geleitet werden.
Figur 36C zeigt einen Funktionsschaltplan einer Ausführung ei nes bekannten Komparators, wie er in Teilen prinzipiell in der Ausgestaltung der Figur 36A und 36B einsetzbar ist. Die Schal tung stellt einen 2 BIT Komparator dar, kann jedoch auf mehrere Bits erweitert werden. In der praktischen Realisierung kann auch die invertierenden Eingänge weggelassen werden. Da zudem ein Vergleich mit dem Zählerwort stattfindet ist es ausreichend, eine Implementierung des Schaltungsteils A>B oder A<B vorzuneh men .
Figur 36D zeigt ein Zeitdiagramm für die verschiedenen Zähler worte ID bis 3D und die Speicherregister dar, wie sie für die Erzeugung des Ausgangsignals verwendet werden. Die Zählerworte DO..11 sind zeitversetzt, so dass jedes Zeitwort beginnt, wenn das vorangegangene durchgelaufen ist. Mit dem Komparator oder
einer OR Funktion wird das Ausganssignal Ol bis 03 erzeugt, welches dann dem Multiplexer zugeführt wird.
Die Displayanordnung umfasst verschiedene Teile mit unter- schiedlichen Anforderungen und Einschränkungen, die es schwie rig machen, in einem einzelnen Halbleitermaterial implementiert zu werden.
Figur 37A zeigt eine beispielhafte Schnittansicht eines Displays beziehungsweise einer Video Wall, um verschiedene Aspekte der Kontaktierung und Leitungsverläufe der einzelnen Abschnitte zu veranschaulichen. Ähnlich wie in Figur 37A oder 339B umfasst das Display einen LED-Abschnitt I, einen analogen Abschnitt II und einen digitalen Abschnitt III. Der LED-Anteil basiert auf GaN, InGaP oder einem anderen Halbleitermaterial, das geeignet ist, Licht von blauer, roter oder grüner Farbe zu emittieren. Der LED-Abschnitt I umfasst die gemeinsame Kathoden oder Anoden- (+) - Kontaktschicht 1411, die sich auf der oberen Oberfläche erstreckt und jeden der aktiven Bereiche der LED-Pixel 141 ver- bindet. Nicht dargestellt ist eine zusätzliche Auskoppel oder Lichtformungsstruktur auf der Oberfläche der Schicht 1411. Diese kann photonische Strukturen, Konverter oder ähnliches umfassen.
Die Pixel sind in einem Substrat angeordnet und voneinander optisch und elektrisch getrennt, so dass ihre Emission benach barte LED-Pixel nicht stören und die Pixel separat gesteuert werden können. Zum Beispiel können die LED-Pixel 141 unter Ver wendung der oben beschriebenen strombegrenzenden Dotierung im plementiert werden. Dabei wird der Stromfluss auf einen klei- neren Bereich durch eine Dotierung beschränkt. Die Dotierung verändert die Bandlücke, so dass die Ladungsträger effektiv eingeschränkt werden. Beispiele für derartige Einschränkungen oder andere strukturelle Maßnahmen zur Verbesserung der Quan teneffizienz und/oder Abstrahlcharakteristik sind in den ande-
ren Abschnitten offenbart. Die Pixel können auch LED-Nanostäb- chen enthalten, die in einer geschlitzten Antennenstruktur an geordnet sind, wie oben ebenfalls beschrieben. Ebenso sind Bar ren oder die weiteren in dieser Anmeldung offenbarten LED Struk turen denkbar.
Die Unterseite weist bereichsweise ein isolierendes Material auf, um Leckstrom zu vermeiden. Die Oberfläche ist in solch einer Weise geformt, dass der Bereich II ausgerichtet ist, so dass die Elemente vor allem unterhalb des jeweiligen Pixelele ments liegen. Jedes LED Pixels umfasst eine dem Bereich II zugewandte Kontaktfläche, welche die Verbindung mit dem Bereich II des LED Displays bildet.
Der analoge Abschnitt II des Displays der Figur 37A kann aus dem gleichen Halbleitermaterialsystem implementiert werden bzw. darauf basieren. Zum Beispiel können aktive und passive Kompo nenten, die für die Stromquellen verwendet werden, in GaN InGaP- oder InAlP-Systemen implementiert werden. In solchen Fällen kann das Umformen der Komponenten unter Verwendung mehrerer herkömm licher Abscheidungstechniken erreicht werden. Dies hat den Vor teil, dass Kontakte der LED-Pixel in der Grenzfläche des Ab schnitts I leicht mit den Leiterbahnen innerhalb des Abschnitts II ausgerichtet werden können. Auch Spannungen und Spannungen aufgrund unterschiedlicher Temperaturkoeffizienten können mi nimiert werden. Alternativ ist der Abschnitt II mit einem an deren Halbleitermaterial ausgebildet. Zum Beispiel sind po lykristallines Silizium oder amorphe Siliziumstrukturen geeig net und werden so verstanden, dass sie kleine Bauteile bilden. Beide Abschnitte können getrennt geformt, ausgerichtet und mit einander verbunden werden. Als weitere Alternative kann Poly siliziummaterial durch verschiedene Aufwachsverfahren auf der unteren Oberflächenschicht abgeschieden werden, um anschließend die erforderlichen Schaltungskomponenten zu bilden. Zur Verrin gerung der Spannung können auch eine oder mehrere Opferschichten
implementiert werden. Außerdem kann zuerst die Polysilizium schicht gebildet werden, und dann können die LED-Pixel unter Verwendung des gewünschten Materialsystems gebildet werden. In dem vorliegenden Beispiel werden zwar unterschiedliche Materi- alsysteme für den Bereich II und I verwendet, die Ausdehnungs und andere Parameter sind aber angepasst, so dass eine gemein same Herstellung möglich ist.
Dazu ist der Abschnitt II mit polykristallinem Silizium gefer- tigt. Polykristallines Silizium- oder amorphe Siliziumstruktu ren sind gut verstanden, um besonders kleindimensionierte Kom ponenten zu formen. Dazu wird Polysiliziummaterial auf einem geeigneten Träger aufgebracht und die notwendigen Komponenten darin ausgebildet. Für eine Reduzierung der thermischen Ausdeh- nung sind mehrere Zwischen- oder Opferschichten vorgesehen, die keine weitere Funktion übernehmen, aber die thermischen oder durch die unterschiedliche Kristallstruktur anpassen. Derartige Schichten befinden sich auch zwischen Bereich II und Bereich I. dort findet ein Wechsel des Materialsystems auf das für die LED Pixel-Herstellung vorgesehene Materialsystem statt. Anschlie ßend werden die LED Pixel gebildet.
Alternativ können alle Abschnitte auch getrennt geformt, aus gerichtet und dann zusammen gebondet werden.
Von der Komplexität abhängig enthält Bereich II wie in Figur 37A durch Elemente 151 und Verbindungsschichten 152 illustriert einen oder mehrere Transistoren, die Teil einer Stromquelle oder Schalters sind. Verbindungsschichten 152, die in einigen Schich- ten von Abschnitt II angeordnet sind, verbinden die Kontakte auf der Oberfläche von Bereich II mit den verschiedenen Kompo nenten in Bereich II. Zum Beispiel ist Kontakt 165s von Tran sistor 152 über eine Verbindungsschicht mit dem Oberseitenkon takt verbunden und mit der entsprechenden LED. Ebenso ist Gate
Kontakt 169, der das Transistorschalten oder Widerstandsverhal ten steuert, mit Kontaktschnittfläche 153 auf der Bodenoberflä che vom Anteil benachbart zum Digitalabschnitt III gekoppelt.
Digitalabschnitt III basiert auf Silizium und weist einige di gitale Schaltungen 170 auf. Er ist normalerweise getrennt ge formt und dann in einem Bondverfahren mit dem Analogbereich II elektrisch verbunden. Den Digital- und Analogbereich separat zu formen erlaubt einerseits optimierte Herstellungstechniken zu verwenden und andererseits das Testen der Analog- und LED-ab- schnitte vor dem Bonden an den Digitalabschnitt. Ähnlich dem Analogabschnitt enthält der Digitalabschnitt III einige Zwi schenverbindungen für Digital- und Analogsignale. Stromversor gung mag auch über den Digitalabschnitt III zur Verfügung ge stellt werden.
Verschiedene Aufbauten und Implementierungen können in einem Aspekt die Integration von Transistoren innerhalb des Analogan teils sein, um die Stromquelle und Steuerungsschaltung zu bil den. Figur 38 und Figur 39 illustrieren verschiedene Beispiele der Implementierung von Feldeffekttransistoren in dem Halb leitermaterial .
Figur 38 illustriert einen invertiert gestapelten mit amorphen Silizium geformten Transistor. Der Transistor weist eine aus SiN geformte isolierende Gate Schicht 155 über dem Gate Kontakt 156 auf. Der Gate Kontakt 156 ist so durch eine kleine Erhebung geformt, so dass die Gate Schicht 155 der Erhebung folgt, die einen Zentralbereich 157 und zwei geneigte Seitenwände 158 hat. Eine Schicht von amorphen Silizium 154 ist über der Gate Schicht gebildet und formt so auch einen Zentralbereich und zwei ge neigte Seiten. Die Oberfläche der amorphen Schicht 154 kann hoch n-dotiert sein, um so eine hoch n-dotierte Schicht von amorphen Silizium 151 mit einer hohen Leitfähigkeit zu bilden. Alternativ ist die hoch n-dotierte Schicht 151 auf Schicht 154 aufgebracht.
Schließlich ist eine Metallschicht auf die n-dotierte Schicht 151 aufgebracht, die sich auch auf die Seitenkanten der Sili ziumschicht 154 und SiN Schicht 155 erstreckt. Eine Lücke in der Metallschicht und der Schicht 151 teilt die Struktur und bildet dadurch einen Source- und einen Drainkontakt. Insbesondre bildet Metallschicht 152 einen Drainkontakt, während die Me tallschicht 153 den Sourcekontakt des Feldeffekttransistors bildet. Der leitende Kanal ist dann in der Polisiliziumschicht in dem zentralen Bereich zwischen Source und Drain gebildet. Die hoch n-dotierte Polysiliziumschicht 151 liefert eine gute elektrische Verbindung zu dem Kanal in Schicht 154. Diese Struk tur erlaubt es, das Gate von einer anderen Seite als Source und Drain zu kontaktieren, wobei nur wenig Platz verbraucht wird.
Figur 39 zeigt zwei Beispiele von platzsparenden Polysilizium transistoren. Die Transistoren sind auf einem Glassträger mit einer gewachsenen Si02 Schicht als Basissubstrat gebildet. Je der Transistor weist zwei hoch n-dotierte Polysiliziumbereiche 165s und 165d auf, die durch eine undotierte Polysiliziumschicht 170 getrennt sind, die zwischen den Bereichen 165s und 165d angeordnet ist. Angrenzend an den Drainbereich ist ein leicht dotierter Drainbereich 166, der zwischen Polisilizium 170 und Drain-Bereich 165d angeordnet ist.
Alternativ ist ein golddotierter Bereich 167 zwischen Polysi lizium 170 und Drainbereich 165d ausgebildet. Die Source 165s, Drain 165d und undotierte Bereiche 170 sind dann komplett be deckt durch eine Si02 Schicht, die sich auf den Seitenwänden der Bereiche 165s bzw. 165d erstreckt. Löcher sind über Bereiche 165s und 165d geätzt, um Zugang zu den Source- und Drainberei chen zu bekommen. Die Löcher sind mit einem Metall gefüllt, zum Beispiel Al, um elektrische Kontakte zu schaffen. Der Kontakt verläuft auch über die Seitenwand der Si02 Schicht und schafft so einen größeren Bereich zum Kontaktieren. In dem Zentrum über der Polysiliziumschicht 170 ist ein Gate gebildet, indem auf
die isolierende Si02 Schicht eine Aluminiumschicht 169 aufge tragen wird. Gate 169 ist elektrisch von den Metallkontakten für Source bzw. Drain isoliert. Bei herkömmlichen Schaltungen zum Steuern von LED-Anzeigen sind die Pixel in adressierbaren Zeilen und Spalten angeordnet. Jedes Pixel besteht aus einer LED einer bestimmten Farbe oder alter nativ aus einem Triplett von drei verschiedenen LEDs. Im letz teren Fall kann man sich auch auf ein Pixel beziehen, das drei Subpixel enthält, von denen jedes eine LED einer bestimmten Farbe aufweist.
Wieder verweisend auf das Beispiel der Figuren 36A oder 339B zeigt Figur 37B verschiedene Ausführungsformen für die Verbin- düng von LED Strukturen mit digitalen Schaltungsabschnitten. Dabei können die beiden Abschnitte auf verschiedenen Material systemen oder Technologien basieren. Der jeweils obere erste Abschnitt umfasst die LED Elemente bzw. Pixel oder Subpixel angeordnet in Reihen und Spalten. Je nach gewünschter Farbe kommen verschiedene Materialsystem und Technologien zum Ein satz, beispielhaft sind hier die Materialien InGaN und InGaAlP genannt. In einem ersten Beispiel wird der Wafer oder die LED- Struktur mit Hilfe eines W2W-Verfahren (Wafer to Wafer) mit einem Wafer basierend auf kristallinem Silizium verbunden wel- eher den Digitalen Schaltungsabschnitt und auch eventuell not wendige analoge Abschnitte umfasst. Im Beispiel der Figur 36B wird der Abschnitt I durch den oberen Wafer realisiert, der untere Wafer umfasst die Abschnitte II und III. In dem zweiten Beispiel der Figur 37B wird auf die Unterseite des ersten Wafers mit dem ersten Abschnitt Dünnfilmschichten aus Polykristallinem Silizium bei niedrigen Temperaturen abgeschieden. In diesem Ab schnitt werden entweder reine Interconnects zur Verbindung mit dem digitalen Abschnitt III vorgesehen oder zusätzlich Treiber schaltungen oder andere Bestandteile zur Ansteuerung der LEDs untergebracht. In diesen beiden Beispielen werden die Wafer
gemeinsam miteinander verbunden, um das gewünschte Display oder die Matrix zu fertigen. Eine alternative Ausführung zeigt hin gegen das dritte Beispiel, bei dem einzelne Chip mit digitalen Schaltkreisen vorgesehen sind und mit dem Abschnitt II in Wirk- Verbindung stehen. Die Chips umfassen beispielsweise Zeilen und Spaltentreiber zur Ansteuerung von Teilen des Displays.
Figur 41 zeigt hierzu eine weiter unten näher beschriebene Aus führungsform. Auf diese Weise lassen sich einzelne Teile des Displays separat ansteuern. Zudem erlaubt eine derartige Sepa rierung in der Fertigung, einzelne fehlerhafte Schaltungen aus zusondern, ohne gleich bei einem Fehler in einem Element der digitalen Schaltung im Abschnitt III den ganzen Wafer austau- schen zu müssen.
Unter den analogen Abschnitten sind zusätzlich neue Konzepte für die Implementierung von digitalen Ansteuerkonzepten erfor derlich. In konventionellen Schaltungen zur Steuerung von LED Anzeigen sind die Pixel in adressierbaren Zeilen und Spalten angeordnet. Das gleiche Prinzip kann auch vorliegend angewandt werden. Jeder Pixel weist eine LED einer bestimmten Farbe oder alternative ein Triplet von drei verschiedenen LEDs auf. Im letzteren Fall kann man es auch als ein Pixel bezeichnen, wenn es drei Subpixel enthält, wobei jedes von denen eine LED einer bestimmten Farbe aufweist.
Figur 40 zeigt ein Schema mit den erforderlichen Elementen, um eine konventionelle LED Anzeige anzusprechen. Zur Vereinfachung ist nur ein Farbtyp gezeigt, obwohl jeder Pixel drei LEDs mit unterschiedlichen Farben enthält. Die Pixel sind in adressier baren Spalten und Zeilen angeordnet. Das Display weist eine Pixelmatrix 1800 auf, die 1920 Pixel pro Reihe und 1020 Zeilen hat. Die Pixelmatrix wurde in monolithischer Weise aufgebaut. Das Display weist mehrere Zeilentreiber 1802 und mehrere Spal-
tentreiber 1803 auf, um jeder Pixel in der Pixelmatrix indivi duell anzusprechen. Beide Treiberarten können in die Matrix integriert werden oder als externe über eine Schnittstelle an die Matrix gekoppelte Komponenten bereitgestellt werden. Eine Kombination ist auch möglich.
Jeder der Zeilentreiber 1812 hat eine individuelle Treibervor richtung, die mit einer entsprechende Leitung 1805a, 1805b ge koppelt ist und den Strom durch diese treibt. Ebenso weist jeder Spaltentreiber ein Treiberelement 1813 auf, wobei jedes Trei berelement einer Datenleitung 1804a, 1804b verbunden ist. Pi xeltreiber 1801 sind auf den Schnittpunkten der Zeilen und Spal ten angeordnet. Der Pixeltreiber 1801 ist mit den Zeilen und Spalten verbunden und treibt das dazugehörige Pixel.
Das Display umfasst einige Steuer- und Adressensignale von ex ternen Komponenten, wobei zwei von denen hier besonders gekenn zeichnet sind, nämlich DATA und SYNC. Das letztere Signal SYNC wird benutzt, um die Zeilen- und Spaltentreiber mit einander zu synchronisieren, um Artefakte zu vermeiden und sauberes Pro grammieren sicherzustellen. Durch Ansprechen einer entsprechen den Reihe sind die Pixel, die mit der entsprechenden Reihe verbunden sind, ausgewählt. Dann wird das DATA Signal an die entsprechenden Spalten angelegt, um jeden der Pixeltreiber 1801 in den ausgewählten Zeilen zu programmieren.
Im Falle eines Displays mit einer großen Zahl an Pixeln kann die Taktung für konventionelle Anzeigenprogrammierung zu hohen Frequenzen für das Programmierungssignal führen. Zum Beispiel kann in dem Display von Figur 40 die Frequenz für die Program mierungsfrequenz pro Bit und Reihe abhängig von der Farbtiefe jedes Subpixels im Bereich mehrere MHz betragen. Beispielsweise ist mit einer Helligkeitstiefe von 10 Bit, was mit 1024 ver-
schiedenen Beleuchtungswerten korrespondiert, die Programmie rungsfrequenz für 1080 Displayzeilen und einer Bildrate von 60 Hz etwa 66 MHz. Die Tabelle unten zeigt die Frequenz des Programmiersignals und die Programmierzeit pro Bit und Reihe in ps . Mit einer anstei genden Färb- oder Beleuchtungstiefe wachsen die PWM Zeiteinhei ten zur Programmierung und deshalb die Programmierfrequenz an.
Die sehr kleine Programmierzeit, besonders bei hohen Färb- oder Beleuchtungsbits (d.h. 12 Bits oder 14 Bits) führt zu einer hohen Belastung für die entsprechenden Zeilen- und Spaltentrei ber. Im Extremfall eines Wechsels von weiß nach schwarz oder umgekehrt eines einzelnen Pixels muss der Spaltentreiber das Pixel in wenigen ns umprogrammieren (wiederaufladen) . Zum Ver gleich laufen hochmoderne DDR4 Rams bei einer internen Frequenz von etwa 800 MHz bis 1.5 GHz also in dem Bereich der Program mierfrequenz von 14 bit Beleuchtungstiefe. Um die Programmierfrequenz zu reduzieren kann ähnlich wie beim Speichern die steigenden und fallenden Taktflanken für die Pro grammierung verwendet werden. Ebenso ist es auch möglich, das Display zu segmentieren und die Anzeigenmatrix in verschiedene Segmente aufzuteilen. Je nach Fertigungstechnik erlaubt die Segmentierung einzelne Segmente separat zu testen und so bei Fehlern diese austauschen zu können.
Figur 41 zeigt ein Beispiel, in dem ein Display von 1920x1080 Pixeln in eine 2x2 Matrix mit Unteranzeigen segmentiert ist.
Jedes Subdisplay 1800a bis 1800d enthält eine Pixelmatrix mit 960x540 Pixeln. Ähnlich des Displays in Figur 40 weist jedes Subdisplay seine eigenen Spalten- und Zeilentreiber 1802a, bis 1802d sowie 1803a bis 1803d auf. DATA und SYNC Signale werden auch an die jeweiligen Segmente geliefert. Die kleinere Nummer von Zeilen reduziert die Programmierfrequenz dementsprechend. Die weitere Segmentierung der Spalten wie in Figur 41 gezeigt wird auch die Anforderung an die Spaltentreiber reduzieren und die Last mit jedem Programmierzyklus ist reduziert. Die folgende Tabelle zeigt ein Beispiel für Programmierzeit und Programmier frequenz für 108 Displayzeilen pro Segment (insgesamt gibt es 10 derartige Segmente, wieder mit einer Bildwiederholfrequenz von 60 Hz.
Wie gezeigt reduziert die wegen der Segmentierung verminderte Anzahl von Zeilen die Anforderungen an die Programmierzeit und Programmierfrequenz um grob den Faktor der Segmentierung. Jedes der Segmente ist auf eine ähnliche Weise implementiert. Jede Pixel Matrix 1800, 1800a bis 1800d enthält Leitungen und Zeilen, an denen die Pixeltreiber und die lichtemittierenden Vorrich tungen angeordnet sind.
Figur 42 zeigt ein Beispiel eines konventionellen Pixeltreibers wie eine 2T1C Struktur, in der der Strom durch die LED durch eine während der Austastungszeit des Displays programmierte La dung gesteuert ist. Der Treiber ist an der Schnittstelle einer Zeilenleitung 1805 und einer Datenleitung 1804 angeordnet. Wei-
ter ist eine Versorgungsleitung 2002, die eine Versorgungsspan nung VDD und einen Strom IDAC liefert, über einen Treibertransis tor 2003 an die lichtemittierende Vorrichtung 2004 gekoppelt. Der Treibertransistor 2003 arbeitet so als steuerbare Strom- quelle. Der Strom durch den Treibertransistor 2003 wird durch die 1T1C Struktur 2002 gesteuert. Insbesondere ist ein Feldef fekttransistor M2 mit seinem Gate mit der Zeilenauswahlleitung zum Programmieren verbunden und agiert als ein Schalter. Bei Aktivierung durch ein "HIGH" Signal auf der Zeilenauswahl leitung schließt Transistor Ml und Datenleitung 1804 lädt Kon densator CI bis zum erwünschten Pegel auf. Während dieser Pro grammierung kann die Versorgungsleitung ausgeschaltet sein, dass die lichtemittierende Vorrichtung im Grunde aus ist. Dies wird verschiedene Artefakte während der Programmierung verhin dern. Nach der Wiederprogrammierung ist der Transistor M2 wieder offen und die in dem Kondensator gespeicherte Ladung treibt Stromtransistor Ml so, dass ein Strom durch die lichtemittie rende Vorrichtung fließt. Der Strom korrespondiert mit der ge- speicherten Ladung und so mit dem gewünschten Beleuchtungspe gel .
Figur 43 zeigt den Schaltplan für einen konventionellen Spalten oder Datentreiber. Der Treiber weist einen Digitalabschnitt so- wie einen Analogabschnitt auf, um die entsprechenden Datenlei tungen zu treiben. Alternativ kann der Ausgang dedizierte Trei ber für die Datenleitungen steuern. Abgesehen von Stromversor gungsverbindung in GND, VDD und VSS werden weitere Steuersignale CLK und DIR geliefert. Digitale Werte R, G und B für die ver- schiedenen Farben sind in einem Zwischenspeicher gespeichert. Sie sind weitergeleitet und verarbeitet durch einen Pegelschie ber und dann einem Digital-Analog-Wandler zugeführt. Der DAC kann auch einige Werte korrigieren, indem er ein getrennt er zeugtes Korrektursignal Vg-cor benutzt. Nach der Umwandlung in Analogsignale sind sie in einem Ausgangspuffer gespeichert und
dann an einen Ausgangspuffer angelegt. Die analogen rgb Signale sind dann an die Datenleitungen angelegt. Obwohl hier nur 3 Datenausgangsleitungen gezeigt sind, liefert der Spaltendaten treiber Signale für alle Datenleitungen in der Anzeigenmatrix.
Figur 44 zeigt ein Beispiel eines konventionellen Zeilentrei bers. Der Treiber weist ein Schieberegister auf, dass die CLK und DIR Signale empfängt, und über einen Pegelschieber mit einer Vielzahl von logischen AND Gates gekoppelt ist. Die Gates emp- fangen auch ein ENABLE Signal, auf das die entsprechenden Aus gänge in dem Ausgangspuffer auf HIGH gehen. Im Betrieb ver schiebt das Schieberegister die Bits mit jedem CLK Signal, um selektiv an einem der entsprechenden Gates ein HIGH Signal an zulegen .
Das ENABLE Signal wird benötigt, um global die Zeilenauswahl während der Umprogrammierung zu aktivieren.
Im Folgenden werden verschiedene Vorrichtungen und Anordnungen sowie Verfahren zur Herstellung, Prozessieren und Betreiben als Gegenstände nochmals beispielhaft aufgeführt. Die folgenden Gegenstände präsentieren verschiedene Aspekte und Ausführungen der vorgeschlagenen Prinzipien und Konzepte, die auf verschie dene Weisen kombiniert werden können. Derartige Kombinationen sind nicht auf die im Folgenden angegebenen beschränkt:
1. Vorrichtung zur elektronischen Ansteuerung einer LED Pixel- zelle, insbesondere mit NMOS Technologie geschaffen, aufwei send :
- eine Datensignalleitung, eine Schwellenwertleitung und eine AuswählSignalleitung;
- eine LED, die elektrisch in Serie zu einem Dual-Gate Transis- tor und zusammen mit diesem zwischen einem ersten und zweiten
Potentialanschluss angeschlossen ist;
- wobei der Dual-Gate Transistor mit seinen Stromleitungskon takten zwischen einem Anschluss der LED und einem Potentialan schluss angeordnet ist und ein erstes Steuergate des Dual-Gate Transistors mit der Schwellenwertleitung verbunden ist;
- eine Auswahlhalteschaltung mit einem Ladungsspeicher, der mit einem zweiten Steuergate des Dual-Gate Transistors sowie mit einem Stromleitungskontakt des Dual-Gate Transistors gekoppelt ist sowie mit einem Steuertransistor, dessen Steueranschluss mit der Auswahlsignalleitung verbunden ist.
2. Vorrichtung nach Gegenstand 1,
wobei der Dual-Gate-Transistor einen Backgate-Transistor um fasst, bei dem das Backgate das erste Steuergate bildet.
3. Vorrichtung nach Gegenstand 1 oder 2, wobei das erste Steu ergate des Dual-Gate Transistors zur Einstellung einer Schwel lenspannung ausgeführt ist. 4. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände,
bei der der Dual-Gate Transistor einen Thin-film Transistor mit zwei gegenüberliegenden Steuergates aufweist.
5. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände,
die derart ausgeführt ist, dass im Betrieb ein Schaltsignal (PWM-Signal) auf der Schwellenwertleitung anliegt.
6. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei der ein erster Anschluss der LED an den ersten Potentialanschluss angeschlossen ist; und bei dem der Dual-Gate Transistor, mit seinen Stromleitungskontakten zwischen einem zweiten Anschluss der LED und dem zweiten Potentialanschluss angeordnet ist; und der Ladungsspeicher, mit dem zweiten Steuergate des Dual-Gate Transistors sowie mit dem zweiten Anschluss des optoelektroni schen Bauelements verbunden ist.
7. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei der der erste Anschluss der LED an einen zweiten Stromleitungskon takt des Dual-Gate Transistors und deren zweiter Anschluss an den zweiten Potentialanschluss angeschlossen ist;
der Dual-Gate Transistor mit seinen Stromleitungskontakten zwi schen einem ersten Anschluss der LED und dem ersten Potential anschluss angeordnet ist;
der Ladungsspeicher mit dem zweiten Steuergate des Dual-Gate Transistors sowie mit dem ersten Potentialanschluss verbunden ist .
8. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei der
- der erste Anschluss der LED an den ersten Potentialanschluss angeschlossen ist;
- der Dual-Gate Transistor mit seinen Stromleitungskontakten zwischen einem zweiten Anschluss der LED und dem zweiten Poten tialanschluss angeordnet ist;
- der Ladungsspeicher mit dem zweiten Steuergate des Dual-Gate Transistors sowie mit dem zweiten Potentialanschluss verbunden ist . 9. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei der die Auswahlhalteschaltung einen weiteren Steuertransistor um fasst, der parallel zu der LED verschaltet ist und dessen Steu eranschluss mit der Auswahlsignalleitung verbunden ist. 10. Vorrichtung nach Gegenstand 9, bei
der der Dual-Gate Transistor lediglich als ein Transistor mit einem Gate ausgebildet ist, das das zweite Steuergate bereit stellt . 11. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei der der Ladungsspeicher mit dem zweiten Steuergate des Dual-Gate Transistors sowie mit dem ersten Potentialanschluss verbunden ist, und weiter umfassend:
eine Temperaturkompensationsschaltung mit einer Gegenkopplung basierend auf der Erfassung einer Vorwärtsspannung durch die LED, wobei die Temperaturkompensationsschaltung ausgangsseitig zur Abgabe eines Signals auf der Schwellenwertleitung ausgeführt ist . 12. Vorrichtung nach Gegenstand 11, bei der
die Temperaturkompensationsschaltung eine Steuerstrecke um fasst, die parallel zu dem Dual-Gate Transistor angeordnet ist, und zwei in Reihe geschaltete Strecken aufweist. 13. Vorrichtung nach Gegenstand 11, bei der
von einem Knoten zwischen den beiden gesteuerten mittels eines dritten Steuertransistors und eines vierten Steuertransistors bereitgestellten Strecken die Schwellenwertleitung an das erste Steuergate des Dual-Gate Transistors angeschlossen ist.
14. Vorrichtung nach Gegenstand 13, bei der
der Steueranschluss des vierten Steuertransistors mit dem zwei ten Potentialanschluss verbunden ist. 15. Vorrichtung nach einem der Gegenstände 11 bis 14, bei der die Temperaturkompensationsschaltung einen zweiten Ladungsspei cher umfasst, der an einen Steueranschluss eines eine der beiden Strecken bereitstellenden Steuertransistoren und an den ersten Potentialanschluss angeschlossen ist.
16. Vorrichtung nach Gegenstand 15, bei der
eine zweite Datensignalleitung zur Programmierung eines Gegen kopplungsfaktors ausgestaltet ist, die mit dem zweiten Ladungs speicher und dem dritten Steuertransistor gekoppelt ist.
17. Vorrichtung nach Gegenstand 16, bei der
die Kopplung über einen mittels einer zweiten Auswahlsignallei tung angesteuerten fünften Steuertransistor geschaffen ist. 18. Vorrichtung nach einem der Gegenstände 11 bis 14, bei der die Temperaturkompensationsschaltung über ihren dritten Steu ertransistor mit dem zweiten Potentialanschluss verbunden ist.
19. Vorrichtung nach einem der Gegenstände 11 bis 14, bei der parallel zur LED ein fünfter Steuertransistor angeschlossen ist, an dessen Steueranschluss im Betrieb ein Schaltsignal (PWM- Signal) anliegt.
20. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem die Transistoren als Feldeffekttransistoren in NMOS-Technologie ausgeführt sind.
21. Verfahren zum Betreiben einer Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, wobei über die Auswahlhalteschaltung
ein analoges Datenansteuersignal zur Farbsteuerung der LED mit tels des Auswahlsignals an die LED angelegt wird, und mittels eines eingekoppelten Pulsweitenmodulationssignals eine Hellig keitssteuerung der LED erfolgt.
22. Treiberschaltung zum Antreiben einer Vielzahl von opto elektronischen Elementen, umfassend:
eine Vielzahl von ersten Speicherzellen, die jeweils einen Setzeingang, einen Rücksetzeingang und einen Ausgang umfassen, wobei jede erste Speicherzelle an dem Ausgang durch ein Setz signal an dem Setzeingang in einen ersten Zustand getriggert wird und den ersten Zustand hält, bis sie an dem Rücksetzeingang auf einen zweiten Zustand zurückgesetzt wird, und
wobei der Ausgang jeder ersten Speicherzelle konfiguriert ist, um ein jeweiliges der optoelektronischen Elemente zu steuern.
23. Treiberschaltung nach Gegenstand 22, wobei jede erste Spei cherzelle ein Pulsbreitenmodulationssignal, PWM-Signal, an dem Ausgang bereitstellt und das PWM-Signal einen Schalter steuert, der konfiguriert ist, um einen Strom durch das jeweilige opto elektronische Element ein- und auszuschalten.
24. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, wo bei jede erste Speicherzelle zwei kreuzgekoppelte NOR-Gatter oder zwei kreuzgekoppelte NAND-Gatter umfasst.
25. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, wo bei jede erste Speicherzelle einen NMOS-Transistor und einen PMOS-Transistor, die in Reihe geschaltet sind, und einen Inver- ter mit einem Eingang, der zwischen den NMOS-Transistor und den PMOS-Transistor geschaltet ist, und einem Ausgang, der mit den Gattern der NMOS- und PMOS-Transistoren verbunden ist, umfasst.
26. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, ferner umfassend eine Vielzahl von Zählern, die jeweils konfi guriert sind, um ein Setzsignal zu aktivieren, wenn ein Daten wert in den jeweiligen Zähler geladen wird, und um ein Rück- setzsignal zu aktivieren, wenn der jeweilige Zähler den gela denen Datenwert erreicht.
27. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, ferner umfassend einen gemeinsamen Zähler, der konfiguriert ist, um ein gemeinsames Dimmsignal für die Vielzahl von optoelekt ronischen Elementen zu erzeugen.
28. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, ferner umfassend eine Vielzahl von zweiten Speicherzellen, wo- bei jede zweite Speicherzelle mit einer jeweiligen der ersten Speicherzellen gekoppelt und konfiguriert ist, um ein Ausgangs signal der jeweiligen ersten Speicherzelle bei Bedarf außer Kraft zu setzen, um das jeweilige optoelektronische Element ausgeschaltet zu lassen.
29. Optoelektronische Vorrichtung, umfassend:
eine Vielzahl von optoelektronischen Elementen, und
eine Treiberschaltung zum Antreiben der Vielzahl von optoelekt ronischen Elementen nach einem der vorherigen Gegenstände.
30. Verfahren zum Betreiben einer optoelektronischen Vorrich tung nach Gegenstand 29, umfassend die folgenden Schritte, die in der spezifizierten Reihenfolge während eines Rahmens ausge führt werden:
- Ausschalten aller optoelektronischen Elemente;
- Steuern der optoelektronischen Elemente, die während des Rah mens mittels der zweiten Speicherzellen dunkel werden; und
- Steuern des Stroms durch die optoelektronischen Elemente mit tels der ersten Speicherzellen.
31. Verfahren nach Gegenstand 30, wobei eine gemeinsame Dimmung der optoelektronischen Elemente durchgeführt wird, bevor der Strom durch die optoelektronischen Elemente mittels der ersten Speicherzellen gesteuert wird.
32. Steuerungsschaltung zur Einstellung einer Helligkeit we nigstens einer LED, umfassend ein Stromtreiberelement mit
- einem Steueranschluss, dessen erster Anschluss an ein erstes Potential angeschlossen ist;
- einem Ladungsspeicher, der zwischen Steueranschluss und dem ersten Potential geschaltet ist und mit einer definierten Ka pazität zwischen Steueranschluss und erstem Anschluss einen ka pazitiven Spannungsteiler bildet;
- ein Steuerelement, das ausgeführt ist, ein Steuersignal wäh- rend einer ersten Zeitspanne an den Steueranschluss zu legen, auf dessen Grundlage ein durch die wenigstens eine LED fließen der Strom während des ersten Zeitraums einstellbar ist;
wobei während einer der ersten Zeitspanne nachfolgenden zweiten Zeitspanne ein durch die LED fließender Strom durch ein redu- ziertes Steuersignal festgelegt ist, das durch das Steuersignal während der ersten Zeitspanne und des kapazitiven Spannungstei lers gebildet wird; und
das Steuerelement eingerichtet ist, während der ersten Zeit spanne ein erstes oder ein zweites Steuersignal bereitzustel- len, um die LED auf wenigstens zwei unterschiedlichen Hellig keitsniveaus zu betreiben.
33. Steuerungsschaltung nach Gegenstand 32, bei dem das Strom treiberelement einen Feldeffekttransistor umfasst, dessen Gate den Steueranschluss bildet und die definierte Kapazität eine durch Design vorgegeben Gate-Source Kapazität ist.
34. Steuerungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem sich das während der zweiten Zeitspanne am Steueran- Schluss anliegende reduzierte Steuersignal aus dem Steuersignal
während der ersten Zeitspanne und dem Verhältnis aus einer Ka pazität des Ladungsspeichers und der Summe aus der der Kapazität des Ladungsspeichers und der definierten Kapazität ergibt. 35. Steuerungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, dadurch gekennzeichnet, dass
das Steuerelement eingerichtet ist, die erste und zweite Zeit spanne mit einer Wiederholfrequenz von 60 Hz oder mehr zu be treiben .
36. Steuerungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem das Steuerelement einen Steuertransistor umfasst, an dessen Steueranschluss mittels eines Signals die erste und zweite Zeitspanne einstellbar ist.
37. Steuerungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei der ein Verhältnis der zweiten Zeitspanne zur ersten Zeit spanne im Bereich von 300:1 bis 100:1, insbesondere im Bereich von 100:1 liegt.
38. Steuerungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, ausgeführt, die LED auf einem ersten, dunkleren Helligkeitsni veau zu betreiben, wenn eine Spannung des ersten Steuersignals innerhalb eines ersten Spannungsintervalls liegt, und die LED auf wenigstens einem zweiten, helleren Helligkeitsniveau zu be treiben, wenn eine Spannung des zweiten Steuersignals innerhalb eines zweiten Spannungsintervalls liegt, das zumindest teil weise oberhalb des ersten Spannungsintervalls liegt. 39. Steuerungsschaltung nach Gegenstand 38, dadurch gekenn zeichnet, dass das erste Spannungsintervall im Bereich von 1,3 V bis 4,5 V liegt.
40. Steuerungsschaltung nach Gegenstand 38 oder 39, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Spannungsintervall im Bereich von 4,0 V bis 10,0 V aufweist. 41. Verfahren zur Einstellung einer Helligkeit wenigstens einer
LED, die an ein Stromtreiberelement mit einem Steueranschluss verbunden ist, dessen erster Anschluss an ein erstes Potential angeschlossen ist und bei dem ein Ladungsspeicher zwischen Steu eranschluss und dem ersten Potential geschaltet ist, so dass dieser mit einer definierten Kapazität zwischen Steueranschluss und erstem Anschluss einen kapazitiven Spannungsteiler bildet, umfassend die Schritte:
- Anlegen eines Steuersignals an den Steueranschluss während einer ersten Zeitspanne, wodurch ein durch die wenigstens eine LED fließende Strom während des ersten Zeitraums eingestellt wird; und
- Abschalten des Steuersignals während einer der ersten Zeit spanne nachfolgenden zweiten Zeitspanne, wodurch der durch die LED fließende Strom durch ein reduziertes Steuersignal einge- stellt wird, das durch das Steuersignal während der ersten Zeit spanne und des kapazitiven Spannungsteilers gebildet wird.
42. Verfahren nach Gegenstand 41, bei dem sich das während der zweiten Zeitspanne am Steueranschluss anliegende reduzierte Steuersignal aus dem Steuersignal während der ersten Zeitspanne aus dem Verhältnis aus einer Kapazität des Ladungsspeichers und der Summe aus der der Kapazität des Ladungsspeichers und der definierten Kapazität ergibt 43. Verfahren nach einem der vorherigen Gegenstände, bei der ein Verhältnis der zweiten Zeitspanne zur ersten Zeitspanne im Bereich von 300:1 bis 100:1, insbesondere im Bereich von 100:1 liegt .
44. Verfahren nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem die LED auf einem ersten, dunkleren Helligkeitsniveau betrieben wird, wenn eine Spannung des ersten Steuersignals innerhalb eines ersten Spannungsintervalls liegt, und die LED auf wenigs- tens einem zweiten, helleren Helligkeitsniveau betrieben wird, wenn eine Spannung zweiten Spannungssignals innerhalb eines zweiten Spannungsintervalls liegt, das zumindest teilweise oberhalb des ersten Spannungsintervalls liegt. 45. Verfahren nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem das Steuersignal aus einem digitalen Steuerwort mit einer Anzahl n Bits abgeleitet ist, wobei die n Bits dem zweiten Steuersignal entsprechen und die least signifikant m-Bits dem ersten Steu ersignal entsprechen.
46. Verwendung einer Steuerungsschaltung nach einem der vorhe rigen Gegenstände für eine Ansteuerung einer LED, LED Anordnung oder eines LED Moduls nach einem der vorherigen Gegenstände. 47. Versorgungsschaltung, umfassend:
- einen Fehlerkorrekturdetektor mit einem Referenzsignalein gang, einem Fehlersignaleingang sowie einem Korrektursignalaus gang;
- eine regelbare Stromquelle mit Stromausgang und einem Kon- trollsignalanschluss , wobei der Kontrollsignalanschluss mit dem
Korrektursignalausgang unter Bildung einer Regelschleife für die steuerbare Stromquelle verbunden ist, wobei die Stromquelle ausgeführt ist, einen Strom am Stromausgang in Abhängigkeit eines Signals am Kontrollsignalanschluss bereitzustellen;
- eine Ersatzquelle mit einem Ausgang, die ausgeführt ist, ein
Ersatzsignal bereitzustellen;
- eine Schaltvorrichtung, die ausgeführt ist, in Abhängigkeit eines Schaltsignals entweder ein von dem Strom am Stromausgang
abgeleitetes Signal oder das Ersatzsignal dem Fehlersignalein gang bei zusätzlicher Trennung des Stromausgangs der Stromquelle zuzuführen . 48. Versorgungsschaltung nach Gegenstand 47, bei dem das Er satzsignal im Wesentlichen dem vom Stromsignal abgeleiteten Signal entspricht.
49. Versorgungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem die regelbare Stromquelle einen Stromspiegel mit einem schaltbaren Ausgangszweig umfasst, der mit dem Stromausgang verbunden ist.
50. Versorgungsschaltung nach Gegenstand 49, bei dem der Aus- gangszweig einen Ausgangstransistor aufweist, dessen Steueran schluss über die Schaltvorrichtung in Abhängigkeit eines Schalt signals mit einem festen Potential zur Öffnung des Transistors verbunden ist. 51. Versorgungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem die regelbare Stromquelle einen Eingangszweig umfasst, dem ein Referenzstrom zuführbar ist und der einen Knoten auf weist, welcher mit dem Referenzsignaleingang des Fehlerkorrek- turdetektors verbunden ist.
52. Versorgungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem die regelbare Stromquelle einen Stromspiegel umfasst, wobei der Kontrollsignalanschluss mit dem Steueranschluss eines Ausgangstransistors des Stromspiegels verbunden ist.
53. Versorgungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem der Fehlerkorrekturdetektor einen Differenzverstärker umfasst, dessen beiden Zweige über einen Stromspiegel miteinan der an ein Versorgungspotential angeschlossen sind.
54. Versorgungsschaltung nach Gegenstand 53, bei dem die beiden Zweige des Differenzverstärkers jeweils einen Eingangstransis tor umfassen, welche unterschiedliche geometrische Parameter aufweisen .
55. Versorgungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem die Ersatzquelle ein mit dem Ausgang gekoppeltes Element zur Spannungserzeugung aufweist, so dass das Ersatzsignal im Wesentlichen dem vom Stromsignal abgeleiteten Signal ent- spricht.
56. Versorgungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem die Ersatzquelle eine Reihenschaltung aus einem strom gebenden Element und einem spannungsgebenden Element umfasst, wobei der Ausgang zwischen den beiden Elementen angeordnet ist.
57. Versorgungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem die Ersatzquelle einen Transistor umfasst, dessen Steu eranschluss mit dem Steueranschluss des Stromspiegeltransistors der Stromquelle verbunden ist.
58. Versorgungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem die Schaltvorrichtung ein oder mehrere Transmission Gates aufweist.
59. Versorgungsschaltung nach einem der vorherigen Gegenstände, welche einen Referenzstromspiegel umfasst, der ausgeführt ist einen eingangsseitig definierten Strom ausgangseitig an den Fehlerkorrekturdetektor und an die Stromquelle zu liefern.
60. Verfahren zum Versorgen einer LED, umfassend:
- Erfassen eines Versorgungsstroms durch die LED;
- Vergleichen des Versorgungsstroms mit einem Referenzsignal und Ableiten eines Korrektursignals aus dem Vergleich
- Verändern des Versorgungsstroms in Antwort auf das Korrektur signal, um den Versorgungsstrom auf einen Sollwert zu regeln;
- Abschalten eines Versorgungsstroms durch die LED und gleich zeitiges Zuführen eines Ersatzsignals für den Vergleichs- schritt.
61. Verfahren nach Gegenstand 60, bei dem das Ersatzsignal im Wesentlichen einem Versorgungsstrom durch die LED oder einem davon abgeleiteten Signal entspricht.
62. Verwendung einer Versorgungsschaltung nach einem der vor herigen Gegenstände zur Versorgung einer LED oder LED Anordnung, insbesondere nach einem der vorherigen Gegenstände, welches durch ein die Stromversorgung pulsweiten modulierendes Signal betrieben wird.
63. Steuerschaltung für eine Anzeigematrix, die eine Vielzahl von in Zeilen und Spalten angeordneten lichtemittierenden Vor richtungen umfasst, umfassend:
- eine Zeilenauswahleingabe für ein Zeilenauswahlsignal und eine
Spaltendateneingabe für ein Datensignal;
- eine Rampensignaleingabe für ein Rampensignal, die einen Pegel zwischen einem ersten Wert und einem zweiten Wert und eine Triggereingabe für ein Triggersignal hat;
- ein Spaltendatenpuffer, der konfiguriert ist, um das Daten signal als Antwort auf das Zeilenauswahlsignal zu puffern;
- ein Pulsgenerator, der an den Spaltendatenpuffer und die Ram pensignaleingabe gekoppelt und konfiguriert ist, ein gepuffer tes Ausgangssignal zu liefern, um das An/Aus Verhältnis von zumindest einer der Vielzahl von lichtemittierenden Vorrichtun gen als Antwort auf das Triggersignal, das Datensignal und das Rampensignal zu steuern.
64. Steuerschaltung nach Gegenstand 63, wobei der Pulsgenerator umfasst
- eine Komparatorvorrichtung, um das gepufferte Datensignal mit dem Rampensignal zu vergleichen; und
- ein Ausgangspuffer, der an einen Ausgang der Komparatorvor richtung und den Triggereingang gekoppelt ist.
65. Steuerschaltung nach Gegenstand 64, wobei der Ausgangspuf fer ein Flip-Flop, insbesondere ein RS-Flip-Flop mit seinem jeweils an den Ausgang der Komparatorvorrichtung und den Trig gereingang gekoppelten Eingang umfasst.
66. Steuerschaltung nach einem der Gegenstände 63 bis 65, wobei der Spaltendatenpuffer einen Kondensator umfasst, um das Daten signal zu speichern, und einen Schalter, der zwischen dem Kon densator und dem Spaltendateneingang angeordnet ist.
67. Steuerschaltung nach einem der Gegenstände 63 bis 66, wobei die Komparatorvorrichtung einen Leistungssteuerungseingang um fasst, der an den Triggereingang gekoppelt ist, um seinen Leis tungsverbrauch basierend auf das Triggersignal anzupassen.
68. Steuerschaltung nach einem der Gegenstände 63 bis 67, wobei die Komparatorvorrichtung an den Ausgangspuffer gekoppelt ist, um seinen Leistungsverbrauch basierend auf einen Ausgangszu stand des Ausgangspuffers zu steuern.
69. Steuerschaltung nach einem der Gegenstände 63 bis 68, wobei der Komparator mit seinem invertierenden Eingang an den Daten spaltenpuffer und mit seinem nichtinvertierenden Eingang an den Rampensignaleingang gekoppelt ist.
70. Steuerschaltung nach einem der Gegenstände 63 bis 68, ferner umfassend :
- einen Rampengenerator, um das Rampensignal an den Rampensig naleingang zu liefern, den Rampengenerator, der konfiguriert
ist, um als Antwort auf das Triggersignal ein zwischen einem Anfangswert und einem Endwert variierendes Signal zu erzeugen.
71. Verfahren der Steuerung der Beleuchtungsstärke einer licht- emittierenden Vorrichtung in einer Matrixanzeige, dass eine
Vielzahl von in adressierbaren Zeilen und Spalten angeordneten lichtemittierenden Vorrichtungen hat, wobei die Verfahren um fasst :
- Liefern eines Datensignals für eine ausgewählte Reihe und zumindest eine lichtemittierende Vorrichtung;
- Liefern eines Triggersignals;
- Konvertierung eines Pegels des Datensignals zu einem Puls in Bezug auf ein Triggersignal; und
- Steuerung des Ein/Aus Verhältnisses der lichtemittierenden Vorrichtung mit dem Puls.
72. Verfahren nach Gegenstand 71, wobei der Schritt der Konver tierung eines Pegels des Datensignals umfasst:
- Erzeugen eines Rampensignals zwischen einem ersten Wert und einem zweiten Wert;
- Vergleichen des Datensignals mit dem Rampensignal, um ein Vergleichssignal zu erzeugen;
- Erzeugung eines Pulses basierend auf dem Triggersignal und einer Änderung im Vergleichssignal.
73. Verfahrens nach Gegenstand 71, wobei die Erzeugung eines Pulses Setzen eines Pegels eines Ausgangssignals auf einen ers ten Wert als Antwort auf ein Triggersignal und Zurücksetzen des Pegels des Ausgangssignals auf einen zweiten Wert als Antwort auf die Änderung des Vergleichssignals umfasst.
74. Verfahren nach Gegenstand 72 oder 73, wobei das Rampensignal als Antwort auf das Triggersignal erzeugt ist.
75. Verfahren nach einem der Gegenstände 71 bis 74, wobei Lie ferung eines Datensignals Vor-Pufferung des Datensignals ins besondere Vor-Pufferung des Datensignals in einer Speichervor richtung umfasst.
76. Vorrichtung zur elektronischen Ansteuerung einer Mehrzahl von LEDs, aufweisend
- einen ersten und wenigstens einen zweiten Zweig mit jeweils einer darin verschalteten LED und einer zu der LED in Serie angeordneten elektronischen Sicherung, wobei der erste und der wenigstens eine zweite Zweig mit einer Seite mit einem Poten tialanschluss verbunden ist;
- eine Treiberschaltung mit einem Datensignaleingang, einem Auswahlsignaleingang und einem Treiberausgang, welcher mit der anderen Seite des ersten und des wenigstens einen zweiten Zweigs verbunden ist;
- ein dem wenigstens einen zweiten Zweig zugeordnetes Ein- präge-Bauelement, welches ausgeführt ist, einen die in Se rie angeordnete elektronische Sicherung auslösenden Strom- fluss zu erzeugen.
77. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, dadurch gekennzeichnet, dass
das Einpräge-Bauelement einen Einpräge-Transistor aufweist, der mit seinen Stromleitungskontakten elektrisch parallel zu der LED, dem der Einpräge-Transistor zugeordnet ist, und dessen Steuerkontakt an eine Einprägesignalleitung angeschlossen ist.
78. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, dadurch gekennzeichnet, dass
das Einpräge-Bauelement eine Einpräge-Diode aufweist, die mit einem Anschluss an einem zweiten Anschluss der LED, dem die Einpräge-Diode zugeordnet ist, und deren anderer Anschluss an eine Einprägesignalleitung angeschlossen ist.
79. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, dadurch gekennzeichnet, dass
erste Anschlüsse der LED an einen Bezugspotentialanschluss an geschlossen sind;
ein erster Transistor mit seinen Stromleitungskontakten zwi schen einem gemeinsamen Anschluss der Sicherungen der LED und einem Versorgungspotentialanschluss angeordnet ist;
ein Ladungsspeicher mit einem Steuerkontakt des ersten Transis tors sowie mit einem ersten Stromleitungskontakt des ersten Transistors elektrisch verbunden ist.
80. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, dadurch gekennzeichnet, dass
zweite Anschlüsse der LED an einem Versorgungspotentialan- Schluss angeschlossen sind;
ein erster Stromleitungskontakt eines ersten Transistors an ei nen Bezugspotentialanschluss und ein zweiter Stromleitungskon takt des ersten Transistors an einen gemeinsamen Anschluss der elektrischen Sicherungen angeschlossen ist;
ein Ladungsspeicher mit einem Steuerkontakt des ersten Transis tors sowie mit dem ersten Stromleitungskontakt des ersten Tran sistors verbunden ist.
81. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, dadurch gekennzeichnet, dass
zweite Anschlüsse der LED jeweils an der der LED zugeordneten Sicherung angeschlossen sind;
ein erster Stromleitungskontakt eines ersten Transistors an ei nem Bezugspotentialanschluss und ein zweiter Stromleitungskon- takt des ersten Transistors an erste Anschlüsse der LED ange schlossen ist;
ein Ladungsspeicher mit einem Steuerkontakt des ersten Transis tors sowie mit dem ersten Stromleitungskontakt des ersten Tran sistors verbunden ist.
82. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, dadurch gekennzeichnet, dass
erste Anschlüsse der LED an einen Bezugspotentialanschluss an geschlossen sind;
ein erster Transistor mit seinen Stromleitungskontakten zwi schen einem gemeinsamen Anschluss der Sicherungen der LED und einem Versorgungspotentialanschluss angeordnet ist;
der Ladungsspeicher mit einem Steuerkontakt des ersten Transis tors sowie mit einem zweiten Stromleitungskontakt des ersten Transistors elektrisch verbunden ist.
83. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, dadurch gekennzeichnet, dass
erste Anschlüsse der LED an einen ersten Bezugspotentialan- Schluss angeschlossen sind;
ein erster Transistor mit seinen Stromleitungskontakten zwi schen einem gemeinsamen Anschluss der Sicherungen der LEDs und einem Versorgungspotentialanschluss angeordnet ist;
ein Ladungsspeicher mit einem Steuerkontakt des ersten Transis- tors sowie mit einem zweiten Stromleitungskontakt des ersten Transistors elektrisch verbunden ist, wobei ein erster Anschluss der Einpräge-Diode an einen zweiten Anschluss der LED und ein zweiter Anschluss der Einpräge-Diode an die Einprägesignallei- tung angeschlossen ist.
84. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, dadurch gekennzeichnet, dass
erste Anschlüsse der LEDs an einen Bezugspotentialanschluss an geschlossen sind;
ein erster Transistor mit seinen Stromleitungskontakten zwi schen einem gemeinsamen Anschluss der Sicherungen der LEDs und einem Versorgungspotentialanschluss angeordnet ist;
ein Ladungsspeicher mit einem Steuerkontakt des ersten Transis tors sowie mit einem zweiten Stromleitungskontakt des ersten
Transistors elektrisch verbunden ist, wobei ein zweiter An schluss der Einpräge-Diode an den zweiten Anschluss der LED und ein erster Anschluss der Einpräge-Diode an die Einprägesignal- leitung angeschlossen ist.
85. Vorrichtung nach einem der vorherigen Gegenstände, dadurch gekennzeichnet, dass
die Treiberschaltung den ersten Transistor, einen zweiten Tran sistor und den Ladungsspeicher aufweist, wobei die Auswahlsig nalleitung an einen Steuerkontakt des zweiten Transistors und der Datensignaleingang an einem Stromleitungskontakt des zwei ten Transistors anliegt und ein erster oder ein zweiter Strom leitungskontakt des ersten Transistors den Treiberausgang be reitstellt, der zur Bereitstellung einer Stromversorgung mit den LEDs des ersten Zweiges und eines zweiten Zweiges verbunden ist .
86. Display bzw. Displaymodul mit einer Vielzahl der Vorrich tungen nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem
Pixelzellen des Displays jeweils entlang einer Zeile und/oder entlang einer Spalte an einer gemeinsamen Einprägesignalleitung elektrisch angeschlossen sind, und
jede Pixelzelle einer Spalte mittels einer gemeinsamen Versor gungsleitung zu einem auf einem gemeinsamen Träger außerhalb des Displays angeordneten Schalttransistor an den Versorgungs potentialanschluss elektrisch angeschlossen ist.
87. Verfahren zur elektronischen Konfiguration einer Mehrzahl von LEDs nach einem der vorherigen Gegenstände, umfassend die Schritte :
- Testen einer Funktion der LED jeweils des ersten Zweiges und des zweiten Zweiges;
- wenn kein Fehler in der LED im ersten und im zweiten Zweig vorliegt :
- Anlegen eines Einprägesignals an das elektronischen Einpräge- Bauelements ;
Einprägen in den zweiten Zweig eines die in Serie zur LED des zweiten Zweiges geschaltete Sicherung auslösenden Stromfluss.
88. Displayanordnung mit einem Display aufweisend eine Vielzahl von in Reihen und Spalten angeordneten Pixel, umfassend:
- eine erste Substratstruktur mit darin angeordneten oder auf dieser aufgebrachten LEDs, welche die in Reihen und Spalten angeordnete Pixelstruktur bilden, wobei
die LEDs einzeln ansteuerbar sind; und
auf der einer Lichtabstrahlrichtung entgegengesetzten Oberflä che der ersten Substratstruktur eine Vielzahl von Kontaktierun gen angeordnet sind;
- eine zweite Substratstruktur, die auf einer Oberfläche eine
Vielzahl von Kontaktierungen umfasst, die zu den Kontaktierun gen der ersten Substratstruktur korrespondieren und eine Viel zahl von digitalen Schaltkreisen zur Adressierung der opto elektronischen Bauelemente aufweist;
wobei die erste und die zweite Substratstruktur miteinander verbunden und die Vielzahl von Kontaktierungen mit den korres pondieren Kontaktierungen elektrisch verbunden sind und wobei die erste Substratstruktur mit einem ersten Materialsys tem gebildet und die zweite Substratstruktur mit einem hiervon verschiedenen zweiten Materialsystem gebildet ist.
89. Anordnung nach Gegenstand 88, bei dem das erste Material system wenigstens eines der folgenden Verbindungen umfasst: GaN, GaP, GalnP, InAlP, GaAlP oder GaAllnP, GaAs, AlGaAs und das zweite Materialsystem wenigstens eines der folgenden Material systeme umfasst: einkristallines, polykristallines, amorphes Silizium, Indium-Gallium-Zink-Oxid, GaN oder GaAs.
90. Anordnung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem in der ersten Trägerstruktur eine Vielzahl von schaltbaren Strom quellen umfasst, die jeweils mit einem Pixel zu dessen Versor gung verbunden sind, und deren Schalteingänge mit den Kontak- tierungen zur Zuführung von Schaltsignalen aus den digitalen Schaltkreisen gekoppelt sind.
91. Anordnung nach Gegenstand 90, bei dem die schaltbaren Strom quellen in einem Materialsystem angeordnet sind, welches sich von dem für die LEDs verwendeten Materialsystem oder von dem ersten Materialsystem unterscheidet.
92. Anordnung nach einem der vorherigen Gegenstände, bei dem die Vielzahl von digitalen Schaltkreisen der zweiten Sub- stratstruktur zur Erzeugung eines PWM-ähnlichen Signals aus ei nem Taktsignal und einem Datenwort für jedes Pixel ausgeführt ist .
93. Anordnung nach Gegenstand 92, bei dem die Vielzahl von digitalen Schaltkreisen, eine Anzahl von in Reihe geschalteten
Schieberegistern aufweist, deren jeweilige Länge dem Datenwort für ein Pixel entspricht, wobei jedes Schieberegister mit einem Puffer zur Zwischenspeicherung verbunden ist. 94. Anordnung nach einem der vorherigen Gegenstände, wobei die
Vielzahl von digitalen Schaltkreisen einen Multiplexer umfas sen, der elektrisch mit einem Demultiplexer in der ersten Sub stratstruktur gekoppelt ist zur Ansteuerung mehrerer optoelekt ronischer Bauelemente.