CN108475984A - 在输入电压的宽范围内具有稳定的输出特性且具有应对输入电压变化的器件的dc-dc转换器 - Google Patents

在输入电压的宽范围内具有稳定的输出特性且具有应对输入电压变化的器件的dc-dc转换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种DC‑DC升压变换器，其特征在于，包括升压变换器，上述升压变换器包括NMOS和PMOS，以在上述NMOS周期性地转换接通断开状态的期间使得上述PMOS的栅极电压始终具有栅极断开电压的方式进行控制。上述DC‑DC转换器包括：开关切换类型的直流电压变换部；脉宽调制波形信号控制部，作为生成为了包含于上述直流电压变换部的开关的动作而提供的脉宽调制波形信号的脉宽调制波形信号控制部，上述脉宽调制波形信号的占空比根据向脉宽调制波形信号控制部输入的反馈电压来确定；以及生成上述反馈电压的反馈电路部，上述反馈电压通过从与上述误差电压成正比的值减去与向上述直流电压变换部输入的直流输入电压成正比的值而生成，上述误差电压与和上述直流电压变换部输出的直流输出电压相关的值与预定的基准电压之间的差成正比。

Description

在输入电压的宽范围内具有稳定的输出特性且具有应对输入 电压变化的器件的DC-DC转换器
技术领域
本发明涉及DC-DC变换器，尤其涉及对高输入电压也可提供所需的输出电压的DC-DC升压变换器的结构，涉及利用DC-DC转换器的输入电压的变化值校正输出电压的技术。
背景技术
为了提供向有源矩阵有机发光二极体(AMOLED)板输入的直流电压，需要通过改变由电池或预定的直流电源所提供的直流输入电压的等级来换成适合上述有源矩阵有机发光二极体板的直流输出电压，这种功能可由DC-DC转换器执行。
或者，为了提供向进行无线充电时所充电的电池进行输入的直流输出电压，需要通过改变无线充电装置所提供的直流输入电压的等级来换成适合上述电池的直流输出电压，这种功能也可由DC-DC转换器执行。
此外，有多种对DC-DC转换器进行应用的应用程序。DC-DC转换器主要使用于由电池提供电力的手机及笔记本电脑等的便携式电子装置。这种电子装置通常包括几个子电路，但各个子电路具有其自身的电压水平要求事项，且这种电压水平不同于电池所提供的电压水平。
例如，手机显示装置以电池作为电源来使用。电池电压随着对装置进行使用而逐渐下降。这导致DC-DC转换器的输入电压的变化，即管线(Line)变化。例如，尤其在有源矩阵有机发光二极体用DC-DC转换器中，直流输出电压的细微的抖动将导致画面的闪烁现象(flicker)，因此，优选地，有源矩阵有机发光二极体板用的DC-DC转换器应具有优秀的线路调整率特性。
DC-DC转换器可通过接收直流输入电压来提供直流输出电压。此时，在直流输入电压产生变化的情况下，直流输出电压的值并不准确固定在所设定的目标值，由此可产生表现出预定误差值的现象，这种直流输出电压的变化具有可能改变接收上述直流输出电压的装置的工作特性的问题。
图1为用于说明普通升压变换器的工作原理的附图。
图1的(a)部分所示的普通升压变换器可包括：电感器211，具有施加电池电压VBAT的一端子；共同节点LX，在上述电感器211的另一端部被定义；NMOS110，漏极与上述共同节点相连接；PMOS120，源极(或漏极)与上述共同节点相连接；输出电压VOUT，从上述PMOS120的漏极(或源极)输出；以及电容器12，一端子与上述PMOS120的漏极相连接。上述NMOS110的源极及上述电容器的另一端子可与基准电位(地面)相连接。而且，可向上述NMOS110的栅极施加开关切换信号SW_NG，可向上述PMOS120的栅极施加开关切换信号SW_PG。上述PMOS120的源极和漏极的位置可互换。以下，在本说明书中上述电池电压VBAT可被称为输入电压VIN。并且，上述输出电压VOUT可被称为输出电压ELVDD。
上述开关切换信号SW_NG和上述开关切换信号SW_PG能够以分别周期性地轮流变换成低值和高值的方式产生改变。在一实施例中，可使上述开关切换信号SW_NG和上述开关切换信号SW_PG并不同时维持接通状态。或者，在一实施例中，上述开关切换信号SW_NG和上述开关切换信号SW_PG可具有互补的值。根据基于上述开关切换信号SW_NG和上述开关切换信号SW_PG维持接通状态及断开状态的时间长度的比例来定义的占空比，输出电压的值可变得不同。
图1的(b)部分示出在上述NMOS110维持接通状态且上述PMOS120维持断开状态的情况下的电路的工作。此时，上述开关切换信号SW_NG可具有高值，上述开关切换信号SW_PG可具有高值。此时，电池所提供的电流可通过NMOS110来流动。在图1的(b)部分所示的状态稳定的情况下，上述电感器211两端的电位差为0，因此，上述共同节点的电压为输入电压VIN。
图1的(c)部分示出上述NMOS110维持断开状态且上述PMOS120维持接通状态的情况下的电路的工作。此时，上述开关切换信号SW_NG可具有低值，上述开关切换信号SW_PG可具有低值。在这种情况下，电池所提供的电流可通过PMOS120来流动。在从图1的(b)部分所示的状态转换为图1的(c)部分所示的状态的转换区间时，在上述电感器211中流动的电流值的连续性得到保障，因此，最终使共同节点LX的电压将上升。此时，输出电压VOUT可具有从共同节点的电压减去PMOS120的源极与漏极之间的电压的值。
若从图1的(c)部分所示的状态重新转换为图1的(b)部分所示的状态，则输出电压VOUT的值可基于电容器来维持。
在图1所示的普通升压变换器中，输出电压VOUT和输入电压VIN具有如下公式1的关系。
公式1
VOUT＝{1/(1－D)}×VIN
其中，D＜1，通常，D＜0.8
即，图1所示电路以使得VOUT的值大于VIN的值的方式进行工作。即，升压变换器仅可生成大于输入电压的输出电压。通常，最低的VOUT＝VIN+0.2V。
图1示出的升压变换器可用作生成向有源矩阵有机发光二极体(AMOLED)板供给的电压的DC-DC变换器。为了提供向有源矩阵有机发光二极体板输入的直流电压，需通过改变电池或预定直流电源所提供的直流输入电压的等级，从而换成适合于上述有源矩阵有机发光二极体板的直流输出电压来提供，这种功能可通过DC-DC变换器来执行。
或者，为了提供向当无线充电时充电的电池单元输入的直流输出电压，需通过改变无线充电装置所提供的直流输入电压的等级，从而换成适合于上述电池的直流输出电压，这种功能也可通过DC-DC变换器来执行。
通常，升压类型的有源矩阵有机发光二极体板用DC-DC变换器被设计成通过接收VBAT(2.9V～4.4V)来输出预先设定的优选目标值，例如4.6V。即，升压的差值可具有0.2V～1.7V的范围。但是，近来因不良有线充电器及快速充电而使得电池电压VBAT以4.5V以上的电压被充电。在这种情况下，升压变换器的输出电压可具有上述目标值以上的值。若向有源矩阵有机发光二极体板输入的电压大于预先设计的值，则导致画面不良。
发明内容
解决的技术问题
本发明的目的在于提供如下的升压变换器，即，在电池电压VBAT大于4.4V的情况下，通过检测来使输出端的PMOS120处于断开状态，从而使输出电压VOUT达到4.6V。即，本发明的目的在于提供如下的升压变换器，即，当电池电压VBAT在2.9～(4.4+VTHP)的范围时，即当电池电压在2.9V～5.2V的范围时，保证输出电压达到4.6。
在本发明中，为了解决上述问题，提供随着直流输入电压的变化可使DC-DC转换器的直流输出端子所提供的直流输出电压的变动最小化的技术。即，提供增强DC-DC转换器的线路调整率(line regulation)特性的技术。
技术方案
根据本发明的一观点提供的DC-DC升压变换器包括：升压变换器，包括NMOS和PMOS；以及模式控制部，对向上述升压变换器输入的输入电压VBAT进行检测，从而根据所检测的上述输入电压来使上述升压变换器变换为第一模式或第二模式。此时，上述第一模式为以在上述NMOS周期性地转换接通断开状态的期间使得上述PMOS的栅极电压始终具有栅极断开电压的方式进行控制的模式，上述第二模式为以在上述NMOS周期性地转换接通断开状态的期间使得上述PMOS的栅极电压也转换接通断开状态的方式进行控制的模式。
此时，当上述输入电压大于预先确定的值时，上述升压变换器以上述第一模式进行工作，当上述输入电压与上述预先确定的值相同或小于上述预先确定的值时，能够使上述升压变换器以上述第二模式进行工作。
此时，上述第一模式与上述第二模式之间的转换可具有基于上述输入转换的迟滞现象特征。
此时，在上述输入电压大于预先确定的第一值的瞬间，上述升压变换器从上述第二模式转换为上述第一模式，之后，在上述输入电压小于比上述预先确定的第一值小的预先确定的第二值的瞬间，能够使上述升压变换器从上述第一模式转换为上述第二模式。
此时，上述升压变换器可与效率增强电路相连接。而且，上述效率增强电路包括第一二极管及第二二极管，向上述第一二极管的阳极端子施加上述升压变换器的输出电压，向上述第二二极管的阳极端子施加上述输入电压，上述第一二极管的阴极端子可与上述第二二极管的阴极端子相连接。而且，上述第一二极管及上述第二二极管的阴极端子可与上述PMOS的第一隔离环(ISO_ring)端子、上述PMOS的后栅极端子及上述PMOS的第二隔离环端子相连接。
根据本发明再一观点所提供的DC-DC升压变换器包括升压变换器，上述升压变换器包括NMOS和PMOS，以在上述NMOS周期性地转换接通断开状态的期间使得上述PMOS的栅极电压始终具有栅极断开电压的方式进行控制。
上述DC-DC升压变换器可还包括电感器。此时，向上述电感器的一端子施加向上述升压变换器输入的输入电压，上述电感器的另一端子与上述NMOS的漏极相连接，上述NMOS的源极与基准电位相连接，上述NMOS的漏极与上述PMOS的第一端子相连接，上述PMOS的第二端子可以为上述升压变换器的输出端子。
此时，上述升压变换器可与效率增强电路相连接。此时，上述效率增强电路可包含第一二极管及第二二极管。而且，向上述第一二极管的阳极端子施加上述升压变换器的输出电压，向上述第二二极管的阳极端子施加上述输入电压，上述第一二极管的阴极端子与上述第二二极管的阴极端子相连接，上述第一二极管及上述第二二极管的阴极端子可与上述PMOS的第一隔离环端子、上述PMOS的后栅极端子及上述PMOS的第二隔离环端子相连接。
根据本发明另一观点所提供的DC-DC升压变换器包括升压变换器及效率增强电路，上述升压变换器包括NMOS和PMOS，上述效率增强电路与上述升压变换器相连接。此时，上述效率增强电路包括第一二极管及第二二极管，向上述第一二极管的阳极端子施加上述升压变换器的输出电压，向上述第二二极管的阳极端子施加上述升压变换器的输入电压，上述第一二极管的阴极端子与上述第二二极管的阴极端子相连接，上述第一二极管及上述第二二极管的阴极端子可与上述PMOS的第一隔离环端子、上述PMOS的后栅极端子及上述PMOS的第二隔离环端子相连接。
根据本发明的一观点，对向具有脉宽调制波形信号控制部的DC-DC转换器输入的直流输入电压的变化进行检测，从而将所检测的上述直流输入电压的变化用于脉宽调制控制。由此，即使直流输入电压抖动，也可防止直流输出电压的抖动，从而增强DC-DC转换器的线路调整率特性。
根据本发明的一观点提供的DC-DC转换器包括：开关切换类型的直流电压变换部；脉宽调制波形信号控制部，作为生成对包含于上述直流电压变换部的开关的动作进行控制的脉宽调制波形信号的脉宽调制波形信号控制部，上述脉宽调制波形信号的占空比根据向脉宽调制波形信号控制部输入的反馈电压VC来确定；以及生成误差电压的反馈电路部。此时，上述反馈电压VC通过从与上述误差电压VERR成正比的值a×VERR减去与向上述直流电压变换部输入的直流输入电压VBAT成正比的值b×VBAT而生成，上述误差电压VERR与和上述直流电压变换部输出的直流输出电压VOUT相关的值VSENSE与预定的基准电压VREF之间的差成正比。
这里，DC电压转换单元可以是上述升压转换器，包括在直流电压转换单元中的开关可以是上述的NMOS和PMOS。
此时，本发明的DC-DC转换器还可包括生成上述反馈电压的反馈电压生成部。而且，上述反馈电压生成部可包括第一电流镜、第二电流镜及第三电流镜。而且，第一电流镜生成通过对与上述误差电压成正比的误差电流IERR进行反射来被复制的误差电流IERR，第三电流镜生成通过对与上述直流输入电压VBAT成正比的输入电流IBAT进行反射来被复制的输入电流IBAT，上述第二电流镜生成通过对上述被复制的输入电流IBAT进行反射来被复制的第二输入电流IBAT，输出从被复制的上述误差电流IERR减去被复制的上述第二输入电流IBAT的反馈电流IX。而且，可从上述反馈电流IX生成上述反馈电压VC。
此时，上述反馈电压VC可与上述直流输入电压VBAT成反比。
此时，上述反馈电压的大小可与上述脉宽调制波形信号的占空比值成正比。
此时，上述第一电流镜可包括第十一PMOS晶体管及第十二PMOS晶体管。而且，上述第十一PMOS晶体管的源极端子及上述第十二PMOS晶体管的源极端子可与供给端子相连接。而且，上述第十一PMOS晶体管的栅极端子可分别与上述第十二PMOS晶体管的栅极端子及上述第十一PMOS晶体管的漏极端子相连接。而且，上述第二电流镜可包括第十三PMOS晶体管及第十四PMOS晶体管。而且，上述第十三PMOS晶体管的源极端子及上述第十四PMOS晶体管的源极端子可与上述供给端子相连接。而且，上述第十三PMOS晶体管的栅极端子可分别与上述第十四PMOS晶体管的栅极端子及上述第十四PMOS晶体管的漏极端子相连接。而且，上述第三电流镜可包括第十一NMOS晶体管及第十二NMOS晶体管。而且，上述第十一NMOS晶体管的源极端子及上述第十二NMOS晶体管的源极端子可与第一基准电位相连接。而且，上述第十一NMOS晶体管的栅极端子可分别与上述第十二NMOS晶体管的栅极端子及上述第十二NMOS晶体管的漏极端子相连接。而且，上述第十一NMOS晶体管的漏极端子可与上述第十二PMOS晶体管的漏极端子相连接。而且，上述第十二NMOS晶体管的漏极端子可与上述第十三PMOS晶体管的漏极端子相连接。
此时，上述直流电压变换部可包括电感器、第一NMOS晶体管及第一PMOS晶体管。而且，上述电感器的一端子可与上述DC-DC转换器的输入端子相连接，上述电感器的另一端子可与上述第一NMOS晶体管的漏极端子及上述第一PMOS晶体管的漏极端子相连接，上述第一PMOS晶体管的源极端子可与上述DC-DC转换器的输出端子相连接。
此时，脉宽调制波形信号控制部可包括栅极驱动部，可利用上述栅极驱动部的脉宽调制电压值来控制上述第一NMOS晶体管及第一PMOS晶体管。
此时，脉宽调制波形信号控制部可还包括电流检测部及斜度补偿部。而且，上述电流检测部可对上述第一NMOS晶体管的源极端子的电流进行检测，通过对所检测的上述电流的峰值进行检测并输出。而且，上述斜度补偿部可通过接收上述电流检测部的输出值及具有预先确定的周期的锯齿波电压来输出补偿电压。
此时，上述脉宽调制波形信号控制部可还包括比较部、销存器部及栅极驱动部。而且，上述比较部可通过接收上述补偿电压及上述反馈电压来输出逻辑值，上述销存器部可通过接收上述逻辑值及时钟信号来向上述栅极驱动部输出上述脉宽调制电压值。
此时，上述反馈电路部可包括第一电阻、第二电阻及误差放大器。而且，上述第一电阻的一端子可与上述DC-DC转换器的输出端子相连接，上述第一电阻的另一端子及第二电阻的一端子可共同与上述误差放大器的反转输入端子相连接。而且，上述第二电阻的另一端子可与第一基准电位相连接，上述误差放大器的非反转输入端子可与第二基准电位相连接。
发明效果
因此，在利用本发明的情况下，即使因电池过充电而导致电池电压VBAT升高，也可提供可确保正常显示质量的输出电压。
根据本发明，对向DC-DC转换器输入的直流输入电压(ex：电池电压，或位于无线充电线圈的下一端的整流器(Rectifier)的输出电压)的变化进行检测，可将所检测的值用于脉宽调制控制，从而增强DC-DC转换器的线路调整率特性，由此可增强接收上述DC-DC转换器的直流输出电压的装置的工作品质。因此，可根据本发明设计在对向例如使用电池的装置等输入的电压的变化敏感的装置中使用的变换器，从而可得到线路调整率特性增强的产品。
附图说明
图1为用于说明普通升压变换器的工作原理的图。
图2为示出本发明的DC-DC升压变换器的结构的图。
图3为用于说明本发明一实施例的升压变换器及可与之相连接的上述效率增强电路的结构及在向该升压变换器施加所具有的电压大于4.4V的电池电压VBAT时的工作原理的图。
图4为用于说明在本发明一实施例的升压变换器所提供的两个工作模式之间互相转换的技术的图。
图5示出对基于在图4中所说明的本发明一实施例的模式转换的输出电压进行模拟的结果。
图6为示出对本发明一实施例的升压变换器以自触发开关(STS)模式工作的情况下的效率进行模拟的结果的图表。
图7及图8示出以往一实施例的DC-DC转换器的内部结构。
图9根据以往一实施例来以图表的形式根据时间示出电感器50的电流值、节点N2～N4及脉宽调制信号的电压值。
图10示出本发明一实施例的DC-DC转换器200的结构图，图11示出本发明一实施例的DC-DC转换器的电路图。
图12示出本发明一实施例的反馈电压生成部60的内部电路。
图13为用于说明本发明一实施例的基于输入电流的大小的反馈电压的差的图。
具体实施方式
以下，参考附上本发明的实施例的附图进行说明。但是本发明并不限定于在本说明书中所说明的实施例，能够以各种其他实施方式体现。在本说明书中所使用的术语用于帮助理解实施例，而非意图限定本发明的范围。并且，若未在语句中明确表示相反的含义，则以下所使用的单数形态还包括复数形态。
在以下说明的实施例中表述的特定电压值是为了便于说明而特定的，需要留意的是，即使改变该电压值，本发明的思想也将维持。
在本说明书中，方便起见，可将为使NMOS或PMOS处于断开状态而提供的栅极电压称为“栅极断开电压”。
图2为示出本发明的DC-DC升压变换器的结构的图。
本发明一实施例的DC-DC变换器1可包括升压变换器210、效率增强电路220及模式控制部230。
升压变换器210可具有与图1示出的升压变换器相同的结构。效率增强电路220为在作为以下基于图3详细说明的内容中的工作模式的自触发开关模式中用于提高效率的电路，其具体结构将在对图3的相关说明中叙述。
可向效率增强电路220输入电池电压VBAT及输出电压VOUT。
模式控制部230可执行通过检测电池电压VBAT来根据所检测的值来对升压变换器210的工作模式进行转换的功能。
图3为用于说明本发明一实施例的升压变换器及可与之相连接的上述效率增强电路的结构及在向该升压变换器施加所具有的电压大于4.4V的电池电压VBAT时的工作原理的图。
在图3所示的升压变换器中，可在图1所示的以往的升压变换器的PMOS120选择性地附加上述“效率增强电路220”。参照图3，上述效率增强电路220可包括第一二极管221及第二二极管222。此时，可向上述第一二极管221的阳极端子施加上述升压变换器210的输出电压VOUT，可向上述第二二极管222的阳极端子施加上述输入电压VBAT，上述第一二极管221的阴极端子可与上述第二二极管222的阴极端子相连接。此时，上述第一二极管221及上述第二二极管222的阴极端子的电压可被称为“隔离电压”。
此时，上述第一二极管221及上述第二二极管222的阴极端子可与上述PMOS的第一隔离环端子121、上述PMOS的后栅极端子122及上述PMOS的第二隔离环端子125相连接。可基于上述隔离电压对PMOS本体二极管(PMOS寄生二极管)的工作进行隔离。
上述PMOS120的源极(漏极)123端子与共同节点LX1相连接，上述PMOS120的漏极(源极)端子124可提供输出电压ELVDD。
图3中的NMOS110的第一隔离环端子111及第二隔离环端子115可接收电池电压VBAT。而且，NMOS110的后栅极端子112及源极端子113与基准电位PGND相连接。而且NMOS110的漏极端子114可与共同节点LX1相连接。
电感器211的一端子可接收电池电压VBAT，上述电感器211的另一端子可与上述共同节点LX1相连接。
根据本发明一实施例的升压变换器210能够以多个模式工作。此时，图3示出在电池电压VBAT为4.4V以上的情况下工作的第一模式的工作原理。以下，在本说明书中，将上述第一模式称作自触发开关(STS，self triggering switch)模式。
在维持上述自触发开关模式的期间，可始终向上述PMOS120的栅极施加高栅极断开电压(ex：4.6V)，从而使得上述PMOS120维持断开状态。
此时，若对NMOS110进行从接通状态到断开状态的转换，则电流无法通过NMOS110流动。而且，由于向PMOS120的栅极供给使得PMOS120维持断开状态的高栅极断开电压(ex：4.6V)，因此共同节点LX1的电压VLX1继续上升。此时，上述电压VLX1有可能比作为向上述PMOS120的栅极供给的栅极电压的4.6V加上作为上述PMOS120的临界电压的VTH.PMOS120的值还大。此时，PMOS120自触发(self triggered)，从而电流可通过PMOS120的源极与漏极之间而流动，此时，输出电压ELVDD约为4.6V。
图4为用于说明在本发明一实施例的升压变换器所提供的两个工作模式之间互相转换的技术的图。
在图4中所说明的模式之间的转换技术可通过利用附加有图2所示的上述效率增强电路220的升压变换器210或未附加上述效率增强电路的升压变换器210来体现。
本发明一实施例的升压变换器210可选择性地以在图3中所说明的自触发开关模式及以下所述的同步开关(SS，Synchronous Switch)模式进行工作。上述自触发开关模式为与上述同步开关模式相对应的概念，也可被称作异步交换模式(Asynchronous SwitchMode)。
此时，上述自触发开关模式是指如下的模式，即，向PMOS120的栅极供给使得PMOS120始终处于断开状态的高栅极断开电压(ex：4.6V)，并使得NMOS110周期性地重复转换接通/断开。
而且，上述同步开关模式是指PMOS120与NMOS110互相互补性地周期性重复接通/断开的模式。
本发明一实施例的升压变换器210通过对电池电压(VBAT)进行检测，来在电池电压VBAT大于4.4V的情况下以上述自触发开关模式工作，在电池电压VBAT与4.4V相同或小于4.4V的情况下以上述同步开关模式工作，使得工作模式根据电池电压VBAT发生转换。因此，本发明一实施例的升压变换器210可与“模式控制部230”相连接，上述模式控制部230通过对电池电压VBAT进行检测，从而根据其结果来使得上述升压变换器210在上述自触发开关模式和上述同步开关模式之间进行转换。上述模式控制部230与上述升压变换器210相结合的装置可被称作本发明一实施例的“DC-DC升压变换器1”。DC-DC升压变换器1可包括上述效率增强电路220也可不包括上述效率增强电路220。
当以上述同步开关模式工作时，具有上述升压变换器210在电池电压VBAT低的情况下也供给所需输出电压VOUT的高效率优点。当以上述自触发开关模式工作时，具有即使在电池电压VBAT过高的情况下也使得上述升压变换器210供给预先设计的输出电压VOUT来使得接收上述输出电压VOUT的装置可靠地进行工作的效果。
根据本发明的再一实施例，为了上述升压变换器210的模式转换，可为了在上述自触发开关模式和上述同步开关模式之间进行转换而赋予迟滞现象特性。即，例如在电池电压VBAT大于4.45V的瞬间，上述模式控制部230以使得PMOS120维持断开状态的方式向上述PMOS120的栅极端子施加栅极电压(ex：4.6V)，从而以上述自触发开关模式进行工作。之后，例如在上述电池电压VBAT低于4.35V的瞬间，上述模式控制部230使得施加于PMOS120的栅极的电压形成所具有的值与施加于NMOS110的栅极的脉冲列互补的脉冲列形态，从而，可转换为上述同步开关模式。如上所述，可通过对自触发开关模式的进入及进出赋予迟滞现象，来提高变换模式时的工作稳定性。
在图2及图3所示的升压变换器210中，可省略上述效率增强电路。但是，在上述升压变换器210包括上述效率增强电路220的情况下，电流不会从PMOS120的本体流向PMOS120的寄生二极管，由此具有在自触发开关模式中的效率增强的效果。
以如同本发明一实施例的自触发开关模式工作的升压变换器210即使在电池电压VBAT的值大于4.4V的情况下也执行正常工作。因此，在向有源矩阵有机发光二极体板供给以上述自触发开关模式工作的升压变换器210的输出电压的情况下，可确保上述有源矩阵有机发光二极体板的显示质量。
根据本发明一实施例的上述自触发开关模式可被视作如同将二极管用作整流(rectifier)元件的异步模式(asynchronous type)，但彻底隔离本体二极管的工作，利用共同节点LX1中的电压上升性质来通过PMOS120通道传递电流。因此，在以本发明一实施例的自触发开关模式进行工作时，与基于二极管模式进行工作相比，STD模式下的效率更高。
图5示出对基于在图4中所说明的本发明的一实施例的模式转换的输出电压进行模拟的结果。横轴表示电池电压VBAT的值，竖轴表示输出电压VOUT的值。如图5所示，模拟情况如下，当电池电压相对低时以同步开关模式工作，当电池电压相对高时以自触发开关模式工作。此时，相对于所有电池电压VBAT输出电压VOUT得到一定地维持，从而可理解输出电压VOUT具有好的线调整率特性。根据图5所示的图表，根据同步开关模式和自触发开关模式转换的输出电压的差值在2mV以内。自触发开关模式下的输出电压更小于同步开关模式下的输出电压。
图6为示出对本发明一实施例的升压变换器以自触发开关模式工作的情况下的效率进行模拟的结果的图表。横轴表示从作为供给输出电压VOUT的端子的输出端子的电流(lout)的大小，竖轴表示效率。图6示出对输入电压VIN进行多种变化时的结果，但可确认，输入电压VIN越高，其效率就略减少的倾向。但是，可知在自触发开关模式下的最大效率至少在84％以上。
在本说明书中，上述自触发开关模式可被称为第一模式，上述同步开关模式可被称为为第二模式。
图7及图8示出以往一实施例的DC-DC转换器的内部结构。
图7以框图的形式示出DC-DC转换器的简要结构。
在图7中示出的DC-DC转换器100在内部包括直流电压变换部30、脉宽调制波形信号控制部10及反馈电路部20。
例如，直流电压变换部30可包括两个晶体管。通过直流电压变换部30输入的电流可控制为通过上述两个晶体管中的第一晶体管流动或通过上述两个晶体管中的第二晶体管流动。上述两个晶体管可控制为进行周期性反复开关的开关切换动作。并且，可控制上述两个晶体管不在同时处于开状态。并且，可控制为当上述第一晶体管处于开状态时，上述第二晶体管处于关状态，相反，当上述第一晶体管处于关状态时，上述第二晶体管处于开状态。根据各个上述晶体管的开关切换计时器的占空比来改变DC-DC转换器的输出电压。其中，“占空比”可定义为向上述第一晶体管或上述第二晶体管的栅极提供的开关切换计时器的开区间的时间长度与关区间的时间长度之间的比例。或者，上述“占空比”可定义为第一晶体管维持开状态的时区间与上述第二晶体管维持开状态的时区间的时间比例。
例如，上述第一晶体管和上述第二晶体管可分别为NMOS晶体管及PMOS晶体管。
可向直流电压变换部30的输入端子(TI1＝IN)供给DC-DC转换器的直流输入电压VIN。直流电压变换部可定义为包括提供于其输入端的电感器50或排除上述电感器50。直流电压变换部30的第一输出末端TO1的电压值Vst或与上述电压值Vst成正比的电流值可输入于脉宽调制波形信号控制部10，直流电压变换部30的第二输出末端(TO2＝OUT)的电压值VOUT可向反馈电路部的输入端子TI2输入。
反馈电路部20可通过接收直流电压变换部30的输入电压，即DC-DC转换器100的输出电压，来对标定被输入的上述输出电压的值与预先设定的基准值之间的差值进行放大，由此提供误差电压VERR。在图7及图8中，上述误差电压VERR与反馈电压VC相同。
脉宽调制波形信号控制部10通过对利用从直流电压变换部30等接收的值来生成的补偿电压与上述反馈电压VC进行比较，可由此输出脉宽调制电压，能够以上述脉宽调制电压为基础来供给上述直流电压变换部30的上述两个晶体管(例如：NMOS晶体管及PMOS晶体管)的栅极电压，从而补偿DC-DC转换器100的输出电压。
图8示出在图7中示出的DC-DC转换器的内部电路。
图9根据以往的一实施例来以图表的形式根据时间示出电感器50的电流值、节点N2～N4及脉宽调制信号的电压值。
以下，一同参考图8及图9来进行说明。
在图8中例示的DC-DC转换器100在其内部包括直流电压变换部30、脉宽调制波形信号控制部10及反馈电路部20。
直流电压变换部30可包括电感器50、NMOS晶体管31及PMOS晶体管32。脉宽调制波形信号控制部10可包括电流检测部11、斜度补偿部12、比较部13、销存器(latch)14及栅极驱动部15。而且，反馈电路部20可包括第一电阻23、第二电阻24、基准电位部22及误差放大器21。
直流电压变换部
可向直流电压变换部30的输入端子IN供给直流输入电压VIN。例如，上述直流输入电压VIN可从电池或无线充电的无线充电电力供给线圈的下一端的整流器(Rectifier)供给。上述电感器50的一端子可与上述电池或上述无线充电电力供给线圈的下一端的整流器相连接，上述电感器50的另一端子N1可分别与LX端子相连接。LX端子可分别与NMOS晶体管31的漏极端子及PMOS晶体管32的漏极端子相连接。NMOS晶体管31的栅极端子和PMOS晶体管的栅极端子可分别与栅极驱动部15的第一端子及第二端子相连接。而且，NMOS晶体管31的源极端子可与电阻33的一端子相连接，电阻33的另一端子可与基准电位(GND)相连接。而且，PMOS晶体管32的漏极端子可与输出端子OUT相连接。
在图8中说明了直流电压变换部30所包括的两个晶体管分别为NMOS晶体管31和PMOS晶体管32的例子，但并不限定于此。
若向直流电压变换部的输入端子IN供给直流输入电压VIN，则基于NMOS晶体管及PMOS晶体管的开关切换动作，通过电感器50流动的电流的值可如同图9的(a)部分图表中的311所示。NMOS晶体管及PMOS晶体管可互相交替变换开关状态。NMOS晶体管31的源极与基准电位之间可与电阻33相连接。上述开关切换动作可基于单独的栅极驱动部15提供。
PW波形信号控制部
脉宽调制波形信号控制部10的电流检测部11可对在上述电阻33中流动的电流的值进行检测来输出电压。此时，节点N2中的电压VN2可与图9的(b)部分图表中的312相同。此时，在TI～T3区间中节点N2的电压降为0的理由为NMOS晶体管在T1、T2、T3各区间的开始点关闭，PMOS晶体管工作，从而流向电感器50的电流流向PMOS晶体管。即，在各区间T1、T2、T3中，电流不向NMOS晶体管流动，因此电压降为0。
电流检测部11检测通过电感器50流动的电流IA的峰值。上述峰值的检测时间点可向斜度补偿部12提供。例如，电感器50具有峰值的时间点可以为t1、t2、t3，上述t1、t2及t3值可向斜度补偿部12提供。
可向脉宽调制波形信号控制部10的斜度补偿部12输入节点N2中的电压VN2和具有预先确定的周期的锯齿波电压VN3。上述锯齿波电压可如同图9的图表中的313。
斜度补偿部12可输出上述节点N2的电压VN2和上述锯齿波电压VN3的合的补偿电压VN4。但，斜度补偿部12可在从上述峰值被检测的时间点t1、t2、t3至上述锯齿波电压VN3降到最低值的时间点t11、t12、t13之间的区间中强制控制成上述补偿电压VN4与基准电位至相同的常数值。即，上述补偿电压VN4可与图9的(d)部分的图表中的314相同。可利用斜度补偿部12来防止输出电压的振动。
脉宽调制波形信号控制部10的比较部13可在上述补偿电压VN4大于上述反馈电路部20所提供的反馈电压VC的情况下输出逻辑值“1”，否则输出逻辑值“0”，或在上述补偿电压VN4大于上述反馈电路部20所提供的反馈电压VC的情况下输出逻辑值“0”，否则输出逻辑值“1”。
脉宽调制波形信号控制部10的销存器部14可接收在计时器信号及上述比较部13中输出的值，从而可最终输出向栅极驱动部15供给的脉宽调制电压VPWM。上述计时器信号的周期具有预先设定的值，上述锯齿波电压的周期及上述电感器电流的周期可与上述计时器信号的周期相同。
脉宽调制波形信号控制部10的栅极驱动部15可接收上述脉宽调制电压VPWM，在此基础上供给上述NMOS晶体管31及上述PMOS晶体管32的栅极电压。
反馈电路部
反馈电路部20的第一电阻23及第二电阻24可形成分压器(voltage divider)。
第一电阻(R1)23的一端部可与直流电压变换部30的直流输出端子OUT相连接，第一电阻(R1)23的另一端部可与第二电阻(R2)24相连接。第二电阻(R2)24的另一端部可与基准电位相连接。
作为在第一电阻(R1)23与第二电阻(R2)24之间所定义的节点(Nsense)中的电压的检测电压VSENSE与基准电位部22所提供的基准电位VREF之间的差值可由误差放大器21放大。
此时，例如，检测电压VSENSE可以为利用上述分压器来从上述直流输出电压标定的值。而且，例如，上述基准电位VREF可设定为与在上述直流输出电压具有预先设定的优选值的情况下所产生的上述检测电压相同的值。例如，上述优选的预先设定的值为4.6V，此时，若以使得上述检测电压达到2.3V的方式构成电路，则上述基准电位可设定为2.3V。
此时，由误差放大器21放大并输出的电压为误差电压VERR，在图8的例中，上述误差电压VERR能够以向脉宽调制波形信号控制部10输入的反馈电压VC的方式供给。
图10示出本发明一实施例的DC-DC转换器200的结构图，图11示出本发明一实施例的DC-DC转换器的电路图。
图10的DC-DC转换器的基本结构包括直流电压变换部30、脉宽调制波形信号控制部10及反馈电路部20，可与图8的结构相同。
此时，图10与图7的不同点为在反馈电路部20的输出端子与脉宽调制波形信号控制部10的输入端子之间添加反馈电压生成部60。因此，在图8中，若反馈电压VC与误差电压VERR的值相同，则因上述反馈电压生成部60而导致图3中的反馈电压VC与误差电压VERR具有互不相同的值。
即，反馈电压生成部60对向直流电压变换部30输入的输入电压VIN进行检测，利用所检测的上述输入电压和上述误差电压VERR来生成反馈电压VC。上述反馈电压VC可通过从与误差电压VERR成正比的值a×VERR减去与向上述直流电压变换部30输入的直流输入电压VBAT＝ViIN成正比的值b×VIN＝b×VBAT而生成，上述误差电压VERR通过对以上述直流电压变换部30输出的直流输出电压VOUT进行标定的值VSENSE与预定的基准电压VREF之间的差进行放大而得。
根据本发明的实施例，可减少为了得到必要的反馈电压而使用的误差电压VERR的变化。即，误差电压VERR的变化小意味着输出电压VOUT与原先设定的优选值的差小。因此不顾上述输入电压VIN的变化，也可得到更接近于预先设定的输出电压的规定的输出电压VOUT。
图12示出本发明一实施例的反馈电压生成部60的内部电路。
反馈电压生成部60可包括第一电流镜61、第二电流镜62及第三电流镜63。
若误差电压VERR输入于反馈电压生成部60，则第一电流镜61可对与上述误差电压VERR成正比的误差电流(IERR)611进行反射来生成复制的误差电流(IERR)612。
第一电流镜61可包括两个PMOS晶体管。第十一PMOS晶体管PM1的源极端子及第十二PMOS晶体管PM2的源极端子可分别与供给电压VDD相连接。第十一PMOS晶体管PM1的栅极端子可与第十二PMOS晶体管PM2的栅极端子相连接，并且第十一PMOS晶体管PM1的栅极端子也可与第十一PMOS晶体管PM1的漏极端子相连接。
第十一PMOS晶体管PM1的漏极端子可与NMOS晶体管NM0的漏极端子相连接，上述误差电压VERR可输入于NMOS晶体管NM0的栅极端子。NMOS晶体管NM0的源极端子可与电阻的一端部相连接，上述电阻的另一端部可与基准电位GND相连接。
若向第十三NMOS晶体管NM3的栅极端子输入电压VBAT＝VIN，则可通过第十三NMOS晶体管NM3的漏极端子使输入电流IBAT流动。此时，第十三NMOS晶体管NM3的源极端子与电阻的一端部相连接，上述电阻的另一端部与基准电位GND相连接。上述输入电压VBAT可相同地在第三电流镜63流动。
第三电流镜63可对与直流输入电压VBAT成正比的输入电流(IBAT)631进行反射来生成复制的输入电流(IBAT)632。
第三电流镜63可包括两个PMOS晶体管。第十三PMOS晶体管PM3的源极端子及第十四PMOS晶体管PM4的源极端子可分别与供给电压VDD相连接。第十三PMOS晶体管PM3的栅极端子可与第十四PMOS晶体管PM4的栅极端子相连接，并且第十三PMOS晶体管PM3的栅极端子也可与第十四PMOS晶体管PM4的漏极端子相连接。
复制的上述输入电流(IBAT)632可流向第二电流镜62。上述第二电流镜62可对复制的上述输入电流(IBAT)632、621进行反射来生成复制的第二输入电流(IBAT)622。
第二电流镜62可包括两个NMOS晶体管。第十一NMOS晶体管NM1的源极端子及第十二NMOS晶体管NM2的源极端子分别与基准电位GND相连接。第十一NMOS晶体管NM1的栅极端子可与第十二NMOS晶体管NM2的栅极端子相连接，并且，也可与第十二NMOS晶体管NM2的漏极端子相连接。
最终，反馈电压生成部60可输出从复制的上述误差电流(IERR)612减去上述复制的第二输入电流(IBAT)622的反馈电流Ic，可从上述反馈电流Ic生成上述反馈电压VC。
即，反馈电压VC可与从与误差电压VERR成正比的值a×VERR减去与输入电压VBAT成正比的值b×VBAT的值成正比(VC∝(a×VERR－b×VBAT))。
图13为用于说明本发明一实施例的基于输入电流的大小的反馈电压的差的图。
在图13的(a)部分对当施加不同大小的输入电压时的电感器电流的变化图案进行比较。在图13的(b)部分对当基于时间施加上述不同大小的输入电压时的反馈电压VC与误差电压VERR的信号的大小进行比较。在图13的(c)部分则根据时间示出基于各个上述反馈电压VC的脉宽调制的电压VPWM的信号。
在图13的(a)中，例如，若第一水平的输入电压被输入时的电感器电流的变化呈现出附图标记211所示的图表，则水平比上述第一水平高的第二水平的输入电压被输入时的电感器电流的变化相当于附图标记212所示的图表。
此时，在上述第一水平的输入电压被施加的情况下从反馈电路部20输出的误差电压(VERR)215的大小可大于在高于上述第一水平高的上述第二水平的输入电压被施加的情况下从反馈电路部20输出的误差电压(VERR)216。
如同以往技术，本发明原样维持反馈电压VC的值(即，以与以往相同的方式调节脉宽调制的占空比)，但可通过对输入电压的变化进行追加检测，来增强线路调整率。参考这一点继续进行说明。
一同参照在图8中说明的比较技术及图11来进行说明，则当第一输入电压被输入时产生的误差电压(VERR)215的大小可与当第二输入电压被输入时产生的误差电压(VERR)216不同。若向反馈电压生成部60输入上述误差电压(VERR)215，则可输出反馈电压(VC)213。并且，若向反馈电压生成部60输入上述误差电压(VERR)216，则可输出反馈电压(VC)214。若与图9中所示的现有技术相比较，则根据现有技术，误差电压为与反馈电压相同的电压，因此基于不同的输入电压的误差电压的变化值与基于不同的上述输入电压的反馈电压的变化值相同。与此相比，如图13所示，根据本发明的一实施例，可知基于不同的输入电压的误差电压的变化值(例如，误差电压215与误差电压216的差值)小于基于不同的上述另一输入电压的变化值(例如，反馈电压213与反馈电压214的差值)小。
根据本发明，在要求反馈电压(VC)与在上述比较技术中得到的反馈电压(VC)相同的情况下，在本发明中，为了生成反馈电压(VC)而利用误差电压(VERR)来对输入电压(VIN)的变化进行补偿，因此，在形成与现有技术相同的反馈电压(VC)的同时减少误差电压(VERR)的差值(输入电压互不相同时的误差电压(VERR)的差值)。即，误差电压(VERR)的差值减少意味着线路调整率增强。
即，若以往使得反馈电压(VC)与误差电压(VERR)形成相同的值，则在本发明中，使得反馈电压(VC)与误差电压(VERR)形成互不相同的值(例如，VC＝k1×VERR+k2×VIN)。其中，k1及k2可以为实数。
上述误差电压VERR为反映出输出电压的直流变量(Variation)的值。因此，为了减少输出电压的直流变量，需要寻找减少误差电压VERR的变化的方法。在以往技术中，需要利用误差电压VERR来调节占空比，但在本发明中，采用通过检测输入电压的变化来进行补偿的结构，由此可在相同条件下减少误差电压VERR的变化。
利用如上所述的本发明的实施例，本发明技术领域的技术人员可在不脱离本发明的本质特性的范围内轻松实施多种变更及修改。发明要求保护范围中的各个权利要求的内容可在能够通过本说明书理解的范围内与没有引用关系的其他权利要求相结合。

Claims (13)

1.一种DC-DC升压变换器，其中，
包括：
升压变换器(boost converter)，包括NMOS和PMOS；以及
模式控制部，对向上述升压变换器输入的输入电压(VBAT)进行检测，从而根据所检测的上述输入电压来使上述升压变换器变换为第一模式或第二模式，
上述第一模式为以在上述NMOS周期性地转换接通断开状态的期间使得上述PMOS的栅极电压始终具有栅极断开电压的方式进行控制的模式，
上述第二模式为以在上述NMOS周期性地转换接通断开状态的期间使得上述PMOS的栅极电压也转换接通断开状态的方式进行控制的模式。
2.根据权利要求1所述的DC-DC升压变换器，其中，
当上述输入电压大于预先确定的值时，上述升压变换器以上述第一模式进行工作，
当上述输入电压与上述预先确定的值相同或小于上述预先确定的值时，上述升压变换器以上述第二模式进行工作。
3.根据权利要求1所述的DC-DC升压变换器，其中，上述第一模式与上述第二模式之间的转换具有上述输入转换的迟滞现象特征。
4.根据权利要求1所述的DC-DC升压变换器，其中，
在上述输入电压大于预先确定的第一值的瞬间，上述升压变换器从上述第二模式转换为上述第一模式，之后，
在上述输入电压小于比上述预先确定的第一值小的预先确定的第二值的瞬间，上述升压变换器从上述第一模式转换为上述第二模式。
5.根据权利要求1所述的DC-DC升压变换器，其中，上述升压变换器与效率增强电路相连接，
上述效率增强电路包括：
第一二极管；以及
第二二极管，
向上述第一二极管的阳极端子施加上述升压变换器的输出电压，
向上述第二二极管的阳极端子施加上述输入电压，
上述第一二极管的阴极端子与上述第二二极管的阴极端子相连接，
上述第一二极管及上述第二二极管的阴极端子与上述PMOS的第一隔离环端子、上述PMOS的后栅极端子及上述PMOS的第二隔离环端子相连接。
6.一种DC-DC升压变换器，其中，
包括升压变换器，上述升压变换器包括NMOS和PMOS，
以在上述NMOS周期性地转换接通断开状态的期间使得上述PMOS的栅极电压始终具有栅极断开电压的方式进行控制。
7.根据权利要求6所述的DC-DC升压变换器，其中，
还包括电感器(211)，
向上述电感器的一端子施加向上述升压变换器输入的输入电压，
上述电感器的另一端子与上述NMOS的漏极相连接，
上述NMOS的源极与基准电位相连接，
上述NMOS的漏极与上述PMOS的第一端子相连接，
上述PMOS的第二端子为上述升压变换器的输出端子。
8.根据权利要求6述的DC-DC升压变换器，其中，
还包括电感器(211)，
向上述电感器的一端子施加向上述升压变换器输入的输入电压，
还包括电感器(211)，向上述电感器的一端子施加向上述升压变换器输入的输入电压，
上述升压变换器(210)与效率增强电路(220)相连接，
上述效率增强电路(220)包括第一二极管(221)以及第二二极管(222)，
向上述第一二极管的阳极端子施加上述升压变换器的输出电压，
向上述第二二极管的阳极端子施加上述输入电压，
上述第一二极管的阴极端子与上述第二二极管的阴极端子相连接，
上述第一二极管及上述第二二极管的阴极端子与上述PMOS的第一隔离环端子(121)、上述PMOS的后栅极端子((back-gate terminal)(122)及上述PMOS的第二隔离环端子(125)相连接。
9.一种DC-DC升压变换器，其中，
包括：
升压变换器，包括NMOS和PMOS；以及
效率增强电路，与上述升压变换器相连接，
上述效率增强电路包括第一二极管及第二二极管，
向上述第一二极管的阳极端子施加上述升压变换器的输出电压，
向上述第二二极管的阳极端子施加上述升压变换器的输入电压，
上述第一二极管的阴极端子与上述第二二极管的阴极端子相连接，
上述第一二极管及上述第二二极管的阴极端子与上述PMOS的第一隔离环端子、上述PMOS的后栅极端子及上述PMOS的第二隔离环端子相连接。
10.根据权利要求1所述的DC-DC升压变换器，其中，
脉宽调制波形信号控制部，作为生成对包含于上述NMOS和PMOS的动作进行控制的脉宽调制波形信号的脉宽调制波形信号控制部(10)，上述脉宽调制波形信号的占空比根据向脉宽调制波形信号控制部输入的反馈电压(VC)来确定；以及
生成误差电压的反馈电路部(20)，
上述反馈电压(VC)通过从与上述误差电压(VERR)成正比的值(a×VERR)减去与向上述直流电压变换部输入的直流输入电压(VBAT)成正比的值(b×VBAT)而生成，上述误差电压(VERR)与和上述直流电压变换部输出的直流输出电压(VOUT)相关的值(VSENSE)与预定的基准电压(VREF)之间的差成正比。
11.根据权利要求10所述的DC-DC升压变换器，其中，还包括生成上述反馈电压的反馈电压生成部(60)，
上述反馈电压生成部(60)包括第一电流镜(61)、第二电流镜(62)及第三电流镜(63)，
第一电流镜(61)生成通过对与上述误差电压成正比的误差电流(IERR)(611)进行反射来被复制的误差电流(IERR)(612)，
第三电流镜(63)生成通过对与上述直流输入电压(VBAT)成正比的输入电流(IBAT)(631)进行反射来被复制的输入电流(IBAT)(632)，
上述第二电流镜(62)生成通过对被复制的上述输入电流(IBAT)(632、621)进行反射来被复制的第二输入电流(IBAT)(622)，
输出从被复制的上述误差电流(IERR)(612)减去被复制的上述第二输入电流(IBAT)(622)的反馈电流(IX)，
从上述反馈电流(IX)生成上述反馈电压(VC)。
12.根据权利要求10所述的DC-DC升压变换器，其中，上述反馈电压(VC)与上述直流输入电压(VBAT)成反比。
13.根据权利要求10所述的DC-DC升压变换器，其中，上述反馈电压的大小与上述脉宽调制波形信号的占空比值成正比。
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