CN108370221A

CN108370221A - 电力转换装置

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Publication number: CN108370221A
Application number: CN201680063053.5A
Authority: CN
Inventors: 门田充弘; 乘松泰明
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2015-11-30
Filing date: 2016-10-19
Publication date: 2018-08-03
Anticipated expiration: 2036-10-19
Also published as: WO2017094379A1; CN108370221B; JP6476318B2; JPWO2017094379A1

Abstract

本发明的电力转换装置包括多个电力转换器单元和控制它们的控制部，其特征在于：上述电力转换器单元各自包括：对来自外部的输入电压进行转换而生成直流链路电压的转换器；将上述直流链路电压转换为交流电压并将其输出的逆变器；和用于将上述逆变器的输出端子间短路的旁通部，上述控制部在检测出上述电力转换器单元中的一部分发生故障的情况下，使检测出上述故障的电力转换器单元的旁通部工作而使输出端子间短路，使未发生故障的电力转换器单元中的至少1台以上电力转换器单元的上述直流链路电压增大。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及电力转换装置。

背景技术

在高电压或大容量的电力转换中，使用将多个电力转换器单元(以下简称“单元”)串联或并联连接的电力转换装置。例如，在高电压电动机的驱动中，使用将多个逆变器(一种电力转换器)的输出端子串联连接、将各逆变器的输出电压合成输出高电压的方式(称为多重逆变器方式等)。在该方式中，能够不使用大型的低频升压变压器地、对电动机直接输出高电压。

另外，太阳光发电和风力发电等自然能源发电的引入正在世界性地扩大。作为用于对从自然能源得到的电力进行转换并对电力系统输出的电力转换装置，有PCS(功率调节系统，Power Conditioning System)。该PCS中，在应对高电压化和大容量化时，也认为如上所述使用多个单元的结构是有效的。

在这样具备多个单元的电力转换装置中，确保可靠性是重要的。作为关于可靠性的功能的例子，要求在一部分单元发生故障的情况下，也能够使用其余电力转换器单元继续运转。如果是将各单元的输出串联连接的结构，则通过以使各单元的输出端子间短路的方式设置旁通部，在一部分单元发生故障的情况下，使该单元的输出端子间短路，就能够使用其余单元进行运转。但是，因为单元的串联级数减少，所以电力转换装置能够输出的最大电压也减少。由此，如果是电动机则运转范围(转速和转矩的范围)变窄，如果是PCS则存在不再能够工作的情况。

作为解决该问题的电力转换装置，有专利文献1中记载的直接高压逆变器装置。该直接高压逆变器装置中，将多台单相逆变器的输出分别串联连接得到三相高压输出。另外，在各相中设置后备单相逆变器，在通常运转时使后备单相逆变器的输出端成为短路状态进行运转，至少在1相中1台单相逆变器发生故障时，用该相的后备逆变器的运转使装置运转继续。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2009-033943号公报

发明内容

发明要解决的课题

专利文献1中，存在因为设置后备的电力转换器单元，所以相应地装置大型化、并且控制复杂化这样的课题。

于是，本发明中，在由多个电力转换装置单元构成的电力转换装置中，实现在一部分电力转换器单元中发生故障等的情况下也能够使用其余电力转换器单元继续运转，进而能够扩大输出电压的高可靠性且小型的电力转换装置。

用于解决课题的方法

为了解决上述课题，例如，一种具备多个电力转换器单元和控制它们的控制部的电力转换装置，其特征在于：上述电力转换器单元各自包括：对来自外部的输入电压进行转换而生成直流链路电压的转换器；将上述直流链路电压转换为交流电压并将其输出的逆变器；和用于将上述逆变器的输出端子间短路的旁通部，上述控制部在检测出上述电力转换器单元中的一部分发生故障的情况下，使检测出上述故障的电力转换器单元的旁通部工作而使输出端子间短路，使未发生故障的电力转换器单元中的至少1台以上电力转换器单元的上述直流链路电压增大。

发明效果

在由多个电力转换装置单元构成的电力转换装置中，实现在一部分电力转换器单元中发生故障等的情况下也能够使用其余电力转换器单元继续运转，进而能够扩大故障后的输出电压的高可靠性且小型的电力转换装置。

附图说明

图1是本发明中的电力转换装置100的结构。

图2是实施例1中的电力转换器单元101的结构。

图3(A)是通常运转时的输出电压波形。

图3(B)是1台单元发生故障的情况的输出电压波形。

图4是实施例1中的控制部200的具体例。

图5是本实施例的基于故障单元判定决定直流链路电压Vdc的流程图。

图6(A)是实施例2中的通常运转时的输出电压波形。

图6(B)是实施例2中的1台单元发生故障的情况的输出电压波形。

图7(A)是实施例2中的通常运转时的PWM调制动作的一例。

图7(B)是实施例2中的1台单元发生故障的情况的PWM调制动作的一例。

图8是实施例3中的使用谐振型转换器作为绝缘型DC-DC转换器的具体例的情况的、电力转换装置100的结构。

图9是实施例3中的控制部200的具体例。

图10是实施例4中的电力转换装置1000的结构。

具体实施方式

以下对于本发明的实施例，用附图进行说明。

图1是本发明中的电力转换装置100的结构。用图1说明对于全部实施例共通的结构。

电力转换装置100对从外部的电源300输入的电力进行转换，对外部的负载400输出。另外，电力转换装置100具备多个电力转换器单元101～104和控制部200。通过将各单元的输出端子分别串联连接，而形成电力转换装置100的输出。另外，图1中，示出了使用4台单元的例子，但台数是任意的。

电源300可以是直流电源或交流电源中的一方。图1中，示出了各单元相对于电源300并联连接的结构。但是，与电力转换装置100的输出侧(与负载400的连接)同样地，也可以是各单元的输入端子相对于电源300串联连接的结构。

电力转换器单元101～104分别具备对来自外部的输入电压进行转换生成直流链路电压(Vdc1～Vdc4)的转换器111～114、将Vdc1～Vdc4分别转换为交流电压(Vo1～Vo4)输出的逆变器121～124、和用于使逆变器121～124的输出端子间分别短路的旁通部131～134。另外，除了这些之外，也可以具备保护用部件(继电器、熔断器等)和噪声滤波器等要素。

Vdc1～Vdc4可以是全部相同的电压值，也可以是分别不同的电压值。各逆变器的输出端子串联连接，所以电力转换装置100的输出电压Vos是将各单元的逆变器的输出电压合计得到的值(Vo1+Vo2+Vo3+Vo4)。另外，在附图和以下叙述中，有时将直流链路电压和(各单元的)逆变器输出电压的一般称呼分别记为Vdc和Vo。

对于电力转换器单元的内部结构进行补充说明。如果电源300是直流电源，则转换器111～114分别是DC-DC转换器。作为DC-DC转换器的例子，有斩波器和反激式转换器、谐振型转换器等开关电源方式的转换器。另外，也可以使用串联稳压器等线性方式(降压(dropper)方式)的转换器。如图1所示将各单元相对于电源300并联连接的情况下，在以上中使用反激式转换器和谐振型转换器这样能够用变压器使输入输出之间绝缘的转换器。

如果电源300是交流电源，则转换器111～114分别是AC-DC转换器。作为AC-DC转换器的例子，有在使用了二极管的整流电路的后端连接上述DC-DC转换器的结构等。这样，对于转换器111～114可以考虑多种结构，但只要能够生成Vdc1～Vdc4并对其调节，具体结构就可以是任意的。

对于逆变器121～124也可以考虑多种结构，但只要能够将Vdc1～Vdc4分别转换为Vo1～Vo4，具体结构就可以是任意的。作为一例，有H电桥方式的单相逆变器。作为旁通部131～134的例子，有继电器、半导体开关元件、机械开关等。另外，也可以使用逆变器121～124具备的半导体开关元件。

接着，说明控制部200。控制部200检测各单元的物理量和状态，并且对各单元输出控制信号。控制部200以在一部分单元发生故障的情况下，也能够使用其余单元继续运转的方式，进行上述检测和控制信号的输出。

图1中，为了防止附图复杂化，而仅示出了控制部200与单元101之间的信号。实际上，控制部200与单元102～104也同样地交换信号。另外，图1中表现为1根箭头的各信号也可以包括多种信息。作为控制部200的内部结构，示出了在本发明中特别重要的故障检测部201、直流链路电压(Vdc)控制部202、输出电压(Vos)控制部203、旁通控制部204。

对控制部200输入的物理量检测信号，具体而言表示各单元中的转换器和逆变器的电压、电流、温度等检测信号。控制部200的故障检测部201根据这些物理量检测信号，得知“未输出符合目标值的电压”、“发生过电流”、“温度异常高”等现象。即，故障检测部201对检测出的物理量与物理量的基准进行比较，能够确定与基准不同的单元。故障检测部201根据这些现象检测出发生了单元的故障和异常，输出表示各单元的有无故障、异常的故障检测信号。另外，控制部200在对任意的单元进行维护、诊断、检查的情况下能够输出确定该单元的控制信号。另外，虽然在图1中省略，但控制部200能够将物理量检测信号(特别是电压、电流的信息)不仅用于故障检测，也用于输出的反馈控制。以下将故障检测部201中确定了与基准不同的单元的情况称为故障，进行说明。

旁通控制部204基于故障检测信号和控制信号输出用于使各单元的旁通部131～134通/断(ON/OFF)的旁通控制信号。通常运转时(全部单元无故障地运转时)，以全部单元的旁通部断开的方式进行控制。检测到单元故障的情况和维护、诊断、检查的情况下，使该单元具备的旁通部工作。例如，检测到单元101的故障的情况下，以使单元101具备的旁通部131导通的方式进行控制。由此，电力转换装置100能够用其余单元102～104继续运转。

直流链路电压(Vdc)控制部202基于故障检测信号决定各单元的Vdc目标值。另外，以转换器输出符合目标值的Vdc的方式输出转换器控制信号。例如，单元101发生故障的情况下，以在未发生故障的单元102～104中的至少1台以上单元中使Vdc增大的方式进行控制。由此，能够扩大故障后的输出电压范围。

输出电压(Vos)控制部203以得到符合目标值的Vos的方式，生成各单元的逆变器控制信号。关于详情，用以下实施例进行说明。

另外，控制部200的全部要素不需要安装在1片基板上。可以在安装各单元的转换器和逆变器的基板上，安装控制部200的要素。

(实施例1)

作为实施例1，对于电力转换装置100将电源300的电压转换为交流电压并对负载400输出的方法，和在一部分单元发生故障的情况下也继续运转、扩大其输出电压的方法进行具体说明。

图2是实施例1中的电力转换器单元101的结构，作为逆变器的具体例示出使用H电桥方式的单相逆变器的结构。图2中，仅示出电力转换器单元101，省略了其他单元。单元102～104也具有同样的单相逆变器。转换器111的具体结构是任意的，如上所说明可以考虑多种结构。

如图2所示，单相逆变器121是具备4个半导体开关元件(11～14)的H电桥电路。作为半导体开关元件的例子，示出了MOSFET，但也可以是双极型晶体管或IGBT等其他种类的元件。

控制部200输出用于驱动4个MOSFET(11～14)的栅极信号作为对逆变器121输出的逆变器控制信号。另外，从逆变器121输出用电压检测器15检测出的输出电压(Vo1)和用电流检测器16检测出的输出电流作为对控制部200输出的物理量检测信号。另外，作为物理量检测信号，也可以包括逆变器的温度等其他物理量。另外，转换器111也对控制部200输出物理量检测信号。

此处，设直流链路电压(Vdc₁)的值为V0。逆变器121通过MOSFET(11～14)的通/断控制，作为瞬时值能够输出+V0(正电压)、0(零)、-V0(负电压)这3种。例如，如果使MOSFET11和14(12和13)导通、使MOSFET12和13(11和14)断开，则Vo1成为+V0(-V0)。如果使MOSFET11和13(12和14)导通、使MOSFET12和14(11和13)断开，则Vo1成为约0。

在通常运转时，全部单元的直流链路电压(Vdc1～Vdc4)的值都是V0的情况下，电力转换装置100能够按-4V0、-3V0、……、0、……、+3V0、+4V0这样每隔V0输出9种电压。例如，如果单元101和102输出+V0、单元103和104输出0，则Vos成为+2V0。另外，如果仅单元104输出0、其余单元输出-V0，则Vos成为-3V0。即，电力转换装置100的输出电压范围是-4V0≤Vos≤+4V0。

在1台单元发生故障的情况下，发生故障的单元中旁通部导通，所以其输出电压强制地成为0。此时，如果使各单元的Vdc保持V0，则电力转换装置100的输出电压范围成为-3V0≤Vos≤+3V0，与通常运转时相比变窄至(3/4)倍。

此处，将未发生故障的单元的Vdc全部变更为V1时，电力转换装置100的输出电压范围成为-3V1≤Vos≤+3V1。此时，如果V1＝(4/3)×V0的关系式成立，则输出电压范围维持-4V0≤Vos≤+4V0。但是，只要V1>V0成立、即增大Vdc，就可以得到扩大故障后的输出电压范围的效果。另外，即使在未发生故障的单元中的至少1台以上单元中使Vdc增大，也可以得到同样的效果。

此处，设想单元的总台数是N的情况，将上述关系式V1＝(4/3)×V0一般化。设工作的单元(无故障、异常的单元)的台数为N＇、此时的Vdc为V＇时，关系式成为V＇＝(N/N＇)×V0。即，以与工作的单元的台数成反比的方式控制Vdc。

故障台数增多、相应地Vdc提高时，存在对各单元的部件(MOSFET等)施加的电压超过额定值的风险。作为解决该问题的方法，可以考虑仅限于在发生故障的单元的台数比规定的阈值更少的情况下，如上所述地使Vdc增大的方法。即，发生故障的单元的台数比上述阈值更多的情况下，不依赖于发生故障的单元的台数地将Vdc控制为固定即可。

图3(A)和图3(B)是实施例1中的电力转换装置100的输出电压(Vos)波形。图3(A)是通常运转时、图3(B)是1台单元发生故障的情况的波形。用虚线表示的正弦波，是Vos中包括的基波成分。图3(A)中示出了使通常运转时的Vdc为V0、图3(B)中示出了使故障发生时的Vdc为V1＝(4/3)×V0的情况。

电力转换装置100，在上述原理上，不能输出正弦波电压，而是输出如图3(A)和(B)所示的阶梯状的伪正弦波电压。图3(A)和(B)的Vos波形通过与要输出的交流电压的相位相应地、在正的半周期改变输出+V0(或+V1)的单元的台数、在负的半周期改变输出-V0(或-V1)的单元的台数而得到。图3(A)的通常运转时，Vos在正负区间合计为8级的阶梯状波形，1级(step)的电压值是V0。图3(B)的故障发生时，Vos成为通常运转时的(3/4)倍即6级的阶梯状波形。但是，1级的电压值增大至(4/3)倍的V1，所以与图3(A)的通常运转时相比Vos的振幅得到维持。

图4是实施例1中的控制部200的具体例，示出了用于实现以上说明的控制的结构。将控制信号分别表现为1根箭头，但这些信号包括多种信息。例如，图2中作为逆变器控制信号按每个MOSFET示出了4根箭头，但图4中合并为1根箭头。进而，正确而言，逆变器控制信号是4个单元的、即16个MOSFET的信息。图4中，设想单元104发生故障的情况，对于一部分信号记载具体的内容。

控制部200的故障检测部401根据物理量检测信号检测出单元104的故障，作为故障检测信号对旁通控制部402、Vdc控制部403、输出电压(Vos)控制部404输出。旁通控制部402如以上所说明，以使发生故障的单元104的旁通部134导通的方式输出旁通控制信号。

控制部200的Vdc控制部403具备Vdc设定部405和转换器控制部406。Vdc设定部405如图4所示具备将故障台数与Vdc关联的表，根据故障检测信号生成各单元的Vdc目标值。使未发生故障的单元101～103的Vdc从V0变更为V1，使发生故障的单元104停止工作。转换器控制部406以各单元的转换器输出符合目标值的Vdc的方式，输出转换器控制信号。

控制部200的Vos控制部404以Vos成为图3所示的波形的方式输出逆变器控制信号。图4的Vos目标值表示要输出的交流电压的瞬时值和相位，例如可以认为是图3中虚线所示的基波成分。Vos目标值在控制部200的内部生成，其生成方法根据电动机驱动和PCS等应用(application)而不同，所以本发明中是任意的。

Vos控制部403基于Vos目标值，改变输出正电压(+V0或+V1)或负电压(-V0或-V1)的单元的台数。由图3可知，即使Vos目标值是相同的条件，输出正电压或负电压的单元的台数、和改变该台数的时机等参数也因Vdc的值(即工作的单元的台数)而不同。于是，对Vos控制部403输入故障检测信号和Vdc目标值，与状况相应地进行上述参数的调节。另外，如以下实施例所示，也可以使用Vdc的检测值代替Vdc目标值。

首先，在故障检测部401中，对各电力转换器单元检测出的物理量与物理量的基准进行比较，判定是否存在与基准不同的单元(步骤501)。

在存在与基准不同的电力转换器单元的情况下(步骤501的YES)，在旁通控制部204中，以使该单元的旁通部导通的方式输出旁通控制信号(步骤502)。

另一方面，在不存在与基准不同的单元的情况下(步骤501的No)，将各单元的旁通部维持为断开，再次进行步骤501的判断。

在步骤502之后，直流链路电压(Vdc)控制部202基于故障检测部401中得到的故障检测信号决定各单元的Vdc目标值，以成为求出的Vdc的方式控制转换器(步骤503)。

输出电压(Vos)控制部203以得到符合目标值的Vos的方式，生成各单元的逆变器控制信号(步骤504)。

通过以上所述，实现在一部分单元发生故障的情况下也能够使用其余单元继续运转、进而能够扩大故障后的输出电压的高可靠性且小型的电力转换装置100。另外，能够将通常运转时的Vdc设定为必要最小限度的值，即，不需要为了防备故障而使Vdc具有余量。Vdc越低，各单元中发生的损失即发热越减少，具有防止单元的故障自身的效果。另外，因为不需要设置后备的单元，所以能够实现装置的小型化和低成本化。

(实施例2)

作为实施例2，说明对于逆变器的控制应用PWM调制(脉冲宽度调制)的情况。电力转换装置100的结构与实施例1是同样的。

图6(A)和图6(B)是实施例2中的电力转换装置100的输出电压(Vos)波形。图6(A)是通常运转时、图6(B)是1台单元发生故障的情况的波形。与实施例1同样，图6(A)设通常运转时的Vdc为V0，图6(B)在故障发生时使Vdc增大至V1＝(4/3)×V0。

以图6(A)的通常运转时、即Vdc＝V0的情况为例说明PWM调制。如实施例1所说明，各单元的逆变器能够输出+V0、0、-V0这3种电压。使用PWM调制的情况下，各单元的逆变器交替地输出+V0与0、或者交替地输出-V0与0。因此，如图6(A)所示，发生Vos交替地反复+3V0与+2V0的期间、和交替地反复-3V0与-4V0的期间。

对于逆变器交替地输出+V0与0的情况进行说明。在与Vos的周期相比充分短的(开关)周期Ts中，将逆变器输出+V0的时间比率(占空比)设为d(0≤d≤1)。逆变器输出0的时间比率是1-d。此时，周期Ts中的输出电压(Vo)的平均值成为d×V0。通过在0≤d≤1的范围内控制时间比率，逆变器能够输出满足0≤Vo≤+V0的任意的电压作为周期Ts中的平均值。包括逆变器交替地输出-V0与0的情况进行考虑时，能够输出满足-V0≤Vo≤+V0的任意的电压作为周期Ts中的平均值。

将以上说明扩展至4个单元时，电力转换装置100能够输出满足-4V0≤Vos≤+4V0的任意的电压作为周期Ts中的平均值。图6(A)中，与将时间轴放大的波形一同示出了电力转换装置100交替地输出+3V0与+4V0的期间。作为该期间中的各单元的动作的例子，考虑3台单元在周期Ts中总是(d＝1)输出+V0、1台单元通过PWM调制交替地输出+V0与0的动作。如该放大图所示，通过与Vos目标值(虚线)的增大相应地使输出+4V0的时间比率增大，能够使Vos按照目标值逐渐增大。

图6(B)的故障发生时，因为V1＝(4/3)×V0，所以电力转换装置100能够在-3V1≤Vos≤+3V1、即-4V0≤Vos≤+4V0的范围中输出任意的电压作为周期Ts中的平均值。即，能够以与(A)通常运转时相同的输出电压范围继续运转。但是，只要V1>V0成立、即增大Vdc，就可以得到扩大故障后的输出电压范围的效果。另外，即使在未发生故障的单元中的至少1台以上单元中使Vdc增大，也可以得到同样的效果。

图4所示的控制部200的输出电压(Vos)的控制部以Ts为控制周期，决定为了在各周期中输出符合目标值的Vos而进行PWM调制的单元及其时间比率、以及其余单元的输出状态等参数，对各单元输出逆变器控制信号。另外，如实施例1所说明，对Vos控制部输入故障检测信号和Vdc设定值。控制部200能够与Vdc的值(即故障发生状况)相应地改变上述参数。

图7(A)和图7(B)是实施例2中的PWM调制动作的一例。具体而言，对于Vos的目标值是+2.4×V0的情况，示出了周期Ts中的各单元的输出电压(Vo1～Vo4)和电力转换装置100的输出电压(Vos)的波形。图7(A)和图7(B)分别是通常运转时和单元104发生故障的情况的波形。用图6说明Vos控制部如何决定上述参数。

图7(A)的通常运转时，单元101和102总是(d＝1)输出+V0，单元104总是输出0，单元103按d＝0.4交替地输出+V0与0，由此使Vos的平均值成为+2.4×V0。如图7(B)所示仅单元104发生故障的情况下，V1＝(4/3)×V0，所以Vos的目标值改为+1.8×V1。根据与上述相同的原理，单元101总是输出+V1，单元103总是输出0，单元102按d＝0.8交替地输出+V1与0，由此使Vos的平均值成为+2.4×V0(+1.8×V1)。

此处，认为在周期Ts中总是输出+V0(或者+V1)的状态是时间比率1，在周期Ts中总是输出0的状态是时间比率0。此时，各单元中的PWM调制的时间比率的合计值，在图7(A)通常运转时是2.4，在图7(B)1个单元发生故障时是1.8。另外，如上所述，2.4×V0＝1.8×V1。即，时间比率的合计值与Vdc的积是固定值。

对于PWM调制的具体方法、即Vos控制部中进行的具体的运算，使用利用三角波载波信号的方法等即可，省略详情。另外，上述例子中仅单元104进行PWM调制，但进行PWM调制的单元不限于1台，可以使用在多个单元中进行PWM调制的方式。例如，如果是(A)通常运转时，则也存在使全部4台单元按时间比率0.6进行PWM调制的方法。

通过以上所述，电力转换装置100能够输出符合目标值的输出电压。另外，图6(A)和图6(B)的Vos波形中包括的3次和5次等低次的高次谐波成分与实施例1的图3相比减小。从电力转换装置100输出的电流中，同样地高次谐波成分减小。由此，能够减少负载400(特别是电动机和电抗器的绕组)中发生的损失，能够防止高次谐波成分成为噪声而对其他设备造成不良影响。

(实施例3)

实施例3中，设想电源300是直流电源、并且使电源300与负载400之间电绝缘，示出转换器的具体结构。此时，作为转换器需要绝缘型DC-DC转换器。

图8是作为绝缘型DC-DC转换器的具体例使用谐振型转换器的情况的、电力转换装置100的结构。逆变器与图2同样使用H电桥方式的单相逆变器。图8中，作为电力转换器单元仅示出了单元101，省略了其他单元。单元102～104也具备同样的谐振型转换器。

如图8所示，转换器111是谐振型转换器，包括：具有4个(21～24)MOSFET的H电桥方式的单相逆变器；具有线圈25、电容器26、变压器27的谐振电路；具有4个(28～31)二极管的整流电路；和电容器32。

作为从控制部200对转换器111输出的逆变器控制信号，示出了用于驱动MOSFET21～24的栅极信号。作为从转换器111对控制部200输出的物理量检测信号，示出了用电压检测器33检测出的Vdc和用电流检测器34检测出的转换器输出电流，但也可以包括转换器的温度等其他物理量。

对使用转换器11的Vdc的生成和控制进行说明。设电源300的直流电压为Vin时，由MOSFET21～24构成的单相逆变器中，如果使MOSFET21和24导通、使MOSFET22和23断开，则输出+Vin。另外，如果使MOSFET22和23导通、使MOSFET21和24断开，则输出-Vin。通过交替地反复这2个状态，单相逆变器生成方波状的交流电压。该交流电压经由谐振电路从变压器27的一次侧向二次侧传递。在变压器27的二次侧发生的交流电压的振幅依赖于谐振电路的电路常数，与单相逆变器输出的交流电压的振幅不同。在变压器27的二次侧发生的交流电压被整流电路整流，并且被电容器26平滑，由此生成Vdc。

此处，谐振电路的阻抗因输入的交流电压的频率、即MOSFET21～24的开关频率而变化。即使Vin固定，只要改变MOSFET21～24的开关频率，就能够对变压器127中发生的交流电压的振幅、进而Vdc进行可变控制。一般而言，以越降低开关频率、即越延长开关周期则Vdc越高的方式设定谐振电路的电路常数和开关频率的条件。

用图8的结构，可以得到使电源与负载之间绝缘、同时对负载输出高电压的电力转换装置100。作为要求这样的设计的电力转换装置100的例子，有已说明的PCS。现有的PCS中，对于1台逆变器输出的电压用变压器进行升压，但该变压器以电力系统的频率工作，所以是大型的。如果是图8的结构，则能够通过提高MOSFET21～24的开关频率而使变压器27小型化。另外，如果这样以绝缘和升压为目的而以具备转换器为前提，则与如现有一般设置后备的单元的方式相比，在小型、低成本的电力转换装置100中可以得到本发明的效果。

图9是实施例3中的控制部200的具体例，示出了用于实现以上说明的控制的结构。图9中，将对控制部200输入的物理量检测信号分为Vdc检测信号和其他检测信号示出。图7中按每个MOSFET示出了4根箭头作为转换器控制信号，但图9中合并为1根箭头。对于与图4共通的结构省略说明。

控制部200的逆变器控制部901使用Vdc目标值和Vdc检测信号，进行Vdc的反馈控制，以各单元的转换器输出符合目标值的Vdc的方式输出转换器控制信号。控制运算部902执行PI控制(比例积分控制)等控制运算，以Vdc与目标值一致的方式设定开关周期。控制信号生成部903按照控制运算部902设定的开关周期生成转换器控制信号。由此，即使Vin变动，也能够将Vdc控制为目标值。另外，Vdc的检测和反馈控制对于各单元独立地进行。

图9的控制部200中，示出了对输出电压控制部不是输入Vdc目标值、而是输入Vdc检测信号的结构。在单元发生故障时使Vdc目标值增大时，Vdc以一定的时间常数逐渐增大。即，会发生Vdc实际增大直到收敛至目标值的过渡期间。输出电压控制部用输入的Vdc检测信号得知过渡期间中的Vdc的变化，反映至PWM调制的时间比率。即，在Vos目标值相同的条件下，与Vdc的值相应地改变PWM调制的时间比率。例如，如实施例2所说明，如果以各单元中的PWM调制时间比率的合计值与Vdc的积是固定值的方式进行控制，则在过渡期间中，也能够不改变电力转换装置100的输出电压地继续运转。

(实施例4)

实施例4中，使用3组以上说明的电力转换装置1000，构成输出三相交流的电力转换装置1000。

图10是实施例4中的电力转换装置1000的结构。电力转换装置1000具备包括单元105～110的多个电力转换器单元和控制部200。为了防止附图复杂化，仅示出了控制部200与单元110之间的信号。实际上，控制部200与全部单元交换信号。

图10的电力转换装置1000具备U相、V相、W相这三相的输出端子，各输出端子与三相负载401连接。作为负载401的例子，可以考虑三相电动机。另外，如果经由滤波器与三相电力系统连接，则能够用作三相输出的PCS。

单元分为U相用、V相用、W相用这3组，构成各相的单元的输出端子串联连接。图9中，单元105和106是U相用的，单元107和108是V相用的，单元109和110是W相用的。如图9所示，单元106、108、110的输出端子中的一端被连接，形成三相电路的Y接线中的中性点。

控制部200例如在U相的单元发生故障的情况下，对于U相的其余单元使Vdc增大。由此，在输出三相交流的电力转换装置1000中也可以得到本发明的效果，能够应用于三相电动机驱动用逆变器和三相电力系统用PCS。

附图标记的说明

101～110 电力转换器单元

111～114 转换器

121～124 逆变器

131～134 旁通部

200 控制部

300 电源

400、401 负载

11～14、21～24MOSFET

15、33 电压检测器

16、34 电流检测器

25 线圈

26、32 电容器

27 变压器

28～31 二极管。

Claims

1.一种包括多个电力转换器单元和控制它们的控制部的电力转换装置，其特征在于：

所述电力转换器单元各自包括：对来自外部的输入电压进行转换而生成直流链路电压的转换器；将所述直流链路电压转换为交流电压并将其输出的逆变器；和用于将所述逆变器的输出端子间短路的旁通部，

所述控制部在检测出所述电力转换器单元中的一部分发生故障的情况下，使检测出所述故障的电力转换器单元的旁通部工作而使输出端子间短路，使未发生故障的电力转换器单元中的至少1台以上电力转换器单元的所述直流链路电压增大。

2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部以下述方式进行控制：所述电力转换器单元中检测出故障的电力转换器单元的台数越多，未发生故障的电力转换器单元中的至少1台以上电力转换器单元的所述直流链路电压越高。

3.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部以与所述电力转换器单元中的工作的电力转换器单元的台数成反比的方式控制所述直流链路电压。

4.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部以下述方式进行控制：仅在所述电力转换器单元中检测出故障的电力转换器单元的台数比规定的阈值少的情况下，发生故障的电力转换器单元的台数越多，未发生故障的电力转换器单元中的至少1台以上电力转换器单元的所述直流链路电压越高。

5.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

在检测出故障的电力转换器单元的台数比所述规定的阈值多的情况下，不依赖于发生故障的电力转换器单元的台数地将所述直流链路电压控制为固定。

6.如权利要求1～5中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部基于PWM调制控制所述逆变器，与所述直流链路电压相应地改变所述PWM调制的时间比率。

7.如权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部以下述方式控制所述逆变器：如果输出电压的目标值是相同的条件，则各个所述电力转换器单元中的PWM调制的时间比率的合计值与所述直流链路电压的积固定。

8.如权利要求1～7中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：

所述多个电力转换器单元所具有的逆变器的输出端子分别串联连接，所述多个电力转换器单元的输入端子全部与所述电源并联连接。

9.如权利要求1～8中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：

所述转换器是谐振型转换器，该谐振型转换器包括：由1个以上半导体开关元件构成的逆变器电路；包括线圈、电容器、变压器的谐振电路；和由1个以上二极管构成的整流电路。

10.如权利要求1～9中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：

所述逆变器是由4个半导体开关元件构成的H电桥方式的单相逆变器电路。

11.如权利要求1～10中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部具有将所述发生故障的电力转换器单元的台数与未发生故障的电力转换器单元中的至少1台以上电力转换器单元的所述直流链路电压关联的数据表。

12.一种包括多个电力转换器单元和控制它们的控制部的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部将从所述电力转换器单元检测出的物理量与所述物理量的基准进行比较，使得到与所述物理量的基准不同的物理量的电力转换器单元的旁通部工作而使输出端子间短路，使未发生故障的电力转换器单元中的至少1台以上电力转换器单元的所述直流链路电压增大。

13.一种包括多个电力转换器单元和控制它们的控制部的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部使所述电力转换器单元中的任意的电力转换器单元的旁通部工作而使输出端子间短路，使所述任意的电力转换器单元以外的电力转换器单元中的至少1台以上电力转换器单元的所述直流链路电压增大。