CN108306517A - 两级式多端口电力电子变压器的拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了两级式多端口电力电子变压器的拓扑结构及其控制方法，该拓扑结构包括高压侧、低压侧和高频隔离变压器；通过在高压侧和低压侧分别增加一组串联谐振电路，且在低压侧增加一组滤波电路，实现了同时具备高压交流端口、低压直流端口和低压交流端口的两级式电力电子变压器。本发明大幅简化了电路结构，显著减少了所需的开关器件、辅助电源、驱动电路、电压电流传感器以及高压隔离变压器数量等，且低压直流侧的开关器件可实现软开关，从而极大的提高了系统效率和功率密度，并降低了成本。

Description

两级式多端口电力电子变压器的拓扑结构及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种电力电子变压器的拓扑结构及其控制方法，尤其涉及一种两级式多端口电力电子变压器的拓扑结构及其控制方法。

背景技术

随着智能电网的迅速发展，传统的电力变压器因为体积较大且缺少智能控制环节以及直流变换端口，已不足以应对现代电力系统的挑战。而电力电子变压器是一种基于电力电子变流技术的新型电网配电变压装置，不仅可以替代传统的工频变压器，还具有灵活多变的可控性和多种交直流端口，可方便灵活的接入各种分布式能源、储能和负荷，以及交/直流电网的互联。电力电子变压器有望在智能电网和能源互联网中得到广泛应用。

目前已有很多学者提出了多种电力电子变压器拓扑，一般都是将中压交流先通过MMC或者级联型H桥PWM整流器转换成直流电压，再利用DC/DC变换器将直流电压变换为所需要的低压直流，或再接入逆变器输出低压交流。该结构拓扑的功率变换级数多，所需的功率模块数量、高压隔离变压器数量等也较多，导致系统效率和功率密度不高，也限制了电力电子变压器的大规模应用。为提高系统效率和功率密度，有学者提出了三级式电力电子变压器结构。代表性的有全球能源互联网研究院提出的基于桥式级联的电力电子变压器拓扑，其中桥式子模块可以将输入的交流电压直接调制成方波电压，省去了一级DC/AC变换，同时采用四绕组变压器，减少了高压隔离变压器数量，电路结构更为紧凑，但其双向开关需要由两个开关器件串联组成，且无法实现软开关，功率器件数量与损耗并未显著减少。中国科学院电工研究所提出了基于MMC的电力电子变压器拓扑，与传统MMC工作原理不同的是，该拓扑中MMC的PN端输出为中高频方波电压，与低压侧的H桥电路形成双向串联谐振变换器结构，省去了一级DC/AC变换，同时低压侧H桥电路的开关器件软开关工作，有效减小了开关损耗，但该MMC必须采用全桥型子模块，所以功率器件数量与损耗亦未显著减少，且子模块储能电容的数量还增加了一倍，而MMC中储能电容所占的体积比例最大，因此未必能提高系统功率密度。

综上，现有的三级式电力电子变压器拓扑虽然省去了一级DC/AC变换，大幅减少了高压隔离变压器数量，但功率器件数量与损耗未见显著减少，对系统效率和功率密度的提高有限，替代传统工频变压器优势并不明显。

发明内容

发明目的：针对现有技术的不足，本发明提供具有高效率和高功率密度的两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构和三相拓扑结构，以更好的满足智能配用电系统需求。

技术方案：本发明提供的第一种两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构包括高压侧、低压侧和位于两者之间的高频隔离变压器；高压侧包括高压交流端口、滤波电感、高压侧串联谐振电路和级联的N个全桥子模块，N＝1，2，3……；所述N个全桥子模块的输入点为第一全桥子模块左桥臂的中点，输出点为第N个全桥子模块右桥臂的中点，且前一级联全桥子模块右桥臂的中点与后一级联全桥子模块左桥臂的中点相连；所述N个全桥子模块的输入点与所述高压侧串联谐振电路的一端相连，输出点和所述高压侧串联谐振电路的另一端分别连接至所述高频隔离变压器原边的不同端；高压侧串联谐振电路、高频隔离变压器的原边和所述N个全桥子模块形成高压侧高频信号传递回路；当高频隔离变压器原边的同名端和异名端分别与高压侧串联谐振电路的另一端和N个全桥子模块的输出点相连时，高压交流端口、滤波电感和N个全桥子模块构成高压侧工频信号传递回路；当高频隔离变压器原边的同名端和异名端分别与N个全桥子模块的输出点和高压侧串联谐振电路的另一端相连时，高压交流端口、滤波电感、N个全桥子模块和高频隔离变压器的原边形成高压侧工频信号传递回路；低压侧包括低压交流端口、低压直流端口、低压侧串联谐振电路、H桥电路、交流滤波电路和直流滤波电路；其中，交流滤波电路包括串联的第一电感和第一电容，直流滤波电路包括第二电容；交流滤波电路和H桥电路构成低压侧工频信号传递回路，且低压侧串联谐振电路、H桥电路和所述高频隔离变压器的副边构成低压侧高频信号传递回路；所述H桥电路经由其左右桥臂的中点同时接入所述低压侧高频信号传递回路和所述低压侧工频信号传递回路；所述低压交流端口的两端跨接在所述交流滤波电路中的第一电容两端，所述低压直流端口的两端经由所述直流滤波电路分别跨接在所述H桥电路左右桥臂的上下端点上。

进一步地，所述高压侧串联谐振电路和所述低压侧串联谐振电路具有相同的谐振频率。

进一步地，所述高压侧串联谐振电路中的所述高压侧串联谐振电感为所述高频隔离变压器中的漏感。

本发明所述的第二种两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构包括高压侧、低压侧和位于二者之间的M个高频隔离变压器，M＝2，3……；所述高压侧包括高压交流端口、滤波电感和级联的M个高压侧子单元；所述低压侧包括M个低压侧子单元；其中，M个高压侧子单元、M个高频隔离变压器和M个低压侧子单元一一对应；每一高压侧子单元包括高压侧串联谐振电路和级联的N个全桥子模块，N＝1，2，3……；所述N个全桥子模块的输入端为第一个全桥子模块左桥臂的中点，输出端为第N个全桥子模块右桥臂的中点，且前一全桥子模块右桥臂的中点与后一全桥子模块左桥臂的中点相连；所述N个全桥子模块的输入点与所述高压侧串联谐振电路的一端相连，输出点和所述高压侧串联谐振电路的另一端分别连接至对应高频隔离变压器原边的不同端；每一高压侧子单元中的高压侧串联谐振电路和N个全桥子模块以及与之对应高频隔离变压器的原边构成高压侧高频信号传递回路；当对应高频隔离变压器原边的同名端和异名端分别与高压侧串联谐振电路和N个全桥子模块相连时，高压交流端口、滤波电感和M个高压侧子单元中的所有全桥子模块共同构成高压侧工频信号传递回路；当对应高频隔离变压器原边的同名端和异名端分别与N个全桥子模块和高压侧串联谐振电路相连时，高压交流端口、滤波电感、M个高压侧子单元中的所有全桥子模块和M个高频隔离变压器的原边共同构成高压侧工频信号传递回路；每一低压侧子单元包括低压交流端口、低压直流端口、低压侧串联谐振电路、H桥电路、交流滤波电路和直流滤波电路；其中，交流滤波电路包括串联的第一电感和第一电容，直流滤波电路包括第二电容；在每一低压侧子单元中：交流滤波电路和H桥电路构成低压侧工频信号传递回路，低压侧串联谐振电路、H桥电路和对应的高频隔离变压器的副边构成低压侧串联谐振回路，H桥电路经由其左右桥臂的中点同时接入所述低压侧串联谐振回路和所述低压侧工频信号流通回路，低压交流端口的两端跨接在所述交流滤波电路中第一电容的两端，低压直流端口的两端经由所述直流滤波电路分别跨接在H桥电路左右桥臂的上下端点上；所有M个低压侧子单元的低压交流端口并联后作为所述单相拓扑结构的低压交流端口；所有M个低压侧子单元的低压直流端口串联或者并联后作为所述单相拓扑结构的低压直流端口。

进一步地，每一高压侧子单元中的高压侧串联谐振电路和对应低压侧子单元中的低压侧串联谐振电路具有相同的谐振频率。

进一步地，每一高压侧串联谐振电路中的电感为所述高频隔离变压器中的漏感。

本发明提供的两级式多端口电力电子变压器的三相拓扑结构中的每一相桥臂采用根据第一种两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构；所述三相拓扑结构中所有低压侧中的低压直流端口串联或并联后作为所述三相拓扑结构的低压直流端口；所述三相结构低压侧中的低压交流端口为所述三相拓扑结构的三相低压交流端口。

进一步地，所有高压侧串联谐振电路共用一个谐振电容。

本发明提供的两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构的控制方法包括如下步骤：(1)对所述高压侧的全桥子模块采用基于电网电压作为定向矢量的电压外环电流内环的双闭环控制：将所述高压侧中所有全桥子模块的电容电压平均值作为电压外环的控制对象，将电网电流作为电流内环的控制对象，对所述电网电流的有功分量和无功分量进行解耦控制，对解耦控制的结果进行坐标变换得到正弦的调制波信号，再对所述正弦调制波进行高频分量注入得到所述高压侧中各全桥子模块的参考调制信号；所述高频分量的峰值由对所述低压直流端口输出的电压进行闭环调节得到；(2)对所述低压侧的H桥电路采用电压外环电流内环的双闭环控制：将低压直流端口的输出电压作为电压外环的控制对象，对所述输出电压进行PI调节，并将PI调节结果乘以高频分量的归一化信号作为电流内环的给定，将所述高频变压器原边或副边的电流作为电流内环的控制对象，将反馈控制的结果归一化后作为低压直流输出电压控制信号；采用单相逆变器控制策略对所述低压交流端口的输出电压进行控制得到低压交流调制信号；将所述低压直流输出电压控制信号与所述低压交流调制信号叠加作为低压侧H桥电路的调制信号。

本发明提供的两级式多端口电力电子变压器的三相拓扑结构的控制方法包括如下步骤：(1)对各桥臂中高压侧的全桥子模块采用基于电网电压作为定向矢量的电压外环电流内环的双闭环控制：针对各个桥臂，将高压侧中所有全桥子模块的电容电压平均值作为电压外环的控制对象，将电网电流作为电流内环的控制对象，对所述电网电流的有功分量和无功分量进行解耦控制，对解耦控制的结果进行坐标变换得到正弦的调制波信号，再对所述正弦调制波进行高频分量注入得到对应桥臂的高压侧中各全桥子模块的参考调制信号；所述高频分量的峰值由对所述低压直流端口输出的电压进行闭环调节得到；(2)对各桥臂中低压侧的H桥电路采用电压外环电流内环的双闭环控制：针对各个桥臂，将低压直流端口的输出电压作为电压外环的控制对象，对所述输出电压进行PI调节，并将PI调节结果乘以高频分量的归一化信号作为电流内环的给定，将对应桥臂中的高频变压器原边或副边的电流作为电流内环的控制对象，将反馈控制的结果归一化后作为低压直流输出电压控制信号；采用三相逆变器控制策略对对应桥臂中低压交流端口的输出电压进行控制得到三相调制信号；将所述低压直流输出电压控制信号与所述三相调制信号叠加作为低压侧H桥电路的调制信号。

有益效果：与现有技术相比，本发明提供的两级式多端口电力电子变压器通过串联谐振电路和滤波电路构建了具备高压交流、低压直流和低压交流三种端口的两级式电力电子变压器拓扑，大幅简化了电路结构，显著减少了所需的开关器件、辅助电源、驱动电路、电压电流传感器以及高压隔离变压器数量等，且低压直流侧的开关器件软开关工作，从而提高了系统效率和功率密度，并降低了成本。同时，本发明提供的两级式多端口电力电子变压器拓扑结构可以实现能量的双向传递，能量既可以正向传递，由高压侧流向低压侧，也可以反向传递，由低压侧流向高压侧。

附图说明

图1为实施例一的两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构的电路图；

图2为图1中N个全桥子模块的级联电路图；

图3至图5分别为实施例二至实施例四的两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构的电路图；

图6至图9分别为实施例五至实施例八的两级式多端口电力电子变压器的三相拓扑结构的电路图；

图10至图13分别为实施例九至实施例十二的两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构的电路图；

图14至图17分别为实施例十三至实施例十六的两级式多端口电力电子变压器的三相拓扑结构的电路图；

图18为实施例一至实施例十六的高压侧等效电路；

图19为实施例一至实施例十六的低压侧等效电路；

图20为实施例一至实施例十六的高压侧控制框图；

图21为实施例一至实施例十六的低压侧控制框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。

实施例一

如图1所示，本实施例中的两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构包括高压侧、低压侧以及高频隔离变压器。其中，高压侧提供高压交流端口MVAC，低压侧提供低压直流端口LVDC和低压交流端口LVAC。高压侧还包括滤波电感L_f、N个级联的全桥子模块以及由电感L_r和电容C_r串联而成的串联谐振电路L_rC_r。低压侧还包括滤波电容C_dc、由电感L_fac和电容C_fac组成的滤波电路L_facC_fac、H桥电路以及由电感L_ra和电容C_ra串联而成的串联谐振电路L_raC_ra。

在高压侧中，高压交流电源通过高压交流端口接入。高压交流端口的一端经由波电感L_f之后连接到N个级联的全桥子模块的输入端a，再经由N个级联的全桥子模块的输出端b直接连接回到高压交流端口的另一端，从而形成高压侧工频信号传递回路。同时，高压侧串联谐振电路的一端连接至N个级联的全桥子模块的输入端a，另一端连接至高频隔离变压器的原边的同名端。高频隔离变压器的原边的异名端与N个级联的全桥子模块的输出端b相连。高频隔离变压器、高压侧串联谐振电路L_raC_ra以及N个级联的全桥子模块一起构成了高压侧串联谐振回路。图2描述了N个级联的全桥子模块的具体电路结构。其中，第一全桥子模块的左边桥臂的中间点作为N个级联全桥子模块的输入端a，第一全桥子模块右边桥臂的中间点连接到第二个全桥子模块左边桥臂的中间点，以此类推，第N-1个全桥子模块右边桥臂的中间点连接到第N个全桥子模块左边桥臂的中间点，第N个全桥子模块右边桥臂的中间点作为N个级联全桥子模块的输出端b。在低压侧中，低压侧串联谐振L_raC_ra的一端连接到高频隔离变压器副边的同名端，另一端连接到低压侧H桥左边桥臂的中间点c。高频隔离变压器副边的异名端连接到低压侧H桥右边桥臂的中间点d，低压侧H桥电路经过滤波电容C_dc之后输出低压直流电能U_dc。同时，低压侧H桥左边桥臂的中间点c与滤波电路L_facC_fac中滤波电感L_fac的一端连接，滤波电感L_fac的另一端与低压侧滤波电路中滤波电容C_fac的一端连接，滤波电容C_fac的另一端连接到低压侧H桥右边桥臂的中间点d，滤波电容C_fac的两端作为低压交流电的输出。高频隔离变压器、低压侧的串联谐振电路以及低压侧的H桥一起构成了低压侧串联谐振回路。低压侧的H桥电路以及低压侧的滤波电路L_facC_fac一起构成了低压侧工频信号的流通回路。高压侧串联谐振和低压侧串联谐振回路实现了能量的传递，且谐振频率一致。高频隔离变压器用于进行能量传递和电气隔离，同时实现高频交流电压的升降调节。

实施例二

如图3，与实施例一不同，实施例二中N个级联的全桥子模块的输出端c连到高频隔离变压器原边的同名端，高频隔离变压器原边的异名端连接回到高压交流电源。高压侧串联谐振电路L_rC_r的一端与N个级联全桥子模块的输入端a连接，另一端与高频隔离变压器原边的异名端连接。高压交流电源、N个级联的全桥子模块以及高频隔离变压器一起构成了高压侧工频信号传递回路。N个级联的全桥子模块、高频隔离变压器的原边以及高压侧串联谐振电路L_rC_r一起构成了高压侧串联谐振回路。实施例一与实施例二的低压侧具有相同的结构。

实施例三

如图4，实施三的两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构由高压侧、低压侧以及两个高频隔离变压器组成。在实施例三中，级联的全桥子模块个数、高压侧和低压侧串联谐振电路的个数、高频隔离变压器的个数以及低压侧H桥的个数是实施例一中的单相拓扑结构的两倍。可以将高压侧视为由高压交流端口MVAC、滤波电感L_f以及两个高压侧子单元构成，且可以将低压侧视为由两个低压侧子单元构成。上述高压侧子单元、高频隔离变压器和低压侧子单元一一对应。每一高压侧子单元包括由串联谐振电路L_r1C_r1和N个级联的全桥子模块，这N个级联的全桥子模块与实施例一中的N个级联的全桥子模块的结构完全相同。以第一个高压侧子单元为例，由电感L_r1和电容C_r1形成的串联谐振电路L_r1C_r1的一端与N个级联的全桥子模块的输入端a1相连，另一端连接至对应的高频隔离变压器T₁的同名端，N个级联的全桥子模块的输出端b1连接至对应的高频隔离变压器T₁的异名端。每一低压侧子单元与实施例一中的低压侧具有相同的结构。

在高压侧中，高压交流电源通过高压交流端口接入。高压交流端口、滤波电感L_f、第一个高压子单元中的N个全桥子模块和第二个高压侧子单元中的N个全桥子模块依次首尾相连，从而构成高频侧工频信号传递回路。各个高压侧子单元与对应的高频隔离变压器构成高压侧的各个串联谐振回路。各串联谐振回路输出相同的高频波形，实现能量的传递。在低压侧中，各低压侧子单元中的低压直流端口可以串联或并联作为低压侧新的直流端口，各低压侧子单元中的低压交流端口可以并联地或者单独地作为低压侧新的交流端口。两个高频隔离变压器的作用与实施例一中的一致。

实施例四：

如图5，实施例三与实施例四的区别仅在于，在实施例四的每一高压侧子单元中，与对应的高频隔离变压器T1的同名端相连的是N个级联的全桥子模块的输出端，与对应的高频隔离变压器T1的异名端相连的是串联谐振电路L_r1C_r1；同时，在实施例四中，高压交流端口、各个高压侧子单元中的N个级联的全桥子模块和两个高频隔离变压器一起构成了高压侧工频信号传递回路。

需要注意的是，实施例三和实施例四中高压侧子单元、低压侧子单元和高频隔离变压器的数目实际上不限于两个，而是可以拓展为更多个。实施例三和实施例四的优点在于，当高压交流电源的电压等级比较高时，可以降低开关管的电压应力和开关损耗。

实施例五：

如图6，实施例五为一种两级式多端口电力电子变压器的三相拓扑结构，其中每一相均采用了实施例一中两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构。具体而言，图6中高压侧的每相桥臂由级联的N个全桥子模块、LC串联谐振电路以及高频隔离变压器组成，三相高压交流电源经过滤波电感L_f之后分别连接到三相级联的N个全桥子模块的输入端，L_ra1C_ra1串联谐振电路的一端与A相级联的N个全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_ra原边的同名端；L_rb1C_rb1串联谐振电路的一端与B相级联的N个全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_rb原边的同名端；L_rc1C_rc1串联谐振电路的一端与C相级联的N个全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_rc原边的同名端；将高压侧三相级联的N个全桥子模块的输出端、高频隔离变压器T_ra、T_rb、T_rc原边的异名端连在一起，形成高压侧电能的流通回路。三相高压交流端口和三相桥臂中的级联的N个全桥子模块一起构成了高压侧工频信号流通回路。三相桥臂中的级联的N个全桥子模块分别与三个L_rC_r谐振电路以及三个高频隔离变压器构成三个串联谐振回路，三个串联谐振回路都输出一个高频的波形，以实现能量的传递。同时在每相低压侧分别增加一组串联谐振和滤波电路。在A相高频隔离变压器T_ra副边同名端增加一组串联谐振电路，串联谐振电路由谐振电感L_ra2和谐振电容C_ra2串联组成，L_ra2C_ra2串联谐振的一端与高频隔离变压器T_ra副边的同名端连接，另一端与A相低压侧H桥左边桥臂的中间点e1连接，高频隔离变压器T_ra副边的异名端和A相低压侧H桥右边桥臂的中间点f1连接，A相低压侧的H桥经滤波电容后得到A相的低压直流端口。在B相高频隔离变压器T_rb副边同名端增加一组串联谐振电路，串联谐振电路由谐振电感L_rb2和谐振电容C_rb2串联组成，L_rb2C_rb2串联谐振的一端与高频隔离变压器T_rb副边的同名端连接，另一端与B相低压侧H桥左边桥臂的中间点e2连接，高频隔离变压器T_rb副边的异名端和B相低压侧H桥右边桥臂的中间点f2连接，B相低压侧的H桥经滤波电容后得到B相的低压直流端口。在C相高频隔离变压器T_rc副边同名端增加一组串联谐振电路，串联谐振电路由谐振电感L_rc2和谐振电容C_rc2串联组成，L_rc2C_rc2串联谐振的一端与高频隔离变压器T_rc副边的同名端连接，另一端与C相低压侧H桥左边桥臂的中间点e3连接，高频隔离变压器T_rc副边的异名端和C相低压侧H桥右边桥臂的中间点f3连接，C相低压侧的H桥经滤波电容后得到C相的低压直流端口。A、B、C三相的低压直流端口经过并联或者串联作为整个电力电子变压器的低压直流端口。A、B、C三相低压侧H桥左边桥臂的中间点e1、e2、e3连接一组L_f1C_f1滤波电路，得到三相工频的低压交流输出端口a1、b1、c1。A、B、C三相低压侧H桥右边桥臂的中间点f1、f2、f3连接另一组L_f2C_f2滤波电路，得到三相工频的低压交流输出端口a2、b2、c2。这两组低压交流输出的相电压幅值、频率和相位一致，且两组滤波电路的参数一致。

实施例六：

如图7，实施例五与实施例六的区别仅在于，在实施例六中，L_ra1C_ra1串联谐振电路的一端与A相N个级联的全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_ra原边的异名端，高频隔离变压器T_ra原边的同名端与A相N个级联的全桥子模块的输出端连接；L_rb1C_rb1串联谐振电路的一端与B相N个级联的全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_rb原边的异名端，高频隔离变压器T_rb原边的同名端与B相N个级联的全桥子模块的输出端连接；L_rc1C_rc1串联谐振电路的一端与C相N个级联的全桥子模块的输入端连接，另一端连接到高频隔离变压器T_rc原边的异名端，高频隔离变压器T_rc原边的同名端与C相N个级联的全桥子模块的输出端连接。

实施例七

如图8所示，实施例七相对于实施例五进行了如下改动：删去了三相L_rC_r串联谐振电路中的电容C_ra1、C_rb1和C_rc1，直接将每相谐振电感L_ra1、L_rb1和L_rc1的一端与N个级联全桥子模块的输入端连接，另一端与高频隔离变压器原边的同名端连接，同时将三相N个级联的全桥子模块的输出端连在一起，将高频隔离变压器T_ra、T_rb和T_rc原边的异名端连在一起，并在三相N个级联的全桥子模块的输出端以及三个高频隔离变压器T_ra、T_rb和T_rc原边的异名端之间增加一个串联谐振电容C_r来代替原来的三个谐振电容。

实施例八

如图9所示，实施例八相对于实施例六进行了如下改动：删去了三相L_rC_r串联谐振电路中的电容C_ra1、C_rb1和C_rc1，直接将每相谐振电感L_ra1、L_rb1和L_rc1的一端与每相N个级联全桥子模块的输入端连接，另一端连在一起与电容C_r的一端连接，C_r的另一端与三个高频隔离变压器T_ra、T_rb和T_rc原边的异名端连接，从而来代替原来的三个谐振电容。

实施例七和实施例八可以减少实施例四中所述的两级式多端口电力电子变压器拓扑中器件的使用数量，进一步提高电力电子变压器的功率密度。

实施例九

如图10，实施例九相对于实施例一进行了如下改动：使用高频隔离变压器T中的漏感L_lk来代替串联谐振电路中的电感L_r，串联谐振电路只由一个电容C_r组成。电容C_r的一端与N个级联全桥子模块的输入端a连接，另一端与高频隔离变压器原边的同名端连接。

实施例十

如图11，实施例十相对于实施例二进行了如下改动：使用高频隔离变压器T中的漏感L_lk来代替串联谐振电路中的电感L_r，串联谐振电路只由一个电容C_r组成。电容C_r的一端与N个级联全桥子模块的输入端a连接，另一端与高频隔离变压器原边的异名端连接。

实施例十一

如图12，实施例十一相对于实施例三进行了如下改动：使用高频隔离变压器T₁中的漏感L_lk1来代替串联谐振电路中的电感L_r1，串联谐振电路只由一个电容C_r1组成，电容C_r1的一端与级联的第一个全桥子模块的输入端a1连接，另一端与高频隔离变压器T₁原边的同名端连接；使用高频隔离变压器T₂中的漏感L_lk2来代替串联谐振电路中的电感L_r2，串联谐振电路只由一个电容C_r2组成，电容C_r2的一端与级联的第n+1个全桥子模块的输入端a2连接，另一端与高频隔离变压器T₂原边的同名端连接。

实施例十二

如图13，实施例十二相对于实施例四进行了如下改动：使用高频隔离变压器T₁中的漏感L_lk1来代替串联谐振电路中的电感L_r1，串联谐振电路只由一个电容C_r1组成，电容C_r1的一端与级联的第一个全桥子模块的输入端a1连接，另一端与高频隔离变压器T₁原边的异名端连接；使用高频隔离变压器T₂中的漏感L_lk2来代替串联谐振电路中的电感L_r2，串联谐振电路只由一个电容C_r2组成，电容C_r2的一端与级联的第N+1个全桥子模块的输入端a2连接，另一端与高频隔离变压器T₂原边的异名端连接。

实施例十三

如图14，实施例十三相对于实施例五进行了如下改动：将实施例五中L_rC_r串联谐振电路中的电感L_r用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替，即，分别用漏感L_lka、L_lkb和L_lkc代替谐振电感L_ra1、L_rb1和L_rc1，三相的串联谐振电路分别只由一个电容C_ra1、C_rb1和C_rc1组成，电容C_ra1、C_rb1和C_rc1的两端分别与三相N个级联子模块的输入端和三个高频隔离变压器T_ra、T_rb和T_rc原边的同名端连接。

实施例十四

如图15，实施例十四相对于实施例六进行了如下改动：将实施例六中L_rC_r串联谐振电路中的电感L_r用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替，即，分别用漏感L_lka、L_lkb和L_lkc代替谐振电感L_ra1、L_rb1和L_rc1，三相的串联谐振电路分别只由一个电容C_ra1、C_rb1和C_rc1组成，电容C_ra1、C_rb1和C_rc1的两端分别与三相N个级联子模块的输入端和三个高频隔离变压器T_ra、T_rb和T_rc原边的异名端连接。

实施例十五

如图16，实施例十五相对于实施例七进行了如下改动：将实施例七中高压侧各相中的L_rC_r串联谐振电路的电感L_r用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替，即，分别用漏感L_lka、L_lkb和L_lkc代替谐振电感L_ra1、L_rb1和L_rc1，高频隔离变压器T_ra、T_rb和T_rc原边的同名端分别直接与三相N个级联子模块的输入端连接。

实施例十六

如图17，实施例十六相对于实施例八进行了如下改动：将实施例八中高压侧各相中的L_rC_r串联谐振电路的电感L_r用高频隔离变压器中的漏感L_lk来代替，即，分别用漏感L_lka、L_lkb和L_lkc代替谐振电感L_ra1、L_rb1和L_rc1，三相高压交流电经过滤波电感之后直接连接到谐振电容C_r的一端，谐振电容C_r的另一端与高频隔离变压器T_ra、T_rb和T_rc原边的异名端连接。

实施例九至实施例十六可以进一步降低上述实施例的电路中电感器件的数量。

此外，实施例一至实施例十六中高压侧和低压侧中的串联谐振电路可以由其他带通滤波电路进行替换。

实施例一至实施例十六提供的两级式多端口电力电子变压器拓扑结构的控制方法如下：

步骤1，对实施例一至实施例十六中任意一项所述的两级式多端口电力电子变压器拓扑，其高压侧每相N个级联的H桥电路都可以等效成一个电压源，如图18所示。由工频电压v_l和高频电压v_h叠加得到。由于谐振电感L_ri与谐振电容C_ri构成的带通滤波器需要对高频电压v_h表现出足够小的阻抗，因此其截止频率必须等于高频电压v_h的频率，即串联谐振电路中的电感值以及电容值符合以下公式：

步骤2，在步骤1的基础上，由于谐振电感L_ri与谐振电容C_ri构成带通滤波器，其截止频率与高频电压源v_ih频率一致，这里近似认为该谐振支路对工频交流电压表现出无穷大阻抗，对高频电压表现为零阻抗。那么，可以对三相高压交流侧列写基尔霍夫电压方程如下所示。

若其中v_ah≠v_bh≠v_ch，那么在电流i_a、i_b、i_c中必须存在高频分量，这将使得电网侧电流的THD升高，因此，可推导出每相桥臂中的高频电压分量v_ah＝v_bh＝v_ch，以保证电网侧电流中不会混入高频电流分量。通常滤波电感上的压降较小，可以忽略，进一步地可得到电网电压与桥臂电压中低频分量的关系：

v_i＝v_il,i＝a,b,c(3)

同样地，对高频阻抗支路，已知谐振电感L_ri与谐振电容C_ri构成带通滤波器对低频电压表现出极大的阻抗，那么低频电压将全部降落在带通滤波器上，高频变压器原边电压与桥臂电压中高频分量的关系，满足下式：

v_Tri＝v_ih,i＝a,b,c(4)

步骤3，对如图19所示的低压交流级进行等效电路分析，由基尔霍夫电压定律可得:

低压直流级H桥电路控制信号与高频电压同频同相位，且H桥输出直流侧并联，可知高频电压源v_aoh＝v_boh＝v_coh，因此两个低压交流输出端口每相电压相等且同相，并且没有高频电压串入。需要说明的是，若只使用一个交流输出端口，那么等效电路中另一个交流输出端口断开，低压交流回路中亦没有可能串入高频电压。

将高频变压器T_ra、T_rb、T_rc等效为阻抗Z_a、Z_b、Z_c，可对高频变压器回路列写基尔霍夫电压方程：

由于两个低压交流输出端口线电压相等，即v_ab1＝v_ab2(v_bc1＝v_bc2,v_ca1＝v_ca2)，因此高频变压器回路中的电流不会串入低频交流成分。

对于低压级H桥，在逆变过程中相当于同时进行了高频与低频电压的调制，那么其调制度可表示为下式：

其中，v_oh为高频电压峰值，v_ol为输出低频电压峰值，u_dc为输出直流电压，K为输出低压交流端口数量。

步骤4，对于高压交流级的级联H桥结构，根据步骤2中的分析，只要每相桥臂生成的高频电压是一致的，那么在交流电网侧就不会混入高频谐波。因此，本专利采用基于电网电压定向的矢量控制策略，如图20所示，其中，电压外环采用三相所有子模块电容电压的平均值作为反馈控制，内环为电网电流控制。双闭环的输出结果解耦后，进行三相/两相坐标系变换，生成基本的三相桥臂调制信号。并在基本的三相桥臂电压调制信号U_a ^*、U_b ^*、U_c ^*中叠入高频信号u_h，该高频信号的频率与桥臂中高频电压分量的频率一致。对桥臂中N个H桥子模块的电容进行均压控制，并将每个H桥调节的结果叠加到调制信号中，同时使用载波移相控制，产生每个H桥的PWM驱动信号。

步骤5，根据步骤3中的分析，低压级H桥需要同时控制低压直流电压与低压交流电压，H桥的调制信号由两部分组成，一部分是低压直流控制生成信号，另一部分是低压交流调制信号。对低压直流输出电压控制采用双闭环控制，如图21所示，由低压直流输出电压闭环输出乘以高频电压的归一化信号u_h2 ^*作为电流内环给定，对高频变压器原边(或副边)电流进行反馈控制，归一化后作为给定的低压直流输出电压控制信号。对于低压交流输出，则采用一般三相逆变器控制策略得到三相参考调制信号U_ai ^*、U_bi ^*、U_ci ^*(i＝1,2)。将低压直流输出电压控制信号与相应的三相参考调制信号叠加作为低压级H桥的调制信号。

进一步的，所述步骤4具体实现过程包括如下子步骤：

4.1)对高压交流侧三相桥臂中每个H桥的电容电压、三相桥臂电流、高压侧交流电源电压U_a、U_b、U_c以及高压交流侧滤波电感的电流i_a、i_b、i_c进行采样；

4.2)对采样得到的高压侧交流电源电压U_a、U_b、U_c进行PLL锁相环锁相得到相位角θ，对采样得到的高压侧交流电源电压U_a、U_b、U_c和高压交流侧滤波电感的电流i_a、i_b、i_c进行abc/dq坐标变换，分别得到d轴的电压分量U_d和电流分量i_d，q轴电压分量U_q和电流分量i_q；计算过程如下所示：

4.3)对采样得到的三相桥臂所有子模块的电容电压取平均值U_{SM_ave}，与子模块电容电压的参考电压值U_{SM_ref}进行比较，并对其输出的电压差值进行电压环PI调节，得到的输出作为d轴电流分量的给定值i_{d_ref}，与i_d进行比较，并对其输出的电流差值进行电流环的PI调节，得到输出i_{d_PI_out}；q轴电流分量的给定值i_{q_ref}设置为0，与i_q进行比较，并对其输出的电流差值进行电流环的PI调节，得到输出i_{q_PI_out}；然后再分别对d轴分量和q轴分量进行解耦运算，同时采用基于电网电压定向的矢量控制策略，得到d轴和q轴的最终输出量：

d^*＝U_d+i_{d_PI_out}-i_qωL_f (12)

q^*＝U_q+i_{q_PI_out}+i_dωL_f (13)

其中ω为电网电压的角频率，为100πrad/s，L_f为高压交流侧的滤波电感；

对d*和q*进行dq/abc坐标变换，得到基本的三相调制波信号，计算过程如下所示：

U_a ^*＝d^*cosθ-q^*sinθ (14)

4.4)在基本的三相桥臂电压调制信号U_a ^*、U_b ^*、U_c ^*中叠入高频信号u_h，该高频信号的频率与桥臂中高频电压分量的频率一致。该高频信号可以是高频方波信号u_h1，也可以是高频正弦信号u_h2，还可以是高频方波和高频正弦信号的叠加信号或其他的高频信号。若只输出低压直流电压，则只需叠入高频方波信号，并将低压级直流输出电压Udc与其给定值Udc_ref进行比较，经PI调解后乘以单位高频方波信号，得到高频方波信号u_h1。若需要同时输出低压直流电压和低压交流电压，则需要在基本的三相桥臂电压调制信号中叠入高频正弦信号u_h2。

4.5)对每相桥臂子模块H桥的电容进行均压控制，将每相桥臂子模块H桥电容电压的平均值作为子模块H桥电容电压的给定，分别与该相桥臂每个子模块H桥的电容电压进行比较，经过PI调解之后，再根据桥臂电流的流向，将调节的结果注入到叠加了高频信号的该相桥臂电压调制信号中作为该H桥的调制波信号，同时使用载波移相控制，产生H桥的PWM驱动信号。

进一步的，所述步骤5具体实现过程包括如下子步骤：

5.1)若只需输出低压直流电压，只需要将高频电压信号u_h1作为H桥驱动信号，控制H桥产生与高频电压信号同频同相的方波电压。

5.2)若需要同时输出低压直流电压和低压交流电压，低压级H桥需要同时控制低压直流电压与低压交流电压，H桥的调制信号由两部分组成，一部分是低压直流控制生成信号，另一部分是低压交流调制信号。对低压直流输出电压控制采用双闭环控制，将低压直流输出电压作为电压外环，与其给定值进行比较，经PI调解之后乘以高频电压的归一化信号u_h2 ^*作为电流内环的给定，并与高频变压器原边(或副边)电流进行比较，经PI调解之后，进行归一化作为低压直流输出电压控制信号。对于低压交流输出，采用一般三相逆变器控制策略得到三相调制信号U_ai ^*、U_bi ^*、U_ci ^*(i＝1,2)，其过程与步骤4类似。在使用两个低压交流端口时，要保证a₁、b₁、c₁桥臂的输出相电压与a₂、b₂、c₂桥臂的输出相电压对应相等。最后将低压直流输出电压控制信号与相应三相调制信号叠加作为对应相桥臂的调制信号，再通过载波调制，得到低压侧三相H桥的PWM驱动信号。

本发明提供的两级式多端口电力电子变压器拓扑及其控制方法，所述的L_rC_r串联谐振电路可以使用其他元器件构成的带通滤波器代替。

本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构，其特征在于，包括高压侧、低压侧和位于两者之间的高频隔离变压器；

高压侧包括高压交流端口、滤波电感、高压侧串联谐振电路和级联的N个全桥子模块，N＝1，2，3……；所述N个全桥子模块的输入点为第一全桥子模块左桥臂的中点，输出点为第N个全桥子模块右桥臂的中点，且前一级联全桥子模块右桥臂的中点与后一级联全桥子模块左桥臂的中点相连；所述N个全桥子模块的输入点与所述高压侧串联谐振电路的一端相连，输出点和所述高压侧串联谐振电路的另一端分别连接至所述高频隔离变压器原边的不同端；高压侧串联谐振电路、高频隔离变压器的原边和所述N个全桥子模块形成高压侧高频信号传递回路；当高频隔离变压器原边的同名端和异名端分别与高压侧串联谐振电路的另一端和N个全桥子模块的输出点相连时，高压交流端口、滤波电感和N个全桥子模块构成高压侧工频信号传递回路；当高频隔离变压器原边的同名端和异名端分别与N个全桥子模块的输出点和高压侧串联谐振电路的另一端相连时，高压交流端口、滤波电感、N个全桥子模块和高频隔离变压器的原边形成高压侧工频信号传递回路；

低压侧包括低压交流端口、低压直流端口、低压侧串联谐振电路、H桥电路、交流滤波电路和直流滤波电路；其中，交流滤波电路包括串联的第一电感和第一电容，直流滤波电路包括第二电容；交流滤波电路和H桥电路构成低压侧工频信号传递回路，且低压侧串联谐振电路、H桥电路和所述高频隔离变压器的副边构成低压侧高频信号传递回路；所述H桥电路经由其左右桥臂的中点分别接入所述低压侧高频信号传递回路和所述低压侧工频信号传递回路；所述低压交流端口的两端跨接在所述交流滤波电路中的第一电容两端，所述低压直流端口的两端经由所述直流滤波电路分别跨接在所述H桥电路左右桥臂的上下端点上。

2.根据权利要求1所述的单相拓扑结构，其特征在于，所述高压侧串联谐振电路和所述低压侧串联谐振电路具有相同的谐振频率。

3.根据权利要求1所述的单相拓扑结构，其特征在于，所述高压侧串联谐振电路中的所述高压侧串联谐振电感为所述高频隔离变压器中的漏感。

4.一种两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构，其特征在于，包括高压侧、低压侧和位于二者之间的M个高频隔离变压器，M＝2，3……；所述高压侧包括高压交流端口、滤波电感和级联的M个高压侧子单元；所述低压侧包括M个低压侧子单元；其中，M个高压侧子单元、M个高频隔离变压器和M个低压侧子单元一一对应；

每一高压侧子单元包括高压侧串联谐振电路和级联的N个全桥子模块，N＝1，2，3……；所述N个全桥子模块的输入端为第一个全桥子模块左桥臂的中点，输出端为第N个全桥子模块右桥臂的中点，且前一全桥子模块右桥臂的中点与后一全桥子模块左桥臂的中点相连；所述N个全桥子模块的输入点与所述高压侧串联谐振电路的一端相连，输出点和所述高压侧串联谐振电路的另一端分别连接至对应高频隔离变压器原边的不同端；每一高压侧子单元中的高压侧串联谐振电路和N个全桥子模块以及与之对应高频隔离变压器的原边构成高压侧高频信号传递回路；当对应高频隔离变压器原边的同名端和异名端分别与高压侧串联谐振电路和N个全桥子模块相连时，高压交流端口、滤波电感和M个高压侧子单元中的所有全桥子模块共同构成高压侧工频信号传递回路；当对应高频隔离变压器原边的同名端和异名端分别与N个全桥子模块和高压侧串联谐振电路相连时，高压交流端口、滤波电感、M个高压侧子单元中的所有全桥子模块和M个高频隔离变压器的原边共同构成高压侧工频信号传递回路；

每一低压侧子单元包括低压交流端口、低压直流端口、低压侧串联谐振电路、H桥电路、交流滤波电路和直流滤波电路；其中，交流滤波电路包括串联的第一电感和第一电容，直流滤波电路包括第二电容；在每一低压侧子单元中：交流滤波电路和H桥电路构成低压侧工频信号传递回路，低压侧串联谐振电路、H桥电路和对应的高频隔离变压器的副边构成低压侧串联谐振回路，H桥电路经由其左右桥臂的中点同时接入所述低压侧串联谐振回路和所述低压侧工频信号流通回路，低压交流端口的两端跨接在所述交流滤波电路中第一电容的两端，低压直流端口的两端经由所述直流滤波电路分别跨接在H桥电路左右桥臂的上下端点上；

所有M个低压侧子单元的低压交流端口并联后作为所述单相拓扑结构的低压交流端口；所有M个低压侧子单元的低压直流端口串联或者并联后作为所述单相拓扑结构的低压直流端口。

5.根据权利要求4所述的单相拓扑结构，其特征在于，每一高压侧子单元中的高压侧串联谐振电路和对应低压侧子单元中的低压侧串联谐振电路具有相同的谐振频率。

6.根据权利要求4所述的单相拓扑结构，其特征在于，每一高压侧串联谐振电路中的电感为所述高频隔离变压器中的漏感。

7.一种两级式多端口电力电子变压器的三相拓扑结构，其特征在于，其每一相桥臂采用根据权利要求1-3中任一者所述的两级式多端口电力电子变压器的单相拓扑结构；所述三相拓扑结构中所有低压侧中的低压直流端口串联或并联后作为所述三相拓扑结构的低压直流端口；所述三相结构中低压侧的低压交流端口为所述三相拓扑结构的三相低压交流端口。

8.根据权利要求7所述的三相拓扑结构，其特征在于，所有高压侧串联谐振电路共用一个谐振电容。

9.一种根据权利要求1-6中任一者所述的单相拓扑结构的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)对所述高压侧的全桥子模块采用基于电网电压作为定向矢量的电压外环电流内环的双闭环控制：将所述高压侧中所有全桥子模块的电容电压平均值作为电压外环的控制对象，将电网电流作为电流内环的控制对象，对所述电网电流的有功分量和无功分量进行解耦控制，对解耦控制的结果进行坐标变换得到正弦的调制波信号，再对所述正弦调制波进行高频分量注入得到所述高压侧中各全桥子模块的参考调制信号；所述高频分量的峰值由对所述低压直流端口输出的电压进行闭环调节得到；

(2)对所述低压侧的H桥电路采用电压外环电流内环的双闭环控制：将低压直流端口的输出电压作为电压外环的控制对象，对所述输出电压进行PI调节，并将PI调节结果乘以高频分量的归一化信号作为电流内环的给定，将所述高频变压器原边或副边的电流作为电流内环的控制对象，将反馈控制的结果归一化后作为低压直流输出电压控制信号；采用单相逆变器控制策略对所述低压交流端口的输出电压进行闭环控制得到低压交流调制信号；将所述低压直流输出电压控制信号与所述低压交流调制信号叠加作为低压侧H桥电路的调制信号。

10.一种根据权利要求7、8所述的三相拓扑结构的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)对各桥臂中高压侧的全桥子模块采用基于电网电压作为定向矢量的电压外环电流内环的双闭环控制：针对各个桥臂，将高压侧中所有全桥子模块的电容电压平均值作为电压外环的控制对象，将电网电流作为电流内环的控制对象，对所述电网电流的有功分量和无功分量进行解耦控制，对解耦控制的结果进行坐标变换得到正弦的调制波信号，再对所述正弦调制波进行高频分量注入得到对应桥臂的高压侧中各全桥子模块的参考调制信号；所述高频分量的峰值由对所述低压直流端口输出的电压进行闭环调节得到；

(2)对各桥臂中低压侧的H桥电路采用电压外环电流内环的双闭环控制：针对各个桥臂，将低压直流端口的输出电压作为电压外环的控制对象，对所述输出电压进行PI调节，并将PI调节结果乘以高频分量的归一化信号作为电流内环的给定，将对应桥臂中的高频变压器原边或副边的电流作为电流内环的控制对象，将反馈控制的结果归一化后作为低压直流输出电压控制信号；采用三相逆变器控制策略对对应桥臂中低压交流端口的输出电压进行控制得到三相调制信号；将所述低压直流输出电压控制信号与所述三相调制信号叠加作为低压侧H桥电路的调制信号。