CN108270360A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

一种开关电源装置包括：开关晶体管；感测电阻器，其串联连接到所述开关晶体管，并且当所述开关晶体管导通时在所述感测电阻器上产生感测电压；变压器，其包括当所述开关晶体管导通时被施加输入电压的第一绕组以及连接到负载的第二绕组；光电耦合器，其中基于所述第二绕组侧上的输出电压来产生光电耦合器电流；负载功率检测电路，其根据所述开关晶体管的导通周期来产生负载功率信号；导通周期控制电路；截止周期控制电路；以及SRFF电路。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及一种使用变压器和光电耦合器的作为DC/DC转换器的开关电源装置。
背景技术
图13示出相关技术(例如专利文献1：JP-A-2005-027412)的开关电源装置的电路。参考数字50代表变压器，并且包括第一绕组L11、第一辅助绕组L12、第二绕组L13、和第二辅助绕组L14。参考数字MN2代表NMOS开关晶体管，并且参考数字60代表包括光电二极管PD2和光电晶体管PT2的光电耦合器。参考数字R11至R19代表电阻器，参考数字Rs2代表对开关晶体管MN2的漏极电流进行检测的感测电阻器，并且参考数字C11至C14代表电容器。
在该开关电源装置中，当通过以电阻器R18和R19对输出电压Vout进行分压所得到的电压高于电压源VB11的参考电压Vref11时，运算放大器OP11的输出电压根据它们之间的差值电压而减小。当运算放大器OP11的输出电压等于或小于预定值时，电流根据输出电压的值流至光电耦合器60的光电二极管PD2，根据从光电二极管发射的光量来确定光电晶体管PT2的内阻值。
当施加了电源电压Vin时，通过经电阻器R11和R13流至第一辅助绕组L12的激励电流，电容器C13被充电以使得电阻器R13侧被设置为正极性。当电容器C13在电阻器R13侧上的电压达到开关晶体管MN2的阈值电压时，开关晶体管MN2导通。
由此，当电流开始从DC电压Vin流至连接到开关晶体管MN2的第一绕组L11时，在变压器50的绕组L12、L13和L14中产生感生电动势，并在变压器50中积累能量。在第一辅助绕组L12中产生的感生电压(●侧为正极性)与电容器C13的电压重叠，因此开关晶体管MN2由其被维持在等于或大于阈值电压的电压处的栅极电压保持在导通状态。
在该情况下，开关晶体管MN2的漏极电流流至感测电阻器Rs2，其中产生的感测电压通过电阻器R15对电容器C12充电。流至第一绕组L11的激励电流在开关晶体管MN2导通之后随时间基本上线性增大，并且电容器C12的电压也相应上升。
之后，当电容器C12的电压达到晶体管Q11的阈值电压时，晶体管Q11被设置为导通状态，因此开关晶体管MN2由其减小到等于或小于阈值电压的电压处的栅极电压截止。
当流至第一绕组L11的电流被截止的开关晶体管MN2切断时，在绕组L11至L14的每一个中产生反激电压。在该情况下，在第二绕组L13中产生的反激电压被二极管D11和电容器C14整流和平滑，并且作为输出电压Vout被输出。
另一方面，在第一辅助绕组L12中产生的反激电压具有与第二绕组L13中产生的反激电压成比例的关系，电容器C13通过电阻器R12和R13被充电以使得电阻器R13侧被第一辅助绕组L12中产生的反激电压设置为正极性(●侧为负极性)，并且用于将开关晶体管MN2导通的预备阶段继续进行。
同时，在开关晶体管MN2截止之后，不产生由来自第一绕组L11的电流生成的感测电阻器Rs2的电压。而且，电容器C12通过电阻器R15和Rs2的电流放电，这是因为由于输出电压Vout是很低而光电晶体管PT2未被操作。由此，当电容器C12的电压被设置为等于或小于晶体管Q11的阈值电压时，晶体管Q11截止。
顺便地说，晶体管Q11的基极与集电极之间的部分作为等效二极管操作，因此电容器C13也被充电，使得电阻器R13侧被从与第一辅助绕组L12的●侧相对的一侧流过感测电阻器Rs2、电阻器R15、晶体管Q11的基极和集电极、以及电阻器R13的电流设置为正极性。
当通过反激对第二绕组L13中积累的电能的放电终止时，第一绕组L11的电压通过开关晶体管MN2的寄生电容、第一绕组L11内的杂散电容、和第一绕组L11中的电感基于输入电压Vin而开始在DCM中振铃，并且电压的极性随着电压的下降而反转。
当第一辅助绕组L12的电容器C13侧上与第一绕组L11的电压的DCM中的振铃成比例地在DCM中振铃的电压类似地变化并且其极性在反激电压被完成之后返回时，该电压作为在相对于开关晶体管MN2的栅极的正向方向上的电压而操作。另外，被充电至该时刻的电容器C13的电压添加到上述电压，当总电压超过开关晶体管MN2的阈值电压时，开关晶体管MN2再次导通。通过这种方式，重复一系列RCC。
由于输出电压Vout到目前为止很低并且光电耦合器60未被操作，因此光电晶体管PT2不影响开关晶体管MN2的基极电压，并且开关晶体管MN2以基于感测电阻器Rs2的电阻值而确定的最大导通周期被操作。之后，输出电压Vout在每次其振荡重复时上升，并且在输出电压超过与电压Vref11对应的设置电压时开始运算放大器OP11的比较运算，从而转变到其中光电耦合器60被操作的正常操作。
在该正常操作中，当输出电压Vout高于设置电压时，除了被感测电阻器Rs2中产生的电压充电以外，电容器C12的电压还被流至光电耦合器60的光电晶体管PT2的电流充电。因此，晶体管Q11的导通定时随着输出电压Vout变得更高而变得更早，因此开关晶体管MN2的导通定时变得更早。即，开关晶体管MN2的导通周期被缩短。
当开关晶体管MN2截止时，开关晶体管MN2保持截止状态直到电容器C13的电阻器R13侧上的由第一辅助绕组L12的反激电压充电的电压达到开关晶体管MN2的阈值电压为止。
同时，在开关电源装置中，当由电阻器R11和R12对输入电压Vin进行分压而得到的电压小于预定值时，开关晶体管MN2的偏置电压减小，并且开关晶体管MN2不执行导通和截止操作。
[专利文献1]JP-A-2005-027412
根据相关技术，开关电源装置需要第一辅助绕组L12以便产生开关晶体管MN2的导通定时。另外，电容器C13在电阻器R13侧上的电压对开关晶体管MN2的栅极进行控制，因此，存在开关晶体管MN2的导通定时受到开关晶体管MN2的阈值中的变化的影响的问题。另外，当电容器C12的充电电压达到晶体管Q11的阈值时，开关晶体管MN2截止，因此，存在开关晶体管MN2的截止定时受到晶体管Q11的阈值变化的影响的问题。另外，为了得到光电耦合器电流，尤其需要第二辅助绕组L14。
发明内容
一个或多个实施例提供了一种开关电源装置，其不必需要用于产生开关晶体管的导通定时的第一辅助绕组和用于得到光电耦合器电流的第二辅助绕组，并且防止了开关晶体管的导通和截止受到开关晶体管的阈值变化的影响。
在方面(1)中，一个或多个实施例提供了一种开关电源装置，其包括：开关晶体管；感测电阻器，其串联连接到所述开关晶体管，并且当所述开关晶体管导通时在所述感测电阻器上产生感测电压；变压器，其包括当所述开关晶体管导通时被施加输入电压的第一绕组以及连接到负载的第二绕组；光电耦合器，其中基于所述第二绕组侧上的输出电压来产生光电耦合器电流；负载功率检测电路，其根据所述开关晶体管的导通周期来产生负载功率信号；导通周期控制电路；截止周期控制电路；以及SRFF电路。所述导通周期控制电路随着所述光电耦合器电流的电流值更大和所述感测电压的电压值更大而在更早的定时处产生截止定时信号，所述截止定时信号为在所述开关晶体管导通之后将所述开关晶体管截止的信号。所述截止周期控制电路随着所述光电耦合器电流的电流值更小和负载功率信号的电流值更大而在更早的定时处产生导通定时信号，所述导通定时信号为在所述开关晶体管截止之后将所述开关晶体管导通的信号。所述SRFF电路根据从所述导通周期控制电路输出的截止定时信号来将所述开关晶体管截止，并且根据从所述截止周期控制电路输出的导通定时信号来将所述开关晶体管导通。根据所述感测电压的电压值、所述光电耦合器电流的电流值、和所述负载功率信号的电流值来控制所述开关晶体管的导通和截止定时。
在方面(2)中，所述开关电源装置还包括：设置在所述变压器中的辅助绕组；以及反转检测电路。所述反转检测电路产生这样的脉冲信号，其中在所述辅助绕组中产生的脉动电压被波形整形，并且所述脉冲信号在所述开关晶体管的漏极电压的DCM中的振铃的谷的定时处转变。所述截止周期控制电路在所述脉冲信号的转变定时处执行所述导通定时信号的重新定时。
在方面(3)中，所述开关电源装置还包括：输入电压确定电路，其检测所述输入电压的电平。所述导通周期控制电路随着由所述输入电压确定电路所确定的输入电压的所述电平更高而在更早的定时处产生所述截止定时信号。
在方面(4)中，所述开关电源装置还包括超时电路。在从在所述导通周期控制电路中产生所述截止定时信号时起流逝了第一预定时间之后，当在所述截止周期控制电路中产生了所述导通定时信号时，所述超时电路产生模式切换信号。不管光电耦合器电流的电流值以及所述感测电压的电压值如何，当在所述超时电路中产生了所述模式切换信号时，在从所述开关晶体管导通时起流逝了第二预定时间之后，所述导通周期控制电路产生所述截止定时信号。
在方面(5)中，不管所述负载功率信号如何，当在所述超时电路中产生了所述模式切换信号时，所述截止周期控制电路随着所述光电耦合器电流的电流值更大而在更晚的定时处产生所述导通定时信号。
在方面(6)中，所述导通周期控制电路包括：第四电容器，其在所述开关晶体管截止时被充电到第一预定电压，并且在所述开关晶体管导通时被所述光电耦合器电流放电；和第一比较器，其在所述第四电容器的电压值低于与所述感测电压对应的电压值时产生所述截止定时信号。
在方面(7)中，所述导通周期控制电路包括：第四电容器，其在所述开关晶体管截止时随着由所述输入电压确定电路所确定的输入电压的电压值更大而被充电到更低的电压，并且在所述开关晶体管导通时被所述光电耦合器电流放电；和第一比较器，其在所述第四电容器的电压值低于与所述感测电压对应的电压值时产生所述截止定时信号。
在方面(8)中，所述导通周期控制电路包括：第六电阻器，其在所述开关晶体管导通时产生基于在其中流动的所述光电耦合器电流的电流值的电压；和第一比较器，其在所述第六电阻器中产生的电压的电压值超过所述感测电压的电压值时，产生所述截止定时信号。
在方面(9)中，所述导通周期控制电路包括：第六电容器，其在所述开关晶体管导通时由恒定电流充电，并且在所述开关晶体管截止时放电；和第二比较器，其在所述第六电容器的所充电压的电压值超过第一参考电压值时产生所述截止定时信号。
在方面(10)中，所述导通周期控制电路包括：第六电容器，其在所述开关晶体管导通时随着输入电压更大而被更大的电流充电，并且在所述开关晶体管截止时放电；和第二比较器，其在所述第六电容器的所充电压的电压值超过第一参考电压值时产生所述截止定时信号。
在方面(11)中，所述截止周期控制电路包括：第五电容器，其在所述开关晶体管截止时由负载功率检测信号充电，并且在所述开关晶体管导通时放电；第四电阻器，其被插入所述第五电容器的电荷被所述光电耦合器电流放电的路径中；第三比较器，其将所述第四电阻器的与所述第五电容器的一侧相对的一侧上的端子的电压值与第三参考电压值进行比较；和第一DFF电路，其在所述反转检测电路的脉冲信号的转变定时处执行所述第三比较器的输出信号的重新定时。从所述第一DFF电路产生所述导通定时信号。
在方面(12)中，所述截止周期控制电路包括：第二电压源；第四电阻器，其被插入从所述第二电压源流动的所述光电耦合器电流的电流路径中；和第三比较器，其将所述第四电阻器的与所述第二电压源的一侧相对的一侧上的端子的电压值与第三参考电压值进行比较。从所述第三比较器产生所述导通定时信号。
在方面(13)中，所述反转检测电路包括：最小电压调节电路，其在所述辅助绕组中产生的脉动电压为负电压时调节最小电压值；最大电压调节电路，其在所述辅助绕组中产生的脉动电压为正电压时调节最大电压值；和第四比较器，其将所述辅助绕组中产生的值的、并且被所述最小电压调节电路和所述最大电压调节电路调节后的电压值与第五参考电压值进行比较，并且执行所述电压的波形整形以产生所述脉冲信号。
在方面(14)中，所述超时电路包括：定时器电路，其每当所述截止定时信号被输入时就产生用于所述第一预定时间的定时器信号；和第二DFF电路，其在所述导通定时信号被输入并且所述定时器电路未产生所述定时器信号时产生所述模式切换信号。
根据一个或多个实施例，可以接收和处理光电耦合器电流、基于开关晶体管的导通周期的负载功率信号、以及感测电压，并产生开关晶体管的导通定时信号或截止定时信号，因此不必需要第二辅助绕组。另外，开关晶体管的导通和截止通过驱动SRFF电路根据导通定时信号和截止定时信号来控制，因此开关晶体管的导通和截止定时不受其阈值变化的影响。
另外，当在辅助绕组路径中新提供了反转检测电路时，可以根据通过执行辅助绕组的脉动电压的波形整形而得到的脉冲信号来执行导通定时信号的重新定时，并且通过在漏极电压的DCM中的振铃的谷中导通开关晶体管来使得开关晶体管执行准谐振操作，因此，可以在准谐振操作期间消除开关晶体管的阈值变化的影响。在这一点上，在图13中的开关电源装置中，尽管开关晶体管被配置为在开关晶体管的漏极电压的脉动的谷中被导通，但在该谷中，开关晶体管是按照开关晶体管的阈值电压来导通的，因此准谐振操作受到开关晶体管的阈值的影响。
此外，当新提供了超时电路时，可以执行控制以便在其中导通和截止循环被设置为等于或大于预定值的“轻载”中使得导通时间恒定并且使得截止时间变化。因此，设置为预定值的导通和截止循环的频率被设置为等于或大于可听频率，因此可以防止在“正常负载”下产生可听频率噪声。
此外，在图13中的开关装置中，在输入电压未达到预定值的情况下，开关晶体管的开关操作停止，但可以通过本发明中的新提供的输入电压确定电路根据输入电压来控制导通周期。
附图说明
图1是示出根据第一实施例的开关电源装置的配置的框图。
图2是图1的开关电源装置的导通周期控制电路的电路图。
图3是图1的开关电源装置的截止周期控制电路的电路图。
图4A和图4B是图1中的开关电源装置的反转检测电路的电路图。
图5是图1中的开关电源装置的超时电路的电路图。
图6是示出图1中的开关电源装置的超时电路的操作的波形图。
图7是示出图1中的开关电源装置在“正常负载”下的操作的波形图。
图8是示出图1中的开关电源装置在“轻载”下的操作的波形图。
图9是示出根据第二实施例的开关电源装置的配置的框图。
图10是图9中的开关电源装置的导通周期控制电路的电路图。
图11是示出图9中的开关电源装置在“正常负载”下的操作的波形图。
图12是图9中的开关电源装置在“轻载”下的操作的波形图。
图13是示出相关技术的开关电源装置的配置的框图。
具体实施方式
<第一实施例>
图1示出根据本发明第一实施例的开关电源装置的配置。参考数字10代表包括第一绕组L1、第二绕组L2和辅助绕组L3的变压器。由电容器C1稳定的输入DC电压Vin被输入至第一绕组L1，第一绕组L1将通过NMOS开关晶体管MN1的导通和截止操作产生的电磁能传递给绕组L2和L3。在第二绕组L2中由二极管D1和电容器C2构成整流平滑电路，并且从该整流平滑电路提取输出DC电压Vout。在辅助绕组L3中由二极管D2和电容器C3构成整流平滑电路，并且从该整流平滑电路产生电压VDD。
参考数字20代表控制开关晶体管MN1的导通和截止的控制电路。在控制电路20中，参考数字21代表导通周期控制电路，其控制开关晶体管MN1保持在导通状态下的时间，并输出截止定时电压Voff，参考数字22代表截止周期控制电路，其控制开关晶体管MN1保持在截止状态下的时间，并输出导通定时电压Von。导通周期控制电路21包括外部电容器C4，以及截止周期控制电路22包括外部电容器C5。
参考数字23代表SRFF电路，并且SRFF电路由从导通周期控制电路21输出的被设置为“H”的截止定时电压Voff重置，并且将从Q端子输出的驱动电压Vdrv设置为“L”。另外，SRFF电路由从截止周期控制电路22输出的被设置为“H”的导通定时电压Von重置，并且将从Q端子输出的驱动电压Vdrv设置为“H”。
参考数字24代表驱动电路，其输入从SRFF电路23的Q端子输出的驱动电压Vdrv以产生用于导通和截止开关晶体管MN1的栅极电压Vg。驱动电路在驱动电压Vdrv被设置为“H”时将栅极电压Vg设置为“H”以导通开关晶体管MN1，并在在驱动电压Vdrv被设置为“L”时将栅极电压Vg设置为“L”以截止开关晶体管MN1。
参考数字25代表超时电路，并且超时电路接收从SRFF电路23输出的驱动电压Vdrv和从导通周期控制电路21输出的截止定时电压Voff。在超时电路处，从获得电压Voff的脉冲信号到获得驱动电压Vdrv、被设置“H”的时间(开关晶体管MN1的截止周期)与预定时间T1比较；在该时间超过时间T1的情况下，切换模式的电压Vmode被设置为作为“轻载”的“H”，在该时间小于时间T1的另一种情况下，切换模式的电压Vmode被设置为作为“正常负载”的“L”，并电压Vmode将设置电压输出到导通周期控制电路21和截止周期控制电路22。
参考数字26代表负载功率检测电路。负载功率检测电路输入在对流至开关晶体管MN1的漏极电路Id进行检测的感测电阻器Rs1中所产生的感测电压Vs1，基于有电压Vs1产生的时间(即，漏极电流Id流动所用的时间)来产生指示了变压器10的第一绕组L1的激励能量的负载功率信号(电流)，并将所产生的信号输出到截止周期控制电路22。
参考数字27代表反转检测电路。反转检测电路通过电阻器R3接收在辅助绕组L3中产生的脉动电压Vrise，以产生已受到波形整形的脉冲电压Vp，并将脉动电压输出到截止周期控制电路22。
参考数字28代表输入电压确定电路。输入电压确定电路接收通过电阻器R1和R2对电压VDD进行分压而得到的电压Va，来确定输入电压Vin，并将所确定的电压Vb输出到导通周期控制电路21。所确定的电压Vb是随着输入电压Vin变得更高而变得更低的电压。
参考数字30代表检测输出电压Vout的输出电压检测电路，并且与这里检测出的电压相对应的电流被供应给光电耦合器40的光电二极管PD1。光电耦合器40的光电晶体管PT1产生光电二极管PD1的发光量，即光电耦合器电流Ipc与输出电压Vout成比例，并且将所产生的光电耦合器电流输出到控制电路20的导通周期控制电路21和截止周期控制电路22。
图2示出导通周期控制电路21的详细示图。导通周期控制电路21包括输出截止定时电压Voff1的第一导通周期控制电路211、输出截止定时电压Voff2的第二导通周期控制电路212、以及根据模式切换电压Vmode来选择第一导通周期控制电路211的输出电压Voff1和第二导通周期控制电路212的输出电压Voff2中的任一个的选择电路213。
第一导通周期控制电路211包括在驱动电压Vdrv被设置为“H”时断开的开关SW1、在驱动电压Vdrv被设置为“H”时接通的开关SW2、外部电容器C4、对感测电压Vs1进行放大的缓冲器BF1、和比较器CP1。
电容器C4的电压Vc4通过在开关晶体管MN1截止时接通的开关SW1而被充电到输入电压确定电路28的输出电压Vb。当开关晶体管MN1导通时，开关SW1断开并且开关SW2接通，因此电压Vc4开始下降，这是因为电容器C4被光电耦合器电流Ipc放电。另一方面，感测电压Vs1被输入至缓冲器BF1，并且感测电压Vs1与电容器C4的所充电压Vc4通过比较器OP1相互比较。当电压Vc4变得低于感测电压Vs1时，比较器CP1将截止定时电压Voff1设置为“H”。
通过这种方式，在第一导通周期控制电路211处，随着输入电压确定电路28的输出电压Vb增大、光电耦合器电流Ipc增大、以及感测电压Vs1增大，借由被设置为“H”的截止定时电压Voff1的定时变得更早，开关晶体管MN1的接通持续时间被控制为较短。即，随着输入电压Vin变得更高、随着输出电压Vout变得更高、以及随着感测电压Vs1变得更高，开关晶体管MN1的导通周期变得更短。
第二导通周期控制电路212包括在驱动电压Vdrv被设置为“H”时断开的开关SW3、供应电流Iref1的电流源IB1、电容器C6、和其中由电压源VB1将电压Vref1设置为参考值的比较器CP2。
尽管由于开关SW3在开关晶体管MN1截止时接通因而电容器C6的电压Vc6被设置为0V，但开关SW3在开关晶体管MN1导通时断开。因此，当通过电流源IB1的电流Iref1以恒定电流对电压Vc6充电以使其与时间成比例地变得更高并且随着预定时间的流逝变得高于电压Vref1时，从比较器CP2输出的截止定时电压Voff2被设置为“H”。即，当在开关晶体管MN1导通之后流逝了固定时间时，导通时间第二控制电路212将截止定时电压Voff2设置为“H”。固定时间被设置为比从导通时间第一控制电路211输出的截止定时电压Voff1的最早定时更早的定时。即，导通周期被固定到最小值。
选择电路213包括AND电路AND1和AND2、OR电路OR1、以及反相器INV1。当模式切换电压Vmode被设置为“L”(“正常负载”)时，AND1门是可用的，因此第一导通周期控制电路211的被设置为“H”的截止定时电压Voff1被选择为截止定时电压Voff的输出。另外，当模式切换电压Vmode被设置为“H”(轻载)时，AND2门是可用的，因此第二导通周期控制电流的被设置为“H”的截止定时电压Voff2被选择为截止定时电压Voff的输出。
即，在导通周期控制电路21上，晶体管MN1的截止开关定时由电压Voff1控制；接着“正常负载”状态下的负载状况，其动态地改变，另一方面，在定时“轻载”状态下，当确定出的周期时间从导通点流过时，截止定时电压Voff1从开启信号改变为关闭信号。通过这种方式，开关晶体管MN1的导通定时与截止定时之间的导通周期在“正常负载”的情况下根据负载状态而受到增大和减小的控制，但在“轻载”的情况下被设置为固定的最短时间。
图3示出截止周期控制电路22的详细示图。截止周期控制电路22包括截止周期设置电路221和选择电路222。
截止周期设置电路221包括在驱动电压Vdrv被设置为“H”时接通的开关SW4、上述外部电容器C5、在模式切换电压Vmode被设置为“H”(轻载)时断开的开关SW5、在模式切换电压Vmode被设置为“H”(轻载)时接通的开关SW6、具有电压Vref2的电压源VB2、缓冲器BF2、电阻器R4、比较器CP3、第一DFF 2211、和具有电压Vref3的电压源VB3。另外，第一DFF 2211与反转检测电路27的输出脉冲Vp中的上升同步地对比较器CP3的输出电压Von2进行锁存，并且输出锁存输出电压作为导通定时电压Von1。
在导通周期控制电路22中，当开关晶体管MN1通过驱动电压Vdrv被设置为“L”而截止时，开关SW4断开，使得电容器C5通过负载功率检测电路26的输出电流Io而被充电，并且电容器C5的电压被设置为Vc5。当负载状态为“正常状态”并且模式切换电压Vmode被设置为“L”时，电压Vc5逐渐变得较高，以及开关SW5接通并且开关SW6断开，因此该电压通过缓冲器BF2和电阻器R4输入至比较器CP3的非反相输入端子，作为电压Vpc。在从开关晶体管MN1截止的时间点起二极管D1电导通之后，在该情况下流动的光电耦合器电流Ipc随着时间的流逝而变得更小，因此电阻器R4的电压降逐渐变小，并且电压Vpc逐渐升高。
当电压Vpc变得高于参考电压Vref3时，从比较器CP3输出的导通定时电压Von2被设置为“H”。通过从反转检测电路27输出的脉冲Vp中的上升，将导通定时电压Von2锁存在第一DFF电路2211中，并将其输出为导通定时电压Von1。随着负载功率信号Io变得更大以及光电耦合器电流Ipc变得更小，在该情况下的导通定时电压Vo1的产生定时变得更早，并且缩短了截止周期。
脉冲电压Vp上升的定时是与开关晶体管MN1的漏极电压的DCM中的振铃的谷(脉动电压Vrise的峰)相对应的定时，这是因为由绕组L3产生的脉动电压Vrise在变得高于参考电压Vref4时被设置为“H”，如后文所述。
另一方面，当负载状态为“轻载”并且模式切换电压Vmode被设置为“H”时，开关SW5断开并且开关SW6接通，从而电压源VB2的电压Vref2被输入缓冲器BF2的输入侧并通过电阻器R4改变为电压Vpc。通过光电耦合器电流Ipc随着时间流逝而变得更小，电压Vpc逐渐上升，并且当电压Vpc变得高于参考电压Vref2时，比较器CP3的输出被设置为“H”。在该情况下导通定时电压Vo2的产生定时随着光电耦合器电流Ipc增大而变得更晚，并且截止周期增大。
选择电路222包括AND电路AND3和AND4、OR电路OR2、和反相器INV4。当Vmode＝“L”(正常负载)时，AND3是可用的，因此第一DFF2211的输出电压Von1被选择为导通定时电压Von的输出。在该情况下，电压Vo2由脉冲电压Vp进行重新定时，以改变为电压Vo1，因此开关晶体管MN1的导通定时被设置为与其漏极电压Vd的DCM中的振铃的谷对应的定时，这允许了准谐振操作。因此，开关晶体管MN1的导通定时不受其阈值变化的影响。
另一方面，当Vmode＝“H”(轻载)时，AND4门是可用的，因此比较器CP3的输出电压Von2被选择为导通定时电压Von的输出。在该情况下，不执行基于脉冲电压Vp的重新定时的控制。
图4A和图4B示出反转检测电路27的详细示图。反转检测电路27包括电压Vref4的电压源BV4、NPN晶体管Q1、NPN晶体管Q2、电压Vref5的电压源VB5、和比较器CP4，如图4A所示。晶体管Q1构成了最小电压调节电路，并且当在其●侧被设置为负极性的辅助绕组L3中产生脉动电压Vrise时，晶体管Q1将比较器CP4的非反相输入端子的电压限制为“Vref4-Vbe(Q1)”。这里，Vbe(Q1)是晶体管Q1的基极与发射极之间的电压。晶体管Q2构成最大电压调节电路，并且当在辅助绕组L3中产生脉动电压Vrise(该电压在辅助绕组的●侧具有正极性)时，晶体管Q2将比较器CP4的非反相输入端子的电压限制为Vbe(Q2)。这里，Vbe(Q2)是晶体管Q2的基极与发射极之间的电压。脉动电压Vrise基于电压Vref5而受到波形整形。
同时，反转检测电路27可以用电阻器R5代替晶体管Q2，如图4B所示。在该情况下，在·侧具有正极性的脉动电压Vrise被电阻器R3和R4分压，从而允许最大电压被调节。
图5示出超时电路25的详细示图。超时电路25包括定时器电路251和第二DFF252。定时器电路251在截止定时电压Voff被设置为“H”并且同时输出电压Vt被设置为“L”时开始时间计数。在预定时间T1被相加之后，输出电压Vt被设置为“H”。在第二DFF252处，与输出Vmode连接的输出端Q被设置为“H”，同时在定时器电路251的输出Vt被设置为“H”的情况下，RSFF 23的输出端Q的Vdrv从“L”被改变为“H”。另一方面，在输出Vt为“L”的情况下，DFF 252的输出端Q被保持为“L”。
因此，在当定时器电路251的输出电压Vt被设置为“H”时电压Vdrv被设置为“H”的情况下，电压Vmode被设置为“H”。以及接下来，当截止定时电压Voff被设置为“H”时，定时器电路251的输出电压从“H”被改变为“L”。当电压Vdrv在由定时器电路251确定出的时间T1流逝之前未设置为“H”并在所述时间流逝之后被设置为“H”时，则定时器电路271的输出电压Vt被设置为“H”，因此DFF 252的Q端子的电压Vmode从“H”被改变。当通过将截止定时电压Voff设置为“H”而将定时器电路251的输出电压Vt设置为“L”，并且之后在时间T1流逝之前将电压Vdrv设置为“H”时，模式切换电压Vmode被设置为“L”。
通过这种方式，当其中电压Vdrv被设置为“H”的间隔(即，开关晶体管MN1的导通定时的周期)超过定时器周期T1时，模式切换电压Vmode被设置为“H”，这指示开关晶体管MN1的驱动周期长，即，当前操作状态为“轻载”。另一方面，当其中电压Vdrv被设置为“H”的间隔在定时器周期T1内时，模式切换电压Vmode被设置为“L”，这指示开关晶体管MN1的驱动周期短，即，当前操作状态为“正常负载”。图6示出了示出超时电路25的操作的波形图。
可以通过适当设置超时电路25中的由定时器电路251确定出的时间T1来调整其中模式切换电压Vmode被设置为“H”的晶体管MN1的开关频率，因此可以防止当该频率被设置为等于或大于可听频率上限(20kHz)时在“正常负载”下产生可听频率噪声。
图7是示出在操作状态为“正常负载”的情况下的操作的波形图。在该情况下，由于模式切换电压Vmode被设置为“L”，因此在导通周期控制电路21中选择截止定时电压Voff1，并将其输出为电压Voff。当开关晶体管MN1由于电压Voff的产生而被电压Vderv截止时，感测电压Vs1被改变为0V，因此电压Voff也被改变为0V。因此，电压Voff的形式变成方形波脉冲。
另外，在截止周期控制电路22中导通定时电压Von1被选择为电压Von的输出。当开关晶体管MN1由于电压Von的产生而被电压Vdrv导通时，开关SW4接通，并且电压Vc5被改变为0V，因此电压Von也被改变为0V。因此，电压Von的形式变成方形波脉冲。
在上述“正常负载”下，输出电压Vout在连接到第二绕组L2的负载很低的情况下变得高于目标电压，因此光电耦合器电流Ipc增大。因此，在开关晶体管MN1的导通周期中，导通周期控制电路21的电容器C4的较大量的电荷通过光电耦合器电流Ipc放电，并且电容器C4的电压Vc4大大减小。在该情况下，根据第一绕组L11侧上的输入电压Vin和电感来确定每小时开关晶体管MN1的漏极电流Id的增大速率，并且不管负载状态如何，该速率为恒定的。因此，当电容器C4的电压大大减小时，直至电容器CP1的输出电压Voff1被设置为“H”为止的时间减小。即，开关晶体管MN1的导通周期减小。
另一方面，在开关晶体管MN1的截止周期中，当光电耦合器电流Ipc大时电压由于截止周期控制电路22的电阻器R4而大大下降，并且直至比较器CP3的输出电压Von1被设置为“H”为止的时间增大。同时，当开关晶体管MN1的导通周期短时负载功率检测电路26的输出电流Io减小，因此电容器C5的电压Vc5的增大速率减小。因此，在负载轻的情况下，开关晶体管MN1的截止周期减小。
如上所述，在“正常负载”下负载轻的情况中，开关晶体管MN1的导通周期减小，其截止周期增大，因此占空比减小并且开关周期增大。
另一方面，在流至第二绕组L2的负载电流大的情况下，即负载重，则输出电压Vout减小，因此光电耦合器电流Ipc减小。因此，开关晶体管MN1的导通周期和截止周期与在负载轻的情况下的导通周期和截止周期相反。即，导通周期增大并且截止周期减小，从而占空比增大并且开关周期减小。
图8是示出在负载状态为“轻负载”的情况下的操作的波形图。在该情况下，由于模式切换电压Vmode被设置为“H”，因此在导通周期控制电路21中选择截止定时电压Voff2，并将其输出为电压Voff，并且在截止周期控制电路22中选择导通定时电压Von2，并将其输出为电压Von。
在该情况下，在导通周期控制电路21中，由于当开关晶体管MN1导通时电容器C6通过开关SW3断开而由电流Iref1的恒定电流充电，因此当电容器C6的电压Vc6超过电压Vref1时，截止定时电压Voff2被设置为“H”，因此开关晶体管MN1截止。在该情况下的开关晶体管MN1的导通周期被设置为由电流Iref1和电容器C6确定的固定时间，而与输出电压Vout无关。
在截止周期控制电路22中，开关SW5断开而开关SW6接通，因此电压Vref2施加到电阻器R4。当电压Vpc随着光电耦合器电流Ipc减小而变得更高并超过电压Vref3时，比较器CP3的输出电压Von2被设置为“H”并被输出为导通定时电压Von。电流Icp随着输出电压Vout增大而变得更大，但与输出电压Vout的减小成比例地变得更小。因此，随着在开关晶体管MN1截止的时间点处的输出电压Vout增大，直至光电耦合器电流Ipc减小到电压Vpc超过电压Vref3这一程度为止的时间增大。即，在导通定时信号Von被设置为“H”时的定时随着开关晶体管MN1的输出电压Vout的增大而变得更晚，并且截止周期增大。
通过这种方式，开关晶体管MN1在负载状态为轻载的情况下被控制为使得导通周期固定而截止周期随着开关晶体管MN1的截止定时期间的输出电压Vout增大而变得更长。
<第二实施例>
图9示出根据本发明第二实施例的开关电源装置的配置。根据第二实施例的开关电源装置与根据第一实施例的开关电源装置的不同之处在于控制电路20A的配置，以及具体地，导通周期控制电路21A和Vin确定电路28A的配置。在该示例中，在正常负载操作期间不使用外部电容器C4而根据光电耦合器电流Ipc来确定导通周期。另外，在轻载期间对添加了输入电压Vin的值的最短导通周期进行确定。与第一实施例中相同的部件由相同的参考数字和符号代表。
图10是导通周期控制电路21A的详细示图。导通周期控制电路21A包括输出截止定时电压Voff1的第一导通周期控制电路211A、输出截止定时电压Voff2的第二导通周期控制电路212A、以及根据模式切换电压Vmode对第一导通周期控制电路211A的输出电压Voff1和第二导通周期控制电路212A的输出电压Voff2中的任一个进行选择的选择电路213。
第一导通周期控制电路211A包括参考电压Vref6的电压源VB6、缓冲器BF6、电阻器R6、在驱动电压Vdrv被设置为“H”时接通的开关SW2、对感测电压Vs1进行放大的缓冲器BF1、和比较器CP1。
当开关晶体管MN1截止时，电阻器6的电压Vr6通过开关SW2断开而被设置为参考电压Vref6。然而，当开关晶体管MN1导通时，光电耦合器电流Ipc通过开关SW2接通而流至电阻器R6，在电阻器R6中出现“R6×Ipc”的电压降，并且电压Vr6如下。
Vr6＝Vref6-R6×Ipc...(1)
另一方面，感测电压Vs1被输入缓冲器BF1，并且感测电压Vs1和电压Vr6通过比较器CP1被相互比较。当感测电压Vs1变得高于电压Vr6时，比较器CP1将截止定时电压Voff1设置为“H”。
在开关晶体管MN1导通之后的感测电压Vs1中的改变如下。
Vs1＝Rs1×Vin/L1×ton...(2)
当光电耦合器电流Ipc增大时，电压Vr6减小。因此，在开关晶体管MN1导通时与在感测电压Vs1变得高于电压Vr6并且从比较器CP1输出的截止定时电压Voff被设置为“H”时之间的时间减小，即，直至开关晶体管MN1截止为止的时间(导通周期)减小。
根据方程式(2)，关于感测电压Vs1的时间的改变与输入电压Vin的幅值成比例。当光电耦合器电流Ipc处于恒定状态并且输入电压Vin增大时，在开关晶体管MN1导通时与在感测电压Vs1变得高于电压Vr6时之间的时间减小。
通过这种方式，随着光电耦合器电流Ipc增大以及感测电压Vs1增大，第一导通周期控制电路211A使得用于将截止定时电压Voff1设置为“H”的定时更早，以执行用于缩短开关晶体管MN1导通的时间的控制。即，开关晶体管MN1的导通周期随着输出电压Vout增大、输入电压Vin增大、以及感测电压Vs1增大而变得更短。
第二导通周期控制电路212A包括在驱动电压Vdrv被设置为“H”时断开的开关SW3、供应电流Iref2的电流源IB2、电容器C6、以及其中通过电压源VB1将电压Vref1设置为参考值的比较器CP2。当输入电压Vin增大时，从由输入电压确定电路28A控制的电流源IB2流出的Iref2电流值变得更大。
由于当开关晶体管MN1截止时开关SW3接通，电容器C6的电压Vc6被设置为0V。然而，当开关晶体管MN1导通时，开关SW3断开，因此电压Vc6通过电流源IB2的电流Iref2而被充电，并且与时间成比例地变得更高，并且当电压Vc6在流逝了预定时间的情况下变得高于电压Vref2时，从比较器CP2输出的截止定时电压Voff2被设置为“H”。
即，在导通时间第二控制电路212A处，当在开关晶体管MN1导通之后流逝了由输入电压Vin的值引起的预定时间时，截止定时电压Voff2被设置为“H”。预定时间短于由导通时间第一控制电路212A确定出的最小时间，而且该预定时间随着输入电压Vin增大而变得更短。同时，在电容器C6在外面被连接的情况下，更容易设置该预定时间。
通过这种方式，在根据第二实施例的导通周期控制电路21A上，晶体管MN1的截止开关定时由电压Voff1控制，并且其接着在“正常负载”状态下的负载状况(光电耦合器电流Ipc)从导通状态被动态地改变为截止状态，另一方面，在“正常负载”状态下，当由电压Vin控制的周期时间从导通定时点流过时，截止定时电压Voff1从导通信号被改变为截止信号。通过这种方式，开关晶体管MN1的导通定时与截止定时之间的导通周期在“正常负载”情况下根据负载状态而受到增大和减小的控制，而在“轻载”情况下根据输入电压Vin而受到增大和减小的控制。
图11是示出在根据第二实施例的开关电源装置在“正常负载”的情况下的操作的波形图，图12是示出在“轻载”情况下的操作的波形图。
[参考数字和符号的描述]
10：变压器
L1：初级绕组
L2：次级绕组
L3：辅助绕组
20、20A：控制电路
21、21A：导通周期控制电路
211、211A：第一导通周期控制电路
212、212A：第二导通周期控制电路
213：选择电路
22：截止周期控制电路
221：截止周期设置电路
222：选择电路
23：SRFF电路
24：驱动电路
25：超时电路
26：负载功率检测电路
27：反转检测电路
28、28A：输入电压确定电路
30：输出电压检测电路
40：光电耦合器

Claims (14)

1.一种开关电源装置，包括：
开关晶体管；
感测电阻器，其串联连接到所述开关晶体管，并且当所述开关晶体管导通时在所述感测电阻器上产生感测电压；
变压器，其包括当所述开关晶体管导通时被施加输入电压的第一绕组以及连接到负载的第二绕组；
光电耦合器，其中基于所述第二绕组侧上的输出电压来产生光电耦合器电流；
负载功率检测电路，其根据所述开关晶体管的导通周期来产生负载功率信号；
导通周期控制电路；
截止周期控制电路；以及
SRFF电路，
其中，所述导通周期控制电路随着所述光电耦合器电流的电流值更大和所述感测电压的电压值更大而在更早的定时处产生截止定时信号，所述截止定时信号为在所述开关晶体管导通之后将所述开关晶体管截止的信号，
其中，所述截止周期控制电路随着所述光电耦合器电流的电流值更小和负载功率信号的电流值更大而在更早的定时处产生导通定时信号，所述导通定时信号为在所述开关晶体管截止之后将所述开关晶体管导通的信号，
其中，所述SRFF电路根据从所述导通周期控制电路输出的截止定时信号来将所述开关晶体管截止，并且根据从所述截止周期控制电路输出的导通定时信号来将所述开关晶体管导通，并且
其中，根据所述感测电压的电压值、所述光电耦合器电流的电流值、和所述负载功率信号的电流值来控制所述开关晶体管的导通和截止定时。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，还包括：
设置在所述变压器中的辅助绕组；以及
反转检测电路，
其中，所述反转检测电路产生脉冲信号，在所述辅助绕组中产生的脉动电压在所述脉冲信号中被波形整形，并且所述脉冲信号在所述开关晶体管的漏极电压的DCM中的振铃的低谷的定时处转变，并且
其中所述截止周期控制电路在所述脉冲信号的转变定时处执行所述导通定时信号的重新定时。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，还包括：
输入电压确定电路，其检测所述输入电压的电平，
其中所述导通周期控制电路随着由所述输入电压确定电路所确定的输入电压的所述电平更高而在更早的定时处产生所述截止定时信号。
4.根据权利要求1所述的开关电源装置，还包括：
超时电路，
其中，在从在所述导通周期控制电路中产生所述截止定时信号时起流逝了第一预定时间之后，当在所述截止周期控制电路中产生了所述导通定时信号时，所述超时电路产生模式切换信号，
其中，不管光电耦合器电流的电流值以及所述感测电压的电压值如何，当在所述超时电路中产生了所述模式切换信号时，在从所述开关晶体管导通时起流逝了第二预定时间之后，所述导通周期控制电路产生所述截止定时信号。
5.根据权利要求4所述的开关电源装置，
其中，不管所述负载功率信号如何，当在所述超时电路中产生了所述模式切换信号时，所述截止周期控制电路随着所述光电耦合器电流的电流值更大而在更晚的定时处产生所述导通定时信号。
6.根据权利要求1、2或4所述的开关电源装置，
其中，所述导通周期控制电路包括：第四电容器，其在所述开关晶体管截止时被充电到第一预定电压，并且在所述开关晶体管导通时被所述光电耦合器电流放电；和第一比较器，其在所述第四电容器的电压值低于与所述感测电压对应的电压值时产生所述截止定时信号。
7.根据权利要求3所述的开关电源装置，
其中，所述导通周期控制电路包括：第四电容器，其在所述开关晶体管截止时随着由所述输入电压确定电路所确定的输入电压的电压值更大而被充电到更低的电压，并且在所述开关晶体管导通时被所述光电耦合器电流放电；和第一比较器，其在所述第四电容器的电压值低于与所述感测电压对应的电压值时产生所述截止定时信号。
8.根据权利要求1、2或4所述的开关电源装置，
其中，所述导通周期控制电路包括：第六电阻器，在所述开关晶体管导通时在所述第六晶体管中产生基于流动的所述光电耦合器电流的电流值的电压；和第一比较器，其在所述第六电阻器中产生的电压的电压值超过所述感测电压的电压值时，产生所述截止定时信号。
9.根据权利要求4所述的开关电源装置，
其中，所述导通周期控制电路包括：第六电容器，其在所述开关晶体管导通时由恒定电流充电，并且在所述开关晶体管截止时放电；和第二比较器，其在所述第六电容器的所充电压的电压值超过第一参考电压值时产生所述截止定时信号。
10.根据权利要求4所述的开关电源装置，
其中，所述导通周期控制电路包括：第六电容器，其在所述开关晶体管导通时随着输入电压更大而被更大的电流充电，并且在所述开关晶体管截止时放电；和第二比较器，其在所述第六电容器的所充电压的电压值超过第一参考电压值时产生所述截止定时信号。
11.根据权利要求2所述的开关电源装置，
其中，所述截止周期控制电路包括：第五电容器，其在所述开关晶体管截止时由负载功率检测信号充电，并且在所述开关晶体管导通时放电；第四电阻器，其被插入所述第五电容器的电荷被所述光电耦合器电流放电的路径中；第三比较器，其将所述第四电阻器的与所述第五电容器的一侧相对的一侧上的端子的电压值与第三参考电压值进行比较；和第一DFF电路，其在所述反转检测电路的脉冲信号的转变定时处执行所述第三比较器的输出信号的重新定时，并且
其中，从所述第一DFF电路产生所述导通定时信号。
12.根据权利要求5所述的开关电源装置，
其中，所述截止周期控制电路包括：第二电压源；第四电阻器，其被插入从所述第二电压源流动的所述光电耦合器电流的电流路径中；和第三比较器，其将所述第四电阻器的与所述第二电压源的一侧相对的一侧上的端子的电压值与第三参考电压值进行比较，并且
其中，从所述第三比较器产生所述导通定时信号。
13.根据权利要求2所述的开关电源装置，
其中，所述反转检测电路包括：最小电压调节电路，其在所述辅助绕组中产生的脉动电压为负电压时调节最小电压值；最大电压调节电路，其在所述辅助绕组中产生的脉动电压为正电压时调节最大电压值；和第四比较器，其将所述辅助绕组中产生的值的、并且被所述最小电压调节电路和所述最大电压调节电路调节后的电压值与第五参考电压值进行比较，并且执行所述电压的波形整形以产生所述脉冲信号。
14.根据权利要求4或5所述的开关电源装置，
其中，所述超时电路包括：定时器电路，其每当所述截止定时信号被输入时就产生用于所述第一预定时间的定时器信号；和第二DFF电路，其在所述导通定时信号被输入并且所述定时器电路未产生所述定时器信号时产生所述模式切换信号。
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