CN108111018B - Dc-dc变换器慢时标低频振荡延时控制电路及参数计算方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DC‑DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路及参数计算方法，包括DC‑DC变换器，所述DC‑DC变换器包括主电路和控制电路，控制电路包括延时增益模块、积分模块和驱动模块，延时增益模块采集所述主电路的状态量，经延时放大后得到的延时增益信号经积分模块输入到所述驱动模块，驱动模块的第一驱动输出端与主电路中功率器件开关管连接，用于驱动主电路中功率器件开关管的开通和关断，调节主电路的工作状态；驱动模块的反馈端与所述积分模块连接，积分模块根据反馈控制信号，对延时增益信号进行积分和复位处理，实现驱动模块驱动数据的闭环调节。有益效果：克服了变换器中的电压和电流振荡，扩大了其稳定工作参数域，采用模拟电路，电路简单，控制可靠，电压变化稳定且精度高。

Description

DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路及参数计算方法

技术领域

本发明涉及变换器控制技术领域，具体的说是一种DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路及参数计算方法。

背景技术

功率变换器的快时标和慢时标非线性动力学行为引起了广泛关注。在功率变换器中一种重要的控制方法是单周期控制OCC即为One Cycle Control，单周期控制属于非线性控制方法，是一种非线性大信号PWM控制理论，也是一种模拟PWM控制技术。它通过控制开关的占空比，使每个开关周期中开关变量的平均值严格等于或正比于控制参考量。

然而，单周期控制DC-DC变换器在运行过程中容易发生慢时标尺度上的Hopf分岔，导致输出电压和电感电流振荡，它破坏了变换器的稳定输出，使得开关器件的应力增大，限制了单周期控制的应用领域。在现有技术中，DC-DC变换器电路包括DC-DC变换器主电路和驱动信号，一般的DC-DC变换器主电路包括电源E、电感L、二极管D、电容C、功率器件开关管SW、负载电阻R。其中功率器件开关管SW的驱动信号为脉冲，详见图1。

在现有技术中，有提出非线性动力学行为的延时反馈控制方法，但是这种方法在变换器中很难实现，难点在于产生合适的延时信号，目前使用延时控制方法必须采用数字器件。而数字器件实现方法需要数字量和模拟量的转换，因此极大增加了电路的复杂程度。为了克服上述缺陷，有必要提出一种方案来解决上述缺陷。

发明内容

针对上述问题，本发明提供了一种DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路及参数计算方法，采用消除DC-DC变换器慢时标非线性振荡的延时反馈控制电路和延时电路进行控制的方法，利用了变换器的平均模型，并通过劳斯-霍尔维茨稳定性准则，即Routh-Hurwitz准则得到控制电路中的延时时间和增益；克服了Hopf分岔问题，变换器输出精度高，控制方便。

为达到上述目的，本发明采用的具体技术方案如下：

一种DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路，包括DC-DC变换器，其特征在于：所述DC-DC变换器包括主电路和控制电路，所述控制电路包括延时增益模块、积分模块和驱动模块，所述延时增益模块采集所述主电路的状态量，经延时放大后得到的延时增益信号经所述积分模块输入到所述驱动模块，所述驱动模块的第一驱动输出端与所述主电路中功率器件开关管连接，用于驱动所述主电路中功率器件开关管的开通和关断，调节主电路的工作状态；所述驱动模块的反馈端与所述积分模块连接，所述积分模块根据反馈控制信号，对所述延时增益信号进行积分和复位处理，实现驱动模块驱动数据的闭环调节。

通过上述设计，将采用延时电路进行控制的方法，在对DC-DC变换器功率器件开关管控制过程中，引入延时增益模块。实现电路延时反馈，通过计算延时增益模块中的延时和增益参数，控制系统使变换器输出更加稳定，采用模拟电路进行延时，延时增益模块电路简单，克服了Hopf分叉问题，同时解决了延时导致的无穷维系统问题。上述系统使DC-DC变换器稳定运行。并且在控制电路中，采用积分模块统计积分量控制驱动模块，从而实现驱动模块对主电路功率器件开关管的开通和关断控制。

其中，所述状态量可以为主电路负载电阻R或者二极管D两端的电压，可以为通过电感L的电流值等。

进一步的，所述延时增益模块包括延时单元和增益单元，所述延时单元输入端采集所述主电路的状态量，所述延时单元的输出端与所述主电路的状态量作差后得到第一差值信号，所述第一差值信号经增益单元后输出增益信号，该增益信号与所述主电路的状态量作差得到所述延时增益信号。

采用上述方案，通过延时单元和增益单元分别采集主电路的状态量，采用良好的相频特性，来代替理想的延时环节e^-τs。

再进一步描述，所述延时单元包括至少两个结构一致的全通滤波器串联而成；；

任一所述全通滤波器的输入端或作为所述延时单元的输入端，或与前一全通滤波器输出端连接；任一所述全通滤波器输出端或作为所述延时单元的输出端，或与后一全通滤波器的输入端连接；

任一所述全通滤波器包括第一运算放大器U₁和第二运算放大器U₂，所述第一运算放大器U₁的正相输入端接地，所述第一运算放大器U₁的反相输入端经第一电容C_f1与第五电阻R_a的一端连接，所述第五电阻R_a的另一端作为第一全通滤波器的输入端；

所述第一运算放大器U₁的输出端经第六电阻R_b与所述第一运算放大器U₁反相输入端连接，所述第一运算放大器U₁的输出端还经第二电容C_f2与所述第一电容C_f1与第五电阻R_a的公共端连接；所述第一运算放大器U₁的输出端经第二电阻R₂与第二运算放大器U₂的反相输入端连接，所述第二运算放大器U₂的反相输入端还经第一电阻R₁与所述第五电阻R_a的另一端连接；所述第二运算放大器U₂的输出端经第三电阻R₃与所述第二运算放大器U₂的正相输入端连接，所述第二运算放大器U₂的正相输入端经第四电阻R₄接地，所述第二运算放大器U₂的输出端作为该全通滤波器输出端。

为了使延时等时增加，采用至少两个结构一致的全通滤波器串联而成。为了增加延时时间，可等效增加多个全通滤波器，来增加延时时间。

进一步描述，所述第一电容C_f1与第二电容C_f2电容值相等。

再进一步描述，所述积分模块包括第三运算放大器U₃，所述第三运算放大器U₃的正相输入端接地，所述第三运算放大器U₃的反相输入端经第七电阻R₀与所述延时增益模块连接，用于获取所述延时增益模块的延时增益信号；所述第三运算放大器U₃的输出端经第三电容C₀与所述第三运算放大器U₃的反相输入端连接，所述第三电容C₀两端并联有一个控制开关K，所述控制开关K受所述驱动模块控制。

通过第三电容C₀和第七电阻R₀实现积分，积分量逐渐增大，并将积分信号发送至驱动模块，当积分信号达到最大时，驱动模块控制所述控制开关K闭合，使积分模块停止积分，实现循环控制。

再进一步描述，所述驱动模块包括触发器，所述触发器的置位端输入时钟脉冲，所述触发器复位端与比较器的输出端连接，所述比较器的正输入端输入参考电压值V_ref，所述比较器的负输入端与所述第三运算放大器U₃输出端连接，所述触发器的第一驱动输出端与所述主电路中功率器件开关管连接，所述触发器的反馈端经脉冲发生器与所述控制开关K连接。

通过上述设计，延时增益模块采集所述主电路的状态量，该状态量为电压信号，经延时放大后，得到的放大延时信号经积分后，得到积分值，并将该积分值发送至驱动模块，当积分值达到与参考电压值V_ref相等时，比较器的输出控制信号，驱动触发器发出触发信号，其中第一控制端用于控制主电路中功率器件开关管的开通和关断。其中第二控制端用于控制控制开关K的开通和关断。

一种DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路的参数计算方法，包括搭建DC-DC变换器主电路和控制电路步骤，所述控制电路的延时增益模块采集所述控制电路的状态量后得到延时增益信号，所述延时增益信号经所述积分模块输入到所述驱动模块，所述驱动模块调节主电路的工作状态，其特征在于：所述延时增益模块中的延时参数中的延时时间参数和增益参数具体计算步骤为：

S1：对DC-DC变换器主电路和控制电路建模，所述延时增益模块获取所述主电路的状态量；

S2：根据步骤S1的电路和所有元件的参数值，结合主电路的状态量，计算带未知延时时间参数和未知增益参数的DC-DC变换器单周期平均模型；

S3：根据DC-DC变换器单周期平均模型得到DC-DC变换器线性延时模型；

S4：计算DC-DC变换器线性延时模型的准多项式，并对准多项式简化得到模型简化多项式；

S5：基于Routh-Hurwitz准则对模型简化多项式进行判断，得出未知延时时间参数和未知增益参数的取值范围；

S6：设定主电路和控制电路所有元器件的参数值，确定延时时间参数和增益参数的取值。

采用延时电路控制Hopf分岔的方法，用全通滤波器代替理想延时环节，引入了两个控制参数，即：延时时间参数和增益参数，利用变换器的平均模型，得到准多项式，在准多项式中用近似的方法简化了延时导致的无穷维问题，对准多项式利用Routh-Hurwitz准则得到了延时时间和增益的临界值解。使变换器稳定运行。

再进一步的，步骤S2的DC-DC变换器单周期平均模型为：

其中，v为DC-DC变换器平衡点电压值；i为DC-DC变换器平衡点电流值，L为主电路中电感值，R为主电路中电阻值，C为主电路中电容值，E为主电路中电源值；R为主电路中电阻值；V_ref为驱动模块的参考电压值；γ为延时增益模块的未知增益参数；τ为延时单元的未知延时时间参数；

步骤S3的DC-DC变换器线性延时模型为：

为DC-DC变换器平衡点电压扰动值；

为DC-DC变换器平衡点电流扰动值。

具体的，全通滤波器的传递函数为：

全通滤波器引起的延时τ₁＝4R_aC_f，两个全通滤波器串联引起的延时是τ＝2τ₁。

DC-DC变换器在一个开关周期内可描述为：

其中s＝1代表开关管导通，s＝0代表开关管关断。

变换器占空比d由下式决定：

其中T为开关周期，一般选择R₀C₀＝T。因此：

用占空比代替式和

得到：

计算DC-DC变换器平衡点为：V＝V_ref；

假定

在平衡点处对式

和

进行线性化得到DC-DC变换器的线性延时模型：

再进一步描述，步骤S4的具体内容为：

根据DC-DC变换器线稳定性由DC-DC变换器线性延时模型的准多项式决定；

det(J₀+J_τexp(-sτ)-sI_2×2)

其中，I_2×2为2×2单位矩阵，J₀和J_τ分别为DC-DC变换器线性延时模型关于非延时状态和延时状态的Jacobian矩阵；

则准多项式

s²-s(g+m(1-e^-τs)γ)-k(-α+β(1-e^-τs)γ)

其中，

用二阶Pade近似代替延时环节e^-τs，准多项式就写成

α₄s⁴+α₃s³+α₂s²+α₁s¹+α₀；

其中，α₄＝τ²；α₃＝6τ-gτ²；α₂＝12-6gτ-12mγτ+kατ²；

α₁＝-12g+6kατ-12kβτγ；α₀＝12kα。

进一步描述，步骤S5中基于Routh-Hurwitz准则对模型简化多项式进行判断，在实际变换器中，α₄＝τ²和α₀＝12kα总是大于零。

要确保α₃＞0，则得到τ＜6/g；

要使得α₃α₂-α₁α₄＞0，那么增益τ必须满足

γ＞γ₁；

其中，

最后，

要求γ₂＜γ＜γ₃，其中γ₂和γ₃由下式决定：

其中，

a＝τ(12mτ(gτ-6)+12kβτ²)(-12kβτ)；

c＝(12g-6kατ)τ((gτ-6)(12-6gτ+kατ²)-τ(12g-6kατ))-12kα(6τ+gτ²)²。

因此为了控制变换器中的分岔，延时时间必须符合τ＜6/g，增益要求γ＞γ₁并且γ₂＜γ＜γ₃。增益的三个临界值都和延时时间有关。

本发明的有益效果：采用延时电路进行控制的方法，利用了变换器的平均模型，并通过Routh-Hurwitz准则得到控制电路中两个参数，即延时时间和增益的临界值解析解。针对延时导致的无穷维问题，采用了二阶近似的方法。并且全通滤波器在低频段才和理想延时环节有几乎相同的特性，所以当Hopf分岔引起的振荡频率满足低频段要求的时，本文的计算才提供高精度的控制参数临界值。

附图说明

图1是传统DC-DC变换器电路图；

图2是本发明主电路和控制电路图；

图3是本发明主电路和控制电路框图；

图4是本发明延时增益模块电路图；

图5是本发明延时参数计算流程图；

图6是三个增益参数临界值随延时时间参数的变化曲线；

图7是Hopf分岔延时控制仿真图；

图8是增加延时增益模块后DC-DC变换器实验波形图A；

图9是增加延时增益模块后DC-DC变换器实验波形图B。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式以及工作原理作进一步详细说明。

从图2、图3和图4可以看出，一种DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路，包括DC-DC变换器，其特征在于：所述DC-DC变换器包括主电路和控制电路，所述控制电路包括延时增益模块、积分模块和驱动模块，所述延时增益模块采集所述主电路的状态量，经延时放大后得到的延时增益信号经所述积分模块输入到所述驱动模块，所述驱动模块的第一驱动输出端与所述主电路中功率器件开关管连接，用于驱动所述主电路中功率器件开关管的开通和关断，调节主电路的工作状态；所述驱动模块的反馈端与所述积分模块连接，所述积分模块根据反馈控制信号，对所述延时增益信号进行积分和复位处理，实现驱动模块驱动数据的闭环调节。

在本实施例中，状态量为二极管D两端电压值u_i。

其中，所述延时增益模块包括延时单元和增益单元，所述延时单元输入端采集所述主电路的状态量u_i，所述延时单元的输出端与所述主电路的状态量u_i作差后得到第一差值信号，所述第一差值信号经增益单元后输出增益信号，该增益信号与所述主电路的状态量u_i作差得到所述延时增益信号。

优选地，在本实施例中，所述延时单元包括两个结构一致的全通滤波器串联而成；两个全通滤波器为：第一全通滤波器和第二全通滤波器；

所述第一全通滤波器的输入端作为所述延时单元的输入端，所述第一全通滤波器输出端与所述第二全通滤波器输入端连接，所述第二全通滤波器输出端作为所述延时单元的输出端；

从图4可以看出，所述第一全通滤波器包括第一运算放大器U₁和第二运算放大器U₂，所述第一运算放大器U₁的正相输入端接地，所述第一运算放大器U₁的反相输入端经第一电容C_f1与第五电阻R_a的一端连接，所述第五电阻R_a的另一端作为第一全通滤波器的输入端；

所述第一运算放大器U₁的输出端经第六电阻R_b与所述第一运算放大器U₁反相输入端连接，所述第一运算放大器U₁的输出端还经第二电容C_f2与所述第一电容C_f1与第五电阻R_a的公共端连接；所述第一运算放大器U₁的输出端经第二电阻R₂与第二运算放大器U₂的反相输入端连接，所述第二运算放大器U₂的反相输入端还经第一电阻R₁与所述第五电阻R_a的另一端连接；所述第二运算放大器U₂的输出端经第三电阻R₃与所述第二运算放大器U₂的正相输入端连接，所述第二运算放大器U₂的正相输入端经第四电阻R₄接地，所述第二运算放大器U₂的输出端作为所述第一全通滤波器输出端。

其中，所述第一电容C_f1与第二电容C_f2电容值相等；

在本实施例中，所述第一电阻R₁、第二电阻R₂、第三电阻R₃和第四电阻R₄的电阻值之间的关系为：R₁＝3R₂＝R₃＝3R₄。

参见图2，所述积分模块包括第三运算放大器U₃，所述第三运算放大器U₃的正相输入端接地，所述第三运算放大器U₃的反相输入端经第七电阻R₀与所述延时增益模块连接，用于获取所述延时增益模块的延时增益信号；所述第三运算放大器U₃的输出端经第三电容C₀与所述第三运算放大器U₃的反相输入端连接，所述第三电容C₀两端并联有一个控制开关K，所述控制开关K受所述驱动模块控制。

参见图2，所述驱动模块包括触发器，所述触发器的置位端输入时钟脉冲，所述触发器复位端与比较器的输出端连接，所述比较器的正输入端输入参考电压值V_ref，所述比较器的负输入端与所述第三运算放大器U₃输出端连接，所述触发器的第一驱动输出端与所述主电路中功率器件开关管连接，所述触发器的反馈端经脉冲发生器与所述控制开关K连接。

结合图1、图2、图3、图4和图5，一种DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路的参数计算方法，包括搭建DC-DC变换器主电路和控制电路步骤，所述控制电路的延时增益模块采集所述控制电路的状态量后得到延时增益信号，所述延时增益信号经所述积分模块输入到所述驱动模块，所述驱动模块调节主电路的工作状态，其特征在于：所述延时增益模块中的延时参数中的延时时间参数和增益参数具体计算步骤为：

S1：搭建DC-DC变换器主电路和控制电路，详见图1-4，并对DC-DC变换器主电路和控制电路建模，所述延时增益模块获取所述主电路的状态量；状态量为二极管D两端电压值u_i

S2：根据步骤S1的电路和所有元件的参数值，结合主电路的状态量，计算带未知延时时间参数和未知增益参数的DC-DC变换器单周期平均模型；

具体的，全通滤波器的传递函数为：

全通滤波器引起的延时τ₁＝4R_aC_f，两个全通滤波器串联引起的延时是τ＝2τ₁。

DC-DC变换器在一个开关周期内可描述为：

其中s＝1代表开关管导通，s＝0代表开关管关断。

变换器占空比d由下式决定：

其中T为开关周期，一般选择R₀C₀＝T。因此：

用占空比代替式

和

得到DC-DC变换器单周期平均模型：

S3：根据DC-DC变换器单周期平均模型得到DC-DC变换器线性延时模型；

计算DC-DC变换器平衡点为：V＝V_ref；

假定

在平衡点处对式

和

进行线性化得到DC-DC变换器的线性延时模型：

S4：计算DC-DC变换器线性延时模型的准多项式，并对准多项式简化得到模型简化多项式；

根据DC-DC变换器线稳定性由DC-DC变换器线性延时模型的准多项式决定；

det(J₀+J_τexp(-sτ)-sI_2×2)

其中，I_2×2为2×2单位矩阵，J₀和J_τ分别为DC-DC变换器线性延时模型关于非延时状态和延时状态的Jacobian矩阵；

则准多项式

s²-s(g+m(1-e^-τs)γ)-k(-α+β(1-e^-τs)γ)

其中，

用二阶Pade近似代替延时环节e^-τs，准多项式就写成

α₄s⁴+α₃s³+α₂s²+α₁s¹+α₀；

其中，α₄＝τ²；α₃＝6τ-gτ²；α₂＝12-6gτ-12mγτ+kατ²；

α₁＝-12g+6kατ-12kβτγ；α₀＝12kα。

S5：基于Routh-Hurwitz准则对模型简化多项式进行判断，得出未知延时时间参数和未知增益参数的取值范围；

在实际变换器中，α₄＝τ²和α₀＝12kα总是大于零。

要确保α₃＞0，则得到τ＜6/g；

要使得α₃α₂-α₁α₄＞0，那么增益τ必须满足

γ＞γ₁；

其中，

最后，

要求γ₂＜γ＜γ₃，其中γ₂和γ₃由下式决定：

其中，

a＝τ(12mτ(gτ-6)+12kβτ²)(-12kβτ)；

c＝(12g-6kατ)τ((gτ-6)(12-6gτ+kατ²)-τ(12g-6kατ))-12kα(6τ+gτ²)²。

因此为了控制变换器中的分岔，延时时间必须符合τ＜6/g，增益要求γ＞γ₁并且γ₂＜γ＜γ₃。增益的三个临界值都和延时时间有关。

S6：设定主电路和控制电路所有元器件的参数值，确定延时时间参数和增益参数的取值。

具体的，在本实施例中，设定元件参数为：E＝5V，L＝430μH，C＝100μF，V_ref＝11V，R＝R₁＝R₂＝R₃＝R₄＝50Ω，R₀＝15kΩ，C₀＝1nF，R_a＝10kΩ，R_b＝13.33kΩ，C_f1＝C_f2＝100nF。在MATLAB中对变换器进行仿真，得到τ＜0.15，并且得到三个增益参数临界值随延时时间参数的变化曲线和Hopf分岔延时控制仿真图，详见图6和图7。

图7中在t＝0.07s施加延时控制，增益γ＝0.3。可以看到，变换器中的Hopf分岔得到了控制，变换器稳定运行。开关器件应力极大降低，输出电压平稳。

通过上述设计，将对DC-DC变换器运行进行仿真：

功率器件开关管SW选用IRF3205，二极管选用MUR1560，E＝5V，L＝430μH，C＝100μF，V_ref＝11V，R＝R₁＝R₂＝R₃＝R₄＝50Ω，R₀＝15kΩ，C₀＝1nF，R_a＝10kΩ，R_b＝13.33kΩ，C_f1＝C_f2＝100nF。

当施加延时控制时，得到图8的实验波形图。其中CH1：γ(v(t)-v(t-τ))500mV/divCH2:可复位积分器输出电压5V/div CH4:电感电流10mV/div。

电感电流用FLUKE i5s测量得到，其变比为400mV/A。实验结果说明，在Hopf分岔得到控制时，反馈量γ(v(t)-v(t-τ))非常小，对主电路的影响很小。

当负载电阻R在50Ω和25Ω之间转换时，得到实验波形如图9所示，CH2:可复位积分器输出电压5V/div CH4:电感电流100mV/div。

可见在负载存在扰动的情况下，控制电路可以稳定工作。

故采用延时电路进行控制的方法，利用了变换器的平均模型，并通过Routh-Hurwitz准则得到控制电路中两个参数，即延时时间和增益的临界值解析解。针对延时导致的无穷维问题，采用了二阶近似的方法。

应当指出的是，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的普通技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改性、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路，包括DC-DC变换器，其特征在于：所述DC-DC变换器包括主电路和控制电路，所述控制电路包括延时增益模块、积分模块和驱动模块，所述延时增益模块采集所述主电路的状态量，经延时放大后得到的延时增益信号经所述积分模块输入到所述驱动模块，所述驱动模块的第一驱动输出端与所述主电路中功率器件开关管连接，用于驱动所述主电路中功率器件开关管的开通和关断，调节主电路的工作状态；所述驱动模块的反馈端与所述积分模块连接，所述积分模块根据反馈控制信号，对所述延时增益信号进行积分和复位处理，实现驱动模块驱动数据的闭环调节；

所述延时增益模块包括延时单元和增益单元，所述延时单元输入端采集所述主电路的状态量，所述延时单元的输出端与所述主电路的状态量作差后得到第一差值信号，所述第一差值信号经增益单元后输出增益信号，该增益信号与所述主电路的状态量作差得到所述延时增益信号；

所述延时单元包括至少两个结构一致的全通滤波器串联而成；任一所述全通滤波器的输入端或作为所述延时单元的输入端，或与前一全通滤波器输出端连接；任一所述全通滤波器输出端或作为所述延时单元的输出端，或与后一全通滤波器的输入端连接；任一所述全通滤波器包括第一运算放大器U₁和第二运算放大器U₂，所述第一运算放大器U₁的正相输入端接地，所述第一运算放大器U₁的反相输入端经第一电容C_f1与第五电阻R_a的一端连接，所述第五电阻R_a的另一端作为第一全通滤波器的输入端；所述第一运算放大器U₁的输出端经第六电阻R_b与所述第一运算放大器U₁反相输入端连接，所述第一运算放大器U₁的输出端还经第二电容C_f2与所述第一电容C_f1与第五电阻R_a的公共端连接；所述第一运算放大器U₁的输出端经第二电阻R₂与第二运算放大器U₂的反相输入端连接，所述第二运算放大器U₂的反相输入端还经第一电阻R₁与所述第五电阻R_a的另一端连接；所述第二运算放大器U₂的输出端经第三电阻R₃与所述第二运算放大器U₂的正相输入端连接，所述第二运算放大器U₂的正相输入端经第四电阻R₄接地，所述第二运算放大器U₂的输出端作为该全通滤波器输出端。

2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路，其特征在于：所述第一电容C_f1与第二电容C_f2电容值相等。

3.根据权利要求1所述的DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路，其特征在于：所述积分模块包括第三运算放大器U₃，所述第三运算放大器U₃的正相输入端接地，所述第三运算放大器U₃的反相输入端经第七电阻R₀与所述延时增益模块连接，用于获取所述延时增益模块的延时增益信号；所述第三运算放大器U₃的输出端经第三电容C₀与所述第三运算放大器U₃的反相输入端连接，所述第三电容C₀两端并联有一个控制开关K，所述控制开关K受所述驱动模块控制。

4.根据权利要求3所述的DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路，其特征在于：所述驱动模块包括触发器，所述触发器的置位端输入时钟脉冲，所述触发器复位端与比较器的输出端连接，所述比较器的正输入端输入参考电压值V_ref，所述比较器的负输入端与所述第三运算放大器U₃输出端连接，所述触发器的第一驱动输出端与所述主电路中功率器件开关管连接，所述触发器的反馈端经脉冲发生器与所述控制开关K连接。

5.一种如权利要求1所述的DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路的参数计算方法，包括搭建DC-DC变换器主电路和控制电路步骤，所述控制电路的延时增益模块采集所述控制电路的状态量后得到延时增益信号，所述延时增益信号经所述积分模块输入到所述驱动模块，所述驱动模块调节主电路的工作状态，其特征在于：所述延时增益模块中的延时参数中的延时时间参数和增益参数具体计算步骤为：

S1：对DC-DC变换器主电路和控制电路建模，所述延时增益模块获取所述主电路的状态量；

S2：根据步骤S1的电路和所有元件的参数值，结合主电路的状态量，计算带未知延时时间参数和未知增益参数的DC-DC变换器单周期平均模型；

S3：根据DC-DC变换器单周期平均模型得到DC-DC变换器线性延时模型；

S4：计算DC-DC变换器线性延时模型的准多项式，并对准多项式简化得到模型简化多项式；

S5：基于Routh-Hurwitz准则对模型简化多项式进行判断，得出未知延时时间参数和未知增益参数的取值范围；

S6：设定主电路和控制电路所有元器件的参数值，确定延时时间参数和增益参数的取值。

6.根据权利要求5所述的DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路的参数计算方法，其特征在于步骤S2的DC-DC变换器单周期平均模型为：

其中，v为DC-DC变换器平衡点电压值；i为DC-DC变换器平衡点电流值，L为主电路中电感值，R为主电路中电阻值，C为主电路中电容值，E为主电路中电源值；R为主电路中电阻值；V_ref为驱动模块的参考电压值；γ为延时增益模块的未知增益参数；τ为延时单元的未知延时时间参数；

步骤S3的DC-DC变换器线性延时模型为：

为DC-DC变换器平衡点电压扰动值；

为DC-DC变换器平衡点电流扰动值。

7.根据权利要求6所述的DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路的参数计算方法，其特征在于步骤S4的具体内容为：

根据DC-DC变换器线稳定性由DC-DC变换器线性延时模型的准多项式决定；

det(J₀+J_τexp(-sτ)-sI_2×2)

其中，I_2×2为2×2单位矩阵，J₀和J_τ分别为DC-DC变换器线性延时模型关于非延时状态和延时状态的Jacobian矩阵；

则准多项式

s²-s(g+m(1-e^-τs)γ)-k(-α+β(1-e^-τs)γ)

其中，

用二阶Pade近似代替延时环节e^-τs，准多项式就写成

α₄s⁴+α₃s³+α₂s²+α₁s¹+α₀；

其中，α₄＝τ²；α₃＝6τ-gτ²；α₂＝12-6gτ-12mγτ+kατ²；

α₁＝-12g+6kατ-12kβτγ；α₀＝12kα。

8.根据权利要求7所述的DC-DC变换器慢时标低频振荡延时控制电路的参数计算方法，其特征在于步骤S5中基于Routh-Hurwitz准则对模型简化多项式进行判断得到：

τ＜6/g；

γ＞γ₁；

其中，

γ₂＜γ＜γ₃；

其中，

a＝τ(12mτ(gτ-6)+12kβτ²)(-12kβτ)；

c＝(12g-6kατ)τ((gτ-6)(12-6gτ+kατ²)-τ(12g-6kατ))-12kα(6τ+gτ²)²。

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