CN104104343A - 应用于d类音频放大器的三角波产生方法及电路 - Google Patents

Abstract

本发明根据与D类音频放大器的输出级的电源电压成比例的反馈参量和一预定值的第一电压形成第一参考电压和第二参考电压，使所述第一参考电压的值和第二参考电压的值分别为所述第一电压的值和一与电源电压成比例的第二电压的值的差值和和值；然后再用充电电流和放电电流分别对一充放电电容充电和放电，使得所述第一参考电压和第二参考电压分别为所述充放电电容上的电压的波谷和波峰，最后在所述充放电电容两端获得了共模电压恒定为所述第一电压以及幅值与所述电源电压成比例的三角波。因此本发明所产生的三角波应用于D类音频放大器时可确保PWM信号输出的准确性和在不牺牲功耗和面积性能的条件下可保证环路的稳定性，不会造成生产成本的提高。

Description

应用于D类音频放大器的三角波产生方法及电路

技术领域

本发明涉及电子领域，尤其涉及一种应用于D类音频放大器的三角波产生方法及电路。

背景技术

在D类音频放大器中，需要用到脉冲宽度调制技术，即PWM(Pulse-WidthModulation)技术，音频信号经过PWM调制后输出用于控制D类音频放大器的输出级中的开关管的开关状态的脉冲信号。

如图1(a)和图1(b)所示，音频信号V_in与三角波产生电路输出的三角波信号V_tri通过比较器Comp进行比较，产生输出脉冲宽度与输入至比较器Comp的音频信号的幅度成正比的PWM信号。因此，PWM调制中不可缺少的一个部分是三角波产生电路。现有技术中产生的三角波信号如图2所示，三角波的幅值(V_ph-V_pl的值)固定，且三角波的共模电压在整个PWM调制的过程中不是一个固定的值，如不同时间段所对应的共模电压V_cm1、V_cm2及V_cm3等为不同的值。

现有技术中这种共模电压会变化的三角波信号在输入至比较器时，若其共模电压变化至超过比较器的共模电压输入范围，则会使得比较器无法进行比较或者输出错误的PWM信号，从而影响了D类音频放大器的性能。此外，PWM调制传输函数G_pwm的值为输出的PWM信号的幅值和三角波信号V_tri的幅值的比值，G_pwm需要恒定不变才能确保D类音频放大器的稳定性，而在实际应用中由于输出级中的开关管的开关作用导致电流的瞬变在实际应用中会对输出级电路的电源电压V_DD(输出级电路的供电电压)造成比较大的影响，使得电源电压V_DD会产生波动，即PWM信号的幅值会发生变化。因此，图2所示的这种幅值恒定的三角波信号无法使G_pwm恒定而确保D类音频放大器环路的稳定性，这就需要牺牲D类音频放大器的功耗和面积来提高环路的稳定性，同时还会因此而增加的生产成本。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种应用于D类音频放大器的三角波产生方法及电路，以确保D类音频放大器的比较器能够准确的比较而输出正确的PWM信号，同时使PWM调制传输函数的值保持恒定，无需牺牲D类音频放大器的功耗和面积来提高环路的稳定性，而不会造成生产成本的提高。

第一方面，提供一种应用于D类音频放大器的三角波产生方法，所述D类音频放大器包括输出级电路，所述方法包括：

获取与所述输出级电路的电源电压成比例的至少一个反馈参量；

根据所述反馈参量和一预定值的第一电压生成第一参考电压和第二参考电压，使所述第一参考电压的值为所述第一电压的值和第二电压的值的差值，所述第二参考电压的值为所述第一电压的值和所述第二电压的值的和值，所述第二电压与所述电源电压成比例；

当一充放电电容上的电压等于所述第一参考电压时，用充电电流对所述充放电电容充电，当所述充放电电容上的电压等于所述第二参考电压时，用放电电流对所述充放电电容放电，所述充放电电容上的电压信号作为应用于所述D类音频放大器的三角波信号。

进一步的，所述反馈参量包括第一反馈参量和第二反馈参量。

进一步的，其特征在于，所述第二反馈参量的值为所述第一反馈参量的值的两倍。

进一步的，所述第二电压的值等于所述第一反馈参量的值。

进一步的，所述充电电流和所述放电电流均与所述电源电压成比例。

第二方面，提供一种应用于D类音频放大器的三角波产生电路，所述D类音频放大器包括输出级电路，其特征在于，包括反馈参量生成电路、参考电压生成电路、充放电电流生成电路、充放电电容、充电电路、放电电路和充放电控制电路；其中，

所述反馈参量生成电路用于获取与所述输出级电路的电源电压成比例的至少一个反馈参量；

所述参考电压生成电路用于根据所述反馈参量和一预定值的第一电压生成第一参考电压和第二参考电压，使得所述第一参考电压的值为所述第一电压的值和第二电压的值的差值，所述第二参考电压的值为所述第一电压的值和所述第二电压的值的和值，与所述第二电压与所述电源电压成比例；

所述充放电电流生成电路用于生成充电电流和放电电流；

当所述充放电电容上的电压等于所述第一参考电压时，所述充放电控制电路控制所述充电电路导通，所述充电电流通过所述充电电路对所述充放电电容充电，当所述充放电电容上的电压等于所述第二参考电压时，所述充放电控制电路控制所述放电电路导通，所述放电电流通过所述放电电路对所述充放电电容放电；

所述充放电电容上的电压作为所述三角波产生电路产生的三角波信号。

进一步的，所述反馈参量生成电路包括至少由三个串联在所述电源电压和地之间的电阻组成的电阻分压器，所述电阻分压器的多个节点中包括第一节点和第二节点，所述第一节点处为所述第一反馈参量输出端，在所述第二节点处为所述第二反馈参量的输出端，所述节点为所述电阻分压器中的电阻与电阻的相连处。

进一步的，所述反馈参量生成电路还包括第一电压跟随器和第二电压跟随器，分别用于接收所述第一反馈参量和第二反馈参量以在各自的输出端分别输出与所述第一反馈参量和第二反馈参量相等的电压。

进一步的，所述第二反馈参量的值为所述第一反馈参量的值的两倍。

进一步的，所述第二电压的值等于所述第一反馈参量的值。

进一步的，所述参考电压生成电路包括第一平均值电路、第二平均值电路、第三平均值电路、第四平均值电路、第一运算放大器和第二运算放大器；

所述第一平均值电路用于向所述第一运算放大器的一个输入端输出所述第一电压的平均值；

所述第二平均值电路用于向所述第一运算放大器的另一个输入端输出所述第一反馈参量和所述第一运算放大器的输出电压的平均值；

所述第一运算放大器的输出电压为所述第一反馈参量；

所述第三平均值电路用于向所述第二运算放大器的一个输入端输出所述第二反馈参量和所述第一电压的平均值；

所述第四平均值电路用于向所述第二运算放大器的另一个输入端输出所述第一反馈参量和所述第二运算放大器的输出电压的平均值；

所述第二运算放大器的输出电压为所述第二反馈参量。

进一步的，所述充电电流和所述放电电流均与所述电源电压成比例。

进一步的，所述第充放电电流生成电路包括电压电流转换电路和电流镜电路；

所述电压电流转换用于接收一与所述电源电压成比例的第三电压，并将所述第三电压转换成一偏置电流；

所述电流镜电路用于根据所述偏置电流镜像输出所述充电电流和所述放电电流。

进一步的，所述充放电控制电路包括第一比较器、第二比较器和SR触发器；

所述第一比较器用于比较所述充放电电容上的电压和所述第一参考电压，所述第二比较器用于比较所述充放电电容上的电压和所述第二参考电压；

所述SR触发器的输入端分别接收所述第一比较器和第二比较器的输出信号，并输出用于控制所述充电电路和放电电路导通和断开的控制信号。

由上可见，本发明根据与D类音频放大器的输出级的电源电压成比例的反馈参量和一预定值的第一电压形成第一参考电压和第二参考电压，使所述第一参考电压的值和第二参考电压的值分别为所述第一电压的值和一与电源电压成比例的第二电压的值的差值和和值；然后再用大小相同的第一电流和第二电流分别对一充放电电容充电和放电，使得所述第一参考电压的值和第二参考电压的值分别为所述充放电电容上的电压的下限值和上限值，最后在所述充放电电容两端获得了共模电压恒定为所述第一电压以及幅值与所述电源电压成比例的三角波。因此本发明所产生的三角波可确保PWM信号输出的准确性和在不牺牲功耗和面积性能的条件下可保证环路的稳定性，不会造成生产成本的提高。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1(a)为D类音频放大器中用于比较音频信号和三角波信号的比较电路原理款图；

图1(b)为D类音频放大器中的PWM信号调制过程的工作波形图；

图2为依据现有技术实现的一种三角波信号的波形图；

图3所示为依据本发明一实施例的应用于D类音频放大器的三角波产生方法的流程图；

图4所示为依据本发明一实施例的应用于D类音频放大器的三角波产生电路的原理框图；

图5为依据本发明一实施例实现的三角波信号的波形图；

图6为依据本发明一实施例的反馈参量生成电路的原理框图；

图7为依据本发明一实施例的参考电压生成电路的原理框图；

图8为依据本发明一实施例的参考电压生成电路的电路图；

图9为依据本发明一实施例的形成三角波部分的电路图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但本发明并不局限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽的描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说，没有这些细节部分的描述也可以理解本发明。为了不混淆本发明的实质，公知的方法、流程、元件和电路并没有作详细的描述。

图3为本发明实施例的应用于D类音频放大器的三角波产生方法的流程图，所述D类音频放大器包括输出级电路，所述方法包括：

步骤301：获取与所述输出级电路的电源电压成比例的至少一个反馈参量。

步骤302：根据所述反馈参量和一预定值的第一电压生成第一参考电压和第二参考电压，使所述第一参考电压的值为所述第一电压的值和第二电压的值的差值，所述第二参考电压的值为所述第一电压的值和所述第二电压的值的和值，所述第二电压与所述电源电压成比例。

步骤303：当一充放电电容上的电压等于所述第一参考电压时，用充电电流对所述充放电电容充电，当所述充放电电容上的电压等于所述第二参考电压时，用放电电流对所述充放电电容放电，获取所述充放电电容上的电压信号作为应用所述D类音频放大器的三角波信号。

进一步的，在本实施中，可以使所述反馈参量与所述电源电压成正比的关系，即使的所述反馈参量随所述电源电压线性变化。

在一优选的实施例中，步骤301所获得的反馈参量包括第一反馈参量和第二反馈参量，则步骤302为根据所述的第一反馈参量、和第二反馈参量和所述第一电压生成所述第一参考电压和第二参考电压。

进一步的，在本优选的实施例中，可使所述第二反馈参量的值为所述第一反馈参量的值的两倍，且使所述步骤301中的所述第二电压等于所述第一反馈参量。

在另一优选的实施例中，使所述步骤303中的所述充电电流与所述电源电压成比例。

进一步的，在本优选实施例中，可以使所述充电电流与所述电源电压成正比的关系，即使所述充电电流和所述放电电流随所述电源电压线性变化。

在又一个优选实施例中，使所述步骤302中的所述第一电压的预定值为所述D类音频放大器中用于输入所述三角波的比较器的共模电压输入范围内的一个值。

进一步的，在本优选实施例中，所述第一电压的值可以预定为所述比较器的供电电压的一半。

本发明方法根据与D类音频放大器的输出级的电源电压成比例的反馈参量和一预定值的第一电压形成第一参考电压和第二参考电压，使所述第一电压的值和第二参考电压的值分别为所述第一电压的值和一与电源电压成比例的第二电压的值的差值和和值；然后再用充电电流和放电电流分别对一充放电电容充电和放电，使得所述第一参考电压的值和第二参考电压的值分别为所述充放电电容上的电压的波谷和波峰，最后在所述充放电电容两端获得了共模电压恒定为所述第一电压以及幅值与所述电源电压成比例的三角波。因此本发明所产生的三角波可确保PWM信号输出的准确性和在不牺牲功耗和面积性能的条件下可保证环路的稳定性，不会造成生产成本的提高。

图4为依据本发明一实施例的应用于D类音频放大器的三角波产生电路400的原理框图。如图4所示，应用于D类音频放大器的三角波产生电路400包括反馈参量生成电路01、参考电压生成电路02、充放电电流生成电路03、充电电容04、充电电路05、放电电路06和充放电控制电路07。反馈参量生成电路01用于根据D类音频放大器的输出级电路的电源电压V_DD获取与所述电源电压V_DD成比例的至少一个反馈参量。参考电压生成电路02用于根据所述反馈参量和一预定值的第一电压V₁生成第一参考电压V_ref1和第二参考电压V_ref2，使得第一参考电压V_ref1的值为所述第一电压V₁的值和一与所述电源电压V_DD成比例的第二电压V₂的值的差值，第二参考电压V_ref2的值为所述第一电压V₁的值和一与所述电源电压V_DD成比例的第二电压V₂的值的和值，即V_ref1＝V₁-V₂，V_ref2＝V₁+V₂。充放电电流生成电路03用于形成充电电流I₁和放电电流I₂。所述充放电控制电路07用于根据所述第一参考电压V_ref1、第二参考电压V_ref2和所述充放电电容04上的电压V_tri输出用于控制所述充电电路05和所述放电电路06导通和断开的控制信号，所述控制信号包括充电控制信号和Q₁和放电控制信号Q₂。当所述充放电电容04上的电压V_tri等于所述第一参考电压V_ref1时，所述充电控制信号Q₁为有效信号，控制所述充电电路05导通，所述充电电流I₁通过所述充电电路05对所述充放电电容04充电；当所述充放电电容04上的电压V_tri等于所述第二参考电压V_ref2时，所述放电控制信号Q₂为有效信号，控制所述放电电路06导通，所述放电电流I₂通过所述放电电路06对所述充放电电容04放电。所述充放电电容04上的电压V_tri在所述第一参考电压V_ref1和第二参考电压V_ref2之间振荡，所述充放电电容04上的电压V_tri信号作为三角波产生电路400所产生的三角波。

所述充放电电容041上的电压V_tri的波形如图5所示，所述充放电电容04上的电压V_tri的峰值电压V_ph的值为所述第二参考电压V_ref2的值，所述充放电电容04上的电压V_tri的谷值电压V_pl的值为所述第一参考电压V_ref1的值，即V_ph＝V₁+V₂，V_pl＝V₁-V₂。因此所述充放电电容04上的电压V_tri的共模电压V_cm＝(V_ph+V_pl)/2＝V₁，电压V_tri的幅值V_pp＝V_ph-V_pl＝2V₂。

在本发明中，V₁为一个预定的值，即固定值，因此本发明所产生的三角波V_tri的共模电压不会随电源电压V_DD变化而恒定为V₁，其在被输入至比较器和音频信号进行比较时，不会出现共模电压超过所述比较器的共模电压输入范围，因而不会出现比较器不能比较或比较后输出错误的PWM信号的现象，确保了D类音频放大器的性能。此外，本发明所产生的三角波V_tri的峰值2V₂为一个与电源电压V_DD成比例变化的值，即V_PP＝2V₂＝2k·V_DD(k为V₂与V_DD的比例系数，其为固定值)，则在将本发明所产生的三角波Vtri应用到D类音频放大器时，PWM调制传输函数G_pwm＝V_DD/V_pp＝1/2k，因此G_pwm可保持恒定而不会随V_DD变化，从而可D类音频放大器电路环路的稳定性，无需牺牲D类音频放大器的功耗性能和面积性能。

综上可见，本发明根据与D类音频放大器的输出级的电源电压成比例的反馈参量和一预定值的第一电压形成第一参考电压和第二参考电压，使所述第一参考电压的值和第二参考电压的值分别为所述第一电压的值和一与电源电压成比例的第二电压的值的差值和和值；然后再根据所述第一参考电压、第二参考电压和充放电电容上的电压对所述充放电电容充电和放电，使得所述第一参考电压的值和第二参考电压的值分别为所述充放电电容上的电压的波谷值和波峰值，最后在所述充放电电容两端获得了共模电压恒定为所述第一电压以及幅值与所述电源电压成比例的三角波。因此本发明所产生的三角波可确保PWM信号输出的准确性和在不牺牲功耗和面积性能的条件下可保证环路的稳定性，不会造成生产成本的提高。

图6为依据本发明一实施例的反馈参量生成电路原理框图。在该实施例中，所述反馈参量生成电路包括至少由三个串联在所述电源电压V_DD和地之间的电阻R_ref组成的电阻分压器011，多个电阻R_ref的阻值可以相同也可以不同，所述电阻分压器011中的电阻R_ref与电阻R_ref之间的相连处为所述分压电阻器011的节点，每个所述节点处的电压均为与所述电源电压V_DD成比例的电压，即每一个节点均可以作为所述反馈参量的输出端，用以输出反馈参量。在该实施例中，所述反馈参量生成电路生成的所述反馈参量包括第一反馈参量V_fb1和第二反馈参量V_fb2。第一反馈参量V_fb1为第一节点处的电压，所述第一节点作为所述反馈参量生成电路的第一输出端，输出所述第一反馈参量V_fb1；第二反馈参量V_fb2为第二节点处的电压，所述第二节点作为所述反馈参量生成电路的第二输出端，输出所述第二反馈参量V_fb2。

在该实施例中，为了有利于简化所述参考电压生成电路的设计，可以使所述第二反馈参量V_fb2的值为所述第一反馈参量V_fb1的值的两倍，如图6所示，在该实施例中，电阻分压器011中的多个电阻R_ref的阻值相同，则将一端与接第端相连的第一电阻_Ref的另一端J₁作为所述第一节点，一端与所述第一电阻R_ref相连的第二电阻R_ref的另一端J₂作为所述第二节点，即在该实施例中，所述第一节点和第二节点分别所述电阻分压器011从接地端到接电源电压V_DD端依次排列的第一个节点和第二个节点。则若所述电阻分压器由n个相同阻值的串联的电阻R_ref组成，则在该实施例中，所述第一反馈参量V_fb1＝V_DD/n，所述第二反馈参量V_fb2＝2V_DD/n。

当然在其它实施例中，所述反馈参量也只可包括一个反馈参量或两个以上的反馈参量。如若反馈参量包括一个反馈参量V_fb时，则用于根据所述反馈参量V_fb以及所述第一电压V₁生成所述第一参考电压V_ref1和第二参考电压V_ref2的参考电压生成电路的结果比较复杂，不利于降低系统成本。如在所述参考电压生成电路中需要用到加法器电路和减法器电路，所述加法器电路用于将所述反馈参量V_fb与所述第一电压V₁相加，并输出所述第二参考电压V_ref2，使所述第二参考电压V_ref2的值为所述第一电压V₁的值和所述与电源电压V_DD成比例的反馈参量V_fb的和值，即这里的所述第二电压V₂等于所述反馈参量V_fb，所述减法器电路用于将所述第一电压V₁和所述反馈参量V_fb相减，并输出所述第一参考电压V_ref2，使所述第一参考电压V_ref2的值为所述第一电压V₁的值和所述第二电压的值的差值。

进一步的，参考图6所示的反馈参量生成电路，为了使所述第一反馈参量V_fb1和所述第二反馈参量V_fb2的大小完全只由所述电源电压V_DD的大小决定，而不受其它因素影响，在该实施例所提供的反馈参量生成电路中，还可以但不局限于包括第一电压跟随器OPA1和第二电压跟随器OPA2。所述第一电压跟随器的一个输入端与所述第一节点相连，用于接收所述第一反馈参量V_fb1，第一电压跟随器OPA1的另一输入端与其输出端相连，从而在第一电压跟随器OPA1的输出端输出与所述电源电压V_DD完全成比例的所述第一反馈参量V_fb1；同理所述第二电压跟随器OPA2的一个输入端与所述第二节点相连，另一输入端和输出端相连，从而在输出端输出所述电源电压V_DD完全成比例的所述第二反馈参量V_fb2。这样经过所述第一电压跟随器OPA1和第二电压跟随器OPA2输出的所述第一反馈参量V_fb1和所述第二反馈参量V_fb2不会受到电压阻分压器011流过电阻R_ref的电流偏差的影响，同时也不会受与所述反馈参量生成电路相连的其它电路的影响，可以使确保整个三角波产生电路的稳定性即精准性。

图7为依据本发明一实施例的参考电压生成电路原理框图。所述参考电压生成电路与所述反馈参量生成电路相连，以接收所述第一反馈参量V_fb1和所述第二反馈参量V_fb2，并接收一与所述电源电压V_DD成比例预定值的第一电压V₁生成第一参考电压V_ref1和第二参考电压V_ref2，使得第一参考电压V_ref1的值为所述第一电压V₁的值和一与所述电源电压V_DD成比例的第二电压V₂的值的差值，第二参考电压V_ref2的值为所述第一电压V₁的值和一与所述电源电压V_DD成比例的第二电压V₂的值的和值，即V_ref1＝V₁-V₂，V_ref2＝V₁+V₂。在该实例中，所述第二反馈参量V_fb2的值为所述第一反馈参量V_fb1的值的两倍，且所述参考电压生成电路包括第一至平均值电路021、第二平均值电路022、第三平均值电路023、第四平均值电路024、第一运算放大器OPA4和第二运算放大器OPA5。其中，所述第一平均值电路021用于向所述第一运算放大器OPA4的一个输入端输出所述第一电压V₁的平均值；所述第二平均值电路022用于向所述第一运算放大器OPA4的另一个输入端输出所述第一反馈参量V_fb1和所述第一运算放大器OPA4的输出端电压的平均值，所述第一运算放大器OPA4的输出端输出所述第一参考电压V_ref1；所述第三平均值电路023用于向所述第二运算放大器OPA5的一个输入端输出所述第二反馈参量V_fb2和所述第一电压V₁的平均值；所述第四平均值电路024用于向所述第二运算放大器OPA5的另一个输入端输出所述第一反馈参量V_fb1和所述第二运算放大器OPA5的输出端电压的平均值，所述第二运算放大器OPA5的输出端输出所述第二参考电压V_ref2。由运算放大器的需短和虚断原理可得，V_ref1＝V₁-V_fb1，V_ref2＝V₂+V_fb2，即在该实施例中，所述第二电压V₂的值等于所述第一反馈参量V_fb1的值，其为一个与所述电源电压V_DD成比例的值。若V_fb1＝V_DD/n，则V_ref1＝V₁-V_DD/n，V_ref2＝V₁+V_DD/n。

进一步的，如图8所示的参考电压生成电路，所述第一平均值电路021可以但不局限于由两个相同阻值的第一电阻R1和第二电阻R2组成，第一电阻R1的一端接地，另一端与第二电阻R2的一端相连，第二电阻R2的另一端接入所述第一电压V₁，所述第一电阻R1和第二电阻R2的相连处输出所述第一电压V₁的平均值；所述第二平均值电路022可以但不局限于由两个相同阻值的第三电阻R3和第四电阻R4组成，第三电阻R3的一端接入第一反馈参量V_fb1，另一端与第四电阻R4的一端相连，第四电阻R4的另一端接入所述第一运算放大器OPA4的输出电压，所述第三电阻R3和第四电阻R4的相连处输出所述第一反馈参量V_fb1和所述第一运算放大器OPA4的输出端电压的平均值；所述第三平均值电路023可以但不局限于由两个相同阻值的第五电阻R5和第六电阻R6组成，第五电阻R5的一端接入第二反馈参量V_fb2，另一端与第六电阻R6的一端相连，第六电阻R6的另一端接入所述第一电压V₁，所述第五电阻R5和第六电阻R6的相连处输出所述第二反馈参量V_fb2和所述第一电压V₁的平均值；所述第四平均值电路024可以但不局限于由两个相同阻值的第七电阻R7和第八电阻R8组成，第七电阻R7的一端接入第一反馈参量V_fb1，另一端与第八电阻R8的一端相连，第八电阻R8的另一端接入所述第二运算放大器OPA5的输出端电压，所述第七电阻R7和第八电阻R8的相连处输出所述第一反馈参量V_fb1和所述第二运算放大器OPA5的输出端电压的平均值。

图9为根据本发明一实施例的所述三角波产生电路中的三角波形成部分电路图，该部分包括图4中的充放电电流生成电路03、充放电电容04、充电电路05、放电电路06和充放电控制电路07部分的电路。

请参考图9，所述充放电电流生成电路03包括电压电流转换电路031和电流镜电路032。所述电压电流转换电路031包括第三运算放大器OPA3、偏置电阻R_bias和第一晶体管M1，其用于将一与所述电源电压V_DD成比例的第三电压V3转换成一与所述电源电压V_DD成比例的偏置电流I_bias，其中，V₃＝V_DD/m，m为比例系数，所述第三电压V₃可以由可以为图6中所示的电阻分压器011的多个节点中的一个节点处的电压，该节点作为所述第三电压V₃的输出端。第三运算放大器OPA3的另一个输入端与第一晶体管M1第一极性端相连，并通过所述偏置电阻R_bias连接到地，第三运算放大器OPA3的输出端与第一晶体管M1控制端相连，从而使所述电阻R_bias将所述第三电压V₃转换成所述偏置电流I_bias，并通过所述第一晶体管M1输出，I_bias＝V₃/R_bias＝V_DD/(m*R_bias)。

在该实施例中，所述电流镜电路032可以包括第二晶体管M2、第三晶体管M3、第四晶体管M4、第五晶体管M5和第六晶体管M6。第一晶体管M2的第一极性端与所述第一晶体管M1第二极性端相连，第二极性端与供电电压V_DD1相连，控制端分别与三晶体管M3、第四晶体管M4的控制端相连；所述三晶体管M3的第一极性端与供电电压V_DD1相连，第二极性端分别与第五晶体管M5的第一极性端相连；所述第五晶体管M5的第二极性端接地，其控制端与所述第六晶体管M6的控制端相连；所述第四晶体管M4的第一极性端与所述供电电压V_DD1相连，第二极性端作为所述充电电流的输出端，以输出所述充电电流I₁，并通过所述充电电路05和放电电路06与所述六晶体管M6的第一极性端相连，所述第六晶体管M6的第二极性端接地并输出所述放电电流I2。

需要说明的是，上述各所述晶体管可以为场效应晶体管，也可以为双极型晶体管。若各所述晶体管为场效应晶体管时，各所述晶体管的第一极性端为源极和漏极中的一个，第二极性端为源极和漏极中的另一个，控制端为栅极；若各所述晶体管为双极性晶体管时，各所述晶体管的第一极性端为集电极和发射极中的一个，第二极性端为集电极和发射极中的另一个，控制端为基极。另一个需要说明的是，在本发明所有实施例以及适用本发明的其它实施例中，所述电源电压V_DD为所述D类音频放大器中的输出级的电源电压，即输出级的供电电压。

继续参考图9，在该实施例中，所述充电电为容04包括一电容C_tri，所述充电电路05包括一第一开关S1，所述放电电路06包括一第二开关S2，其中S1、S2均可以为传输门或其它具有开关特性的器件，所述充放电控制电路07包括第一比较器Comp1、第二比较器Comp2和一SR触发器。

所述第一开关S1的一端与所述充放电电流生成电路的充电电流输出端相连，另一端与所述第二开关S2的一端相连，所述第二开关S2的另一端通过所述第六晶体管M6接地。所述第一开关S1与第二开关S2相连的节点与所述电容C_tri的一端相连，所述电容C_tri的另一端接地；所述第一比较器Comp1的第一输入端与所述电容C_tri的非接地端相连，以接收所述电容C_tri上的电压V_tri，第二输入端接收所述第一参考电压V_ref1；所述第二比较器Comp2的第二输入端与所述电容C_tri的非接地端相连，以接收所述电容C_tri上的电压V_tri，第一输入端接收所述第二参考电压V_ref2。所述第一输入端为同相输入端和反相输入端中的一输入端，所述第二输入端为同相输入端和反相输入端中的另一输入端，在本实施例中，所述第一输入端为反相输入端，第二输入端为同相输入端。

所述SR触发器由第一与非门NAND1和第二与非门NAND2构成。第一与非NAND1的一个输入端分别与第一比较器Comp1的输出端和第二与非门NAND2的输出端相连，第二与非NAND2的两个输入端分别与第二比较器Comp2的输出端和第一与非门NAND2的输出端相连，即第一比较器Comp1的输出端与SR触发器的置位端“S”相连，第二比较器Comp2的输出端与SR触发器的复位端“R”相连，所述第一与非门NAND1和第二与非门NAND2的输出端分别输出放电控制信号Q₂和充电控制信号Q₁分别控制放电电路06和充电电路05的导通和断开，即分别控制第二开关S2和第一开关S1的导通与断开。

当所述电容C_tri上的电压V_tri等于第一参考电压V_ref1时，第一比较器Comp1输出有效信号，在本实施例中为高电平信号，此时第二比较器Comp2输出低电平信号，则SR触发器的置位端输入有效信号，复位端输出无效信号，使得SR触发器输出的放电控制信号Q₂为无效信号，充电控制信号Q₁为有效信号。此时，充电电路05导通，放电电路06断开，所述充电电流I1通过充电电路05对所述电容C_tri充电；同理，当所述电容C_tri上的电压V_tri等于所述第二参考电压V_ref2时，使得SR触发器输出的充电控制信号Q₁为无效信号，放电控制信号Q₂为有效信号。此时，放电电路06导通，充电电路05断开，所述第二电流I₂通过放电电路06对所述电容C_tri放电。因此，所述电容C_tri上的电压V_tri为在所述第一参考电压V_ref1和第二参考电压V_ref2之间振荡的三角波。所述第一电压V_ref1和第二参考电压V_ref2分别为所述三角波的波谷V_pl和波峰V_ph，则有V_ph＝V_ref2＝V₁+V₂，V_pl＝V_ref1＝V₁-V₂，所述三角波的幅值V_PP＝V_ph-V_pl＝2V₂，共模电压V_cm＝(V_ph+V_pl)/2＝V₁，因此三角波V_tri的共模电压恒定为V₁，幅值与电源电压V_DD成比例变化。

在本实施例中将一与所述电源电压V_DD成比例的第三电压V₃转换成一偏置电流，再将该偏置电流镜像成所述充电电流I₁和放电电流I₂，且进一步的使所述充电电流I₁与所述放电电流I₂的大小相等，所述充电电流I₁与放电电流I₂均所述与电源电压V_DD成比例，若I₁＝I₂＝I_bias，则充电时间与放电时间相等，即充电时间t_c＝T_tri/2，又因为所述第二电压V₂为与所述电源电压V_DD成比例的电压，则所述第二电压V₂＝V_DD/k，k为一常数，则有下列等式成立：

I₁×t_c＝V_PP×C_t；

$I_1\×\frac{1}{{2f}_{\mathrm{tri}}}=\frac{{2V}_{\mathrm{DD}}}{k}\×C_t;$

$\frac{V_{\mathrm{DD}}}{m\×R_{\mathrm{bias}}}\×\frac{1}{{2f}_{\mathrm{tri}}}=\frac{{2V}_{\mathrm{DD}}}{k}\×C_t;$

$f_{\mathrm{tri}}=\frac{k}{4m\×R_{\mathrm{bias}}\×C_t};$

上述等式中，T_tri为三角波V_tri的周期，C_t为充放电电容C_tri的电容值。由于在电路设计好后，R_bias和C_t均为定值，k，m为比例系数，也均为定值，则三角波的频率f_tri为恒定值。因此，在本发明实施例中获取与电源电压V_DD成比例的充电流I₁和放电电流I₂，且使I₁＝I₂，可使输出的三角波频率保持恒定而不随电源电压变化，使可进一步确保D类音频放大电路的稳定性。

当然，所述充电电流和所述放电电流不局限通过上述方式获取，且在无需使所述三角波的频率保持恒定的条件下，所述充电电流和所述放电电流也无需与所述电源电压成比例，以及所述充电电流和所述放电电流也无需相等。

此外，当需要将本发明所形成的所述三角波V_tri输入至一个比较器用于与另一个输入至所述比较器的信号进行比较时，可以使上述所有实施例中或适用于本发明的其他实施例中的所述第一电压V₁的预定值设置为用于接收所述三角波V_tri的所述比较器的共模电压输入范围内的一个值，一般情况下可设置为该比较器的供电电压的二分之一，即一半。这样的设置可确保当所述三角波V_tri输入至比较器时，其共模不会超过所述比较器的共模电压输入范围内，从而不会使比较器不能比较或者比较后输出错误的信号。

由上可得，本发明实施例所产生的三角波的共模电压值恒定为预定值的第一电压，其不会随D类音频放大器的输出级的电源电压变化，因此，在将其输入至比较器与音频信号进行比较时，不会可能变化得使比较器不能比较或比较后输出错误的PWM信号而影响了D类音频放大器性能。此外，本发明所提供的三角波产生电路所产生的三角波的幅值与D类音频放大器的输出级的电源电压成比例变化，从而可使PWM调制传输函数的值保持恒定而不随所述电源电压的变化而变化，因而可保证D类音频放大器环路的稳定性，且无需牺牲D类音频放大器的功耗性能和面积性能，不会造成高生产成本问题。

上述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (14)

1.一种应用于D类音频放大器的三角波产生方法，所述D类音频放大器包括输出级电路，所述方法包括：

获取与所述输出级电路的电源电压成比例的至少一个反馈参量；

根据所述反馈参量和一预定值的第一电压生成第一参考电压和第二参考电压，使所述第一参考电压的值为所述第一电压的值和第二电压的值的差值，所述第二参考电压的值为所述第一电压的值和所述第二电压的值的和值，所述第二电压与所述电源电压成比例；

当一充放电电容上的电压等于所述第一参考电压时，用充电电流对所述充放电电容充电，当所述充放电电容上的电压等于所述第二参考电压时，用放电电流对所述充放电电容放电，所述充放电电容上的电压信号作为应用于所述D类音频放大器的三角波信号。

2.根据权利要求1所述的三角波产生方法，其特征在于，所述反馈参量包括第一反馈参量和第二反馈参量。

3.根据权利要求2所述的三角波产生方法，其特征在于，所述第二反馈参量的值为所述第一反馈参量的值的两倍。

4.根据权利要求3所述的三角波产生方法，其特征在于，所述第二电压的值等于所述第一反馈参量的值。

5.根据权利要求1中任意一所述的三角波产生方法，其特征在于，所述充电电流和所述放电电流均与所述电源电压成比例。

6.一种应用于D类音频放大器的三角波产生电路，所述D类音频放大器包括输出级电路，其特征在于，包括反馈参量生成电路、参考电压生成电路、充放电电流生成电路、充放电电容、充电电路、放电电路和充放电控制电路；其中，

所述反馈参量生成电路用于获取与所述输出级电路的电源电压成比例的至少一个反馈参量；

所述参考电压生成电路用于根据所述反馈参量和一预定值的第一电压生成第一参考电压和第二参考电压，使得所述第一参考电压的值为所述第一电压的值和第二电压的值的差值，所述第二参考电压的值为所述第一电压的值和所述第二电压的值的和值，与所述第二电压与所述电源电压成比例；

所述充放电电流生成电路用于生成充电电流和放电电流；

当所述充放电电容上的电压等于所述第一参考电压时，所述充放电控制电路控制所述充电电路导通，所述充电电流通过所述充电电路对所述充放电电容充电，当所述充放电电容上的电压等于所述第二参考电压时，所述充放电控制电路控制所述放电电路导通，所述放电电流通过所述放电电路对所述充放电电容放电；

所述充放电电容上的电压作为所述三角波产生电路产生的三角波信号。

7.根据权利要求6所述的三角波产生电路，其特征在于，所述反馈参量生成电路包括至少由三个串联在所述电源电压和地之间的电阻组成的电阻分压器，所述电阻分压器的多个节点中包括第一节点和第二节点，所述第一节点处为所述第一反馈参量输出端，在所述第二节点处为所述第二反馈参量的输出端，所述节点为所述电阻分压器中的电阻与电阻的相连处。

8.根据权利要求7所述的三角波产生电路，其特征在于，所述反馈参量生成电路还包括第一电压跟随器和第二电压跟随器，分别用于接收所述第一反馈参量和第二反馈参量以在各自的输出端分别输出与所述第一反馈参量和第二反馈参量相等的电压。

9.根据权利要求8所述的三角波产生电路，其特征在于，所述第二反馈参量的值为所述第一反馈参量的值的两倍。

10.根据权利要求9所述的三角波产生电路，其特征在于，所述第二电压的值等于所述第一反馈参量的值。

11.根据权利要求9所述的三角波产生电路，其特征在于，所述参考电压生成电路包括第一平均值电路、第二平均值电路、第三平均值电路、第四平均值电路、第一运算放大器和第二运算放大器；

所述第一平均值电路用于向所述第一运算放大器的一个输入端输出所述第一电压的平均值；

所述第二平均值电路用于向所述第一运算放大器的另一个输入端输出所述第一反馈参量和所述第一运算放大器的输出电压的平均值；

所述第一运算放大器的输出电压为所述第一反馈参量；

所述第三平均值电路用于向所述第二运算放大器的一个输入端输出所述第二反馈参量和所述第一电压的平均值；

所述第四平均值电路用于向所述第二运算放大器的另一个输入端输出所述第一反馈参量和所述第二运算放大器的输出电压的平均值；

所述第二运算放大器的输出电压为所述第二反馈参量。

12.根据权利要求6所述的三角波产生电路，其特征在于，所述充电电流和所述放电电流均与所述电源电压成比例。

13.根据权利要求12所述的三角波产生电路，其特征在于，所述第充放电电流生成电路包括电压电流转换电路和电流镜电路；

所述电压电流转换用于接收一与所述电源电压成比例的第三电压，并将所述第三电压转换成一偏置电流；

所述电流镜电路用于根据所述偏置电流镜像输出所述充电电流和所述放电电流。

14.根据权利要求6所述的三角波产生电路，其特征在于，所述充放电控制电路包括第一比较器、第二比较器和SR触发器；

所述第一比较器用于比较所述充放电电容上的电压和所述第一参考电压，所述第二比较器用于比较所述充放电电容上的电压和所述第二参考电压；

所述SR触发器的输入端分别接收所述第一比较器和第二比较器的输出信号，并输出用于控制所述充电电路和放电电路导通和断开的控制信号。