CN1080051C - 频率误差精度检测方法和设备 - Google Patents

Abstract

在正交解调接收信号的本地频率的误差检测中，取样信号将接收信号的每个脉冲串取样(S2)为预定数2m的取样矢量，计算(S3)第0至第(2m-2)个相位误差，每个相位误差伴随两相邻所述取样矢量之间相位差，并在每个脉冲串期间是恒定的。计算(S4(1))第0至第(m-1)个平均值，每个平均值在相位误差的第q个相位误差开始，其中q在0和(m-1)之间变化，计算(S4(2))m个平均值的平均值，并用除数除(S5)该平均值。

Description

频率误差精度 检测方法和设备

本发明涉及频率误差检测，在从收到的发送信号得到的接收信号的正交解调中，用于检测本地产生的频率相对于传送的接收信号的接收载波的接收频率的频率误差，其中发送信号通过一个符号序列经过传输载波的数字角调制使在每个符号周期期间具有一个恒定相位差。这种正交解调在所述的本技术领域中是已知的，例如，在1991年日本专利公开(A)No.23,742中描述。

便携电话和类似的移动通信系统近来广泛使用。在象移动通信系统这样的无线通信网络中，发射站和移动站之间的通信是通过从发射站在预定载波频率的传输载波中发送发射信号双向进行的。

为向移动站传送发送信号，该传输载波由符号速率的预定符号序列进行数字角调制，提供发射信号中的一个前置码。每个移动站接收发送信号作为其接收信号，其接收的传输载波作为接收载波，用于接收信号的正交解调。为在正交解调中使用，每个移动站包括一个产生本地频率的本地信号的本机振荡器，其本地频率与预定的载波频率有关。

传输载波具有一个传输频率，该频率可以略微偏移预定的载波频率。因此接收载波具有一个接收频率，该频率可与预定的载波频率有些不同。此外，本地频率易发生来自预定载波频率的波动。

为进行正交解调必须检测频率误差。检测频率误差时可以利用这样的事实；在通过预定的符号序列调制传输载波时，在每个符号周期中发送信号具有一个恒定相位差，同时接收的信号具有该恒定相位差。顺便说一下，数字角调制可以是GMSK(高斯滤波器最小频移键控)调制，MSK(最小(相)移键控)调制，或类似的调制。

在一种将在后面更详细描述的方法中，一种常规频率误差检测方法包括步骤：(a)用取样周期的取样信号将接收的信号取样为每个脉冲串中的预定数量的取样矢量，(b)计算相位误差，每个相位误差伴随在两个相邻取样矢量之间的相位差，(c)计算相位误差的平均值作为被除数，和(d)用包括取样周期的除数除该被除数。能够理解，2m作为预定的数没有丧失一般性，并把该相位误差当作第0至第(2m－2)个相位误差。

理论上讲，该平均值只取决于伴随第1和第2m个取样矢量之间总相位差的总相位误差，而与第2至第(2m－1)个取样矢量无关。然而，噪声分量可以影响每个取样矢量。如果一个明显的噪声分量影响第1或第2m个取样矢量，该噪声分量也影响频率误差，并且伴随接收信号的噪声分量造成检测精确度易发生波动。

因此，本发明的一个目的是提供一种频率误差检测方法，在从发送信号得到的接收信号的正交解调中，用于检测本地产生的频率相对于接收信号的接收频率的频率误差，并且是准确而精密的，其中发送信号通过一个符号序列数字角调制使在每个符号周期中具有一个恒定相位差。

本发明的另一个目的是提供一种所述形式的频率误差检测方法，和即使接收信号包含噪声，频率误差以高的检测精度进行检测。

本发明的再一个目的是提供一种所述形式的频率误差检测方法，和即使接收信号正交解调后，即使从接收信号取样的每个矢量带有噪声分量也能达到高检测精度。

本发明的再一个不同的目的是提供一种频率误差检测设备，执行所述形式的频率误差检测方法在其中执行。

本发明的其它目的随着后面的描述变得明确了。

根据本发明的一个方面，提供一种频率误差检测方法，在正交解调从发送信号中得到的接收信号中，检测本地产生的频率相对于接收信号的接收频率的频率误差，其中发送信号通过一个符号序列进行数字角调制使在每个符号周期中具有一个恒定相位差。该频率误差检测方法包括步骤：(a)用取样周期的取样信号将接收的信号取样为每个脉冲串中总共2m个取样矢量，其中m表示一个预定的整数；(b)计算第0至第(2m－2)个相位误差，每个相位误差伴随在两相邻取样矢量之间的相位差，(c)由第0至第(2m－2)个相位误差计算被除数；和(d)用包括取样周期的除数除该被除数，其中被除数计算步骤包括：(A)计算第0至第(m－1)个平均值，每个平均值是第0至第(2m－2)的m个连续相位误差之一，在第0至第(2m－2)个相位误差的第q个相位误差开始，其中q在0和(m－1)之间变化，两者包括在内；和(B)计算第0至第(m－1)个平均值的平均值作为被除数。

根据本发明的一个不同方面，提供一种频率误差检测设备，在从发送信号得到的接收信号的正交解调中，检测本地产生的频率相对于接收信号的接收频率的频率误差，其中发送信号经过由一个符号序列的数字角调制使在每个符号周期中具有一个恒定相位差。该检测设备包括：(a)用于在取样周期通过取样信号将接收的信号取样为每个脉冲串中总共2m个取样矢量的装置，其中m表示一个预定的整数；(b)用于计算第0至第(2m－2)的相位误差的装置，每个相位误差伴随在两相邻取样矢量之间的相位差；(c)使用第0至第(2m－2)个相位误差计算被除数的装置；和(d)用包括取样周期的除数除该被除数的装置，其中被除数计算装置包括：(A)用于计算第0至第(m－1)个平均值的装置，每个平均值是第0至第(2m－2)的m个连续相位误差之一，在第0至第(2m－2)的相位误差的第q个相位误差开始，其中q在0至(m－1)之间变化，两者包括在内；和(B)用于计算第0至第(m－1)个平均值的平均值作为被除数的装置。

图1示出在适用于本发明的正交解调器中采用的从接收信号取样的取样矢量；

图2示出用于描述一种常规频率误差检测方法的流程图；

图3是适用于本发明的正交解调器设备的方框图；和

图4示出用于描述按照本发明实施例的一种频率误差检测方法。

参照图1，概括地描述一种频率误差检测方法。该频率误差检测方法用在由收到的发送信号得到的接收信号的正交解调中，其中发送信号由一个预定符号速率的符号序列经过传输载波的数字角调制，使在每个符号周期中具有一个恒定相位差。在发送信号中，该符号序列例如提供一个前置码。产生一个具有本地产生的频率的本地信号供正交解调中使用。本地产生的频率相对于传送接收信号的接收载波的接收频率具有一个频率误差Δf。

在正交解调中，接收信号的每个脉冲串被取样信号在取样周期T期间取样为第1至第k个取样矢量，其中k表示一个预定的数，通常等于128并能用2m表示而不丧失其一般性。在后面应该注意，k表示可在1和k或2m之间变化的整数，两者包括在内，并且不考虑(k－1)为零的情况。

在图1中，说明第k和第(k－1)个取样矢量X(k)和X(k－1)。第k个取样矢量具有第k个同相或I分量I(k)和第k个正交或Q分量Q(k)。第k和第(k－1)个取样矢量被描绘在由I和Q轴定义的一个相位平面上，I和Q轴相交在原点O，应该理解，I和Q轴垂直仅仅是为描述方便。

在相位平面上，第k个取样矢量具有第k个相位角或幅角

第(k－1)个取样矢量具有第(k－1)个相位角 。虽然描绘是通过绝对值给出的，这样的相位角是从I轴沿逆时针方向以正或负号测量的。第k和第(k－1)个取样矢量具有第p个相位差θ(p)，其中p等于(k－1)，并且在1和(k－1)之间变化，两者包括在内。

当传输载波的数字解调制是上面提到的GMSk调制时，每个符号周期期间在发送信号中该相位差总是等于90°角。如果本地产生的频率正好等于该接收频率，在每个脉冲串期间，一个恒定相位差的这个相位差保持在取样矢量中。然而，第k和第(k－1)取样矢量之间的相位差可以伴随一个不必等于零的第p个相位误差φ(p)，并在图1中被夸大表示了。

转向图2并继续参考图1，将描述一种常规频率误差检测方法以便于理解本发明。该常规频率误差检测方法用于在前面所述的GMSK调制中检测频率误差。

在第一步，设备S1接收发送信号。在第二步，设备S2将接收信号的每个脉冲串取样为第1至第k个取样矢量X(1)至X(k)或X(2m)。虽然这里实际上不需要，但仅为了便于描述将假设第1至第k个相位角 至

是在第三预备步骤在设备S3(ρ)中计算的。在设备S3中，所计算的是第1至第(k－1)个相位误差φ(1)至φ(2m－1)，每个相位误差φ(p)伴随在第(k－1)取样矢量之间的第p个相位差。

在实际的第三步的设备S3要引起注意。在图1中容易理解第k个相位角由下式给出： $\hat{a}\left(k\right)=\arctan (Q\left(K\right)/I\left(K\right))---\left(1\right)$ 第p个相位差由下式给出：cosθ(p)＝(I(k)Q(k－1)－I(k－1)Q(k))/

      (|x(k－1)||x(k)|)              (2)在GMSK调制中，在每个脉冲串期间90°的恒定相位差保持在第p个相位差中，第p个相位误差由下式给出：

φ(p)＝θ(p)－90°每个相位误差足够小于1弧度。等式(2)因此变成： $\cos \mathrm{\θ}\left(p\right)\underset{\•}{\overset{\•}{=}}\mathrm{\φ}\left(p\right)$ 当使用GMSK调制时，在接收信号中取样矢量大体上具有共同的幅度或绝对值。因此：

φ(p)＝(I(k)Q(k－1)－I(k－1)Q(k)/(I²(k)＋Q²(k))

在第四步S4，第一至第(k－1)个相位误差的平均值φ(A)计算如下： $\mathrm{\φ}\left(A\right)=(1/(k-1))\underset{p=1}{\overset{k-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\φ}\left(p\right).$

在第五步S5，用包括取样周期的除数除该相位误差的平均值，频率误差由下式计算：

Δf＝φ(A)/(2πT)

在第四步S4中要注意。平均值的计算相当于：

$\mathrm{\φ}\left(A\right)=(1/k-1)(\hat{a}\left(k\right)-\hat{a}\left(1\right))-{90}^o---\left(3\right)$

第k个取样矢量可以伴随有第k个相位角的第k个噪声分量a(k)。在这种情况下，该平均值变成： $\mathrm{\φ}\left(A\right)=(1/k-1)(\hat{a}\left(k\right)-\hat{a}\left(l\right))-{90}^o+(1/(k-1))(\hat{a}\text{'}\left(k\right)-\widehat{a\text{'}}\left(l\right))$ 其中右侧的第三项表示由第1至第k个噪声分量引起的附加相位误差。在图1中，从第(k－1)个取样矢量转过90°的角以在相位平面原点终止的一条直线描绘。现在可以理解，伴随第一至第k个取样矢量的噪声分量影响该频率误差。

参考图3并继续参考图1，正交解调器设备用于正交解调表示在R的接收信号。本地信号的同相和正交分量一起表示在L，并称其为本地信号。取样信号表示在S。

通过采用本地信号的同相和正交分量，正交解调器(DEMOD)11将接收信号解调成同相和正交信号分量I和Q(使用与I和Q轴相同的参考符号)。送入取样周期等于前面所述取样速率的取样信号，同相和正交A/D转换器13和15将同相和正交信号分量转移成数字样值，该数字样值是前面所述的同相和正交分量I(k)和Q(k)。

送入同相和正交分量以及取样信号，数字信号处理器17不时地产生表示频率误差Δf的处理器输出信号。当采用常规的频率误差检测方法时，处理器17执行参考图2所说的步骤。按照本发明能使用正交解调器设备处理接收信号如下。无论哪种情况下，都能够容易地由一个微处理实现处理器17。另外还能使用微处理器处理接收信号用于接收，例如表示包括所说明的正交解调器设备的移动站的识别号的核对。

另外参考图4并再次参考图1，进行描述根据本发明优选实施例的频率误差检测方法。与所描述的有关常规频率误差检测方法中相似的步骤将用类似的参考符号表示。在每个脉冲串中取样矢量的数量现在仅用2m表示。即k可在1和2m之间变化，包括两者在内。这里，由于(2m－1)表示一个奇数，总是要考虑(2m－1)。

与常规频率误差检测方法相类似，在第一步S1，发送信号被作为接收信号接收。在第二步设备S2中，接收信号的每个脉冲串被取样为第1至第2m个取样矢量x(1)至x(2m)。在图2中被称为第三预备步骤的接下来的步骤中，在设备S3中用等式(1)计算第1至第2m的相位角

至

在第一四级步骤，在设备S4(1)中用被作为第q个相位误差的第(p－1)个相位误差计算m个连续相位误差的第q个的平均值φ(q)，在第q个相位误差开始，其中q可在0和(m－1)之间变化，包括两者在内。这里用φ(q)简单地表示第q个平均值。照此，在所说明的例子中，第1至第2m个相位角被用于计算平均值φ(0)至φ(m－1)。在第二四级步骤，在设备S4(2)中计算第0至第(m－1)个平均值的算术平均值φ(mv)，作为一个被除数代替与图2一起描述的平均值φ(A)。第一和第二四级步骤一起被称为第四步骤S4，其中使用第0至第(2m－2)个相位误差计算被除数。接着，在第五步，在设备S5中由包括取样周期的除数除该被除数得到频率误差Δf。

在第四步骤中，再次假设第q个噪声分量a′(q)伴随着该第q个相位误差，第q个平均值由下式计算：

φ(q)＝(1/m)(a(q＋m＋1)－a(q＋1))－90°

      ＋(1/m)(a′(q＋m＋1)－a′(q＋1))

应该注意，算术平均值是用第0至第(2m－2)个相位误差计算的，这些误差被用于随着从q等于0升到q等于(m－1)一个接一个进位的第q个至第(q＋m)个相位误差计算总共m个平均值。因此，定性地清楚了伴随第1至第2m个取样矢量的噪声分量对该算平均值的影响比用在常规频率误差检测方法中的平均值的影响小。

现在将定量地考虑该噪声分量的影响。伴随第q个平均值，m个连续相位误差的第q个附加相位误差将由E(q)表示。这种附加相位误差由下式给出：

E(q)＝(1/m2)(a′(q＋m＋1)－a′(q＋1))当第一至第2m个噪声分量具有偏差σ时，第q个附加相位误差由下式给出：

E(q)＝2σ/m^3/2                   (4)在常规频率误差检测方法中，等式(3)右侧的第三项近似等于

σ/(2m－1)                       (5)比较等式(4)与(5)，可以知道，如果预定数2m等于或大于30，本发明例子中的附加相位误差比常规频率误差检测方法中的小。因此，所说明的例子中的频率误差比用常规频率误差检测方法测量的小。

回顾图2和4。在图2的第三预备步骤，在设备S3(ρ)中计算第1至第2m个相位角

至 。该步骤在图2中实际上未被采用，而用实际的第三步代替，并在图4中被提到，再次作为第三步。因此，在图2和图4中能够理解，第1至到第(2m－1)个相位误差或第0至第(2m－2)个相位误差是在第三步在设备S3中计算的。

虽然本发明已经专门结合其仅有的一个优选实施例作了描述，但本技术领域的技术人员能够容易地以各种其它方式实施本发明，例如，能够在第二四级步骤在设备S4(2)中S4(2)通过计算类似的第0至第(m－1)个平均值的平均值或中间值计算被除数。当数字角调制是MSK调制或任何其它类似调制时，右恒定相位差被保持在每个脉冲串中。

Claims (7)

1.一种频率误差检测方法，在从发送信号得到的接收信号正交解调中，用于检测本地产生的频率相对所述接收信号和接收频率的频率误差，其中发送信号由一个符号序列数字角调制使在每个符号周期中具有一个恒定相位差，所述频率误差检测方法包括步骤：由一个取样信号在一个取样周期将所述接收信号取样为每个脉冲串中总共2m个取样矢量，其中m表示一个预定整数，计算第0至第(2m－2)个相位误差，每个相位误差伴随在两相邻所述取样矢量之间的相位差，用所述第0至所述第(2m－2)个相位误差计算一个被除数，用包括所述取样周期的除数除所述被除数，其特征在于所述被除数的计算步骤包括：

计算第0至第(m－1)个平均值，每个平均值是所述第0至所述第(2m－2)相位误差的m个连续相位误差之一，在所述第0至所述第(2m－2)个相位误差的第q个相位误差开始，q在0和(m－1)之间变化，两者包括在内；和

计算所述第0至所述第(m－1)个平均值的平均值作为所述被除数。

2.根据权利要求1所述的频率误差检测方法，其特征在于所述数字角调制是GMSK调制。

3.根据权利要求1所述的频率误差检测方法，其特征在于所述数字角调制是MSK调制。

4.根据权利要求1至3中任何一个权利要求所述的频率误差检测方法，其特征在于所述预定的整数不小于15。

5.一种频率误差检测设备，在从发送信号得到的接收信号的正交解调中，用于检测本地产生的频率相对所述接收信号的接收频率的频率误差，其中发送信号由一个符号序列数字角调制使在每个符号周期中具有一个恒定相位差，所述频率误差检测设备包括装置(S2)，用于由一个取样信号在一个取样周期将所述接收信号取为每个脉冲串中总共2m个取样矢量，其中m表示一个预定整数，装置(S3)，用于计算0至第(2m－2)个相位误差，每个相位误差伴随在两相邻所述取样矢量之间的相位差，装置(S4(1)，S4(2))用作所述第0至所述第(2m－2)个相位误差计算一个被除数，和装置(S5)，用包括所述取样周期的除数除所述被除数，其特征在于所述被除数计算装置(S4(1)、S4(2))包括：

装置(S4(1))，用于计算第0至第(m－1)个平均值，每个平均值是所述第0至所述第(2m－2)的m个连续相位误差之一，在所述第0至所述第(2m－2)个相位误差的第q个相位误差开始，q在0和(m－1)之间变化，两者包括在内；和

装置(S4(2))，用于计算所述第0至所述第(m－1)个平均值的平均值作为所述被除数。

6.根据权利要求5所述的频率误差检测设备，其特征在于所述数字角调制是GMSK调制。

7.根据权利要求5所述的频率误差检测检测设备，其特征在于所述数字角调制是MSK调制。

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