CN107870259B - 对工艺/温度和电源变化具有低灵敏度的hv电压比较器 - Google Patents

对工艺/温度和电源变化具有低灵敏度的hv电压比较器 Download PDF

Info

Publication number
CN107870259B
CN107870259B CN201710196466.7A CN201710196466A CN107870259B CN 107870259 B CN107870259 B CN 107870259B CN 201710196466 A CN201710196466 A CN 201710196466A CN 107870259 B CN107870259 B CN 107870259B
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
voltage
current
terminal
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710196466.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107870259A (zh
Inventor
A·伊奥里奥
J·维奎里
E·沃尔皮
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SRL
Original Assignee
STMicroelectronics SRL
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics SRL filed Critical STMicroelectronics SRL
Publication of CN107870259A publication Critical patent/CN107870259A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107870259B publication Critical patent/CN107870259B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R17/00—Measuring arrangements involving comparison with a reference value, e.g. bridge
    • G01R17/02—Arrangements in which the value to be measured is automatically compared with a reference value
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R17/00—Measuring arrangements involving comparison with a reference value, e.g. bridge
    • G01R17/20—AC or DC potentiometric measuring arrangements
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values
    • G01R19/16504—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the components employed
    • G01R19/16519—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the components employed using FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
    • H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
    • H03K5/2472—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using field effect transistors
    • H03K5/2481—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using field effect transistors with at least one differential stage

Abstract

本申请涉及对工艺/温度和电源变化具有低灵敏度的HV电压比较器。一种用于检测高电压域中的电压差(VA‑VB)的电压比较器，其中，该比较器接收输入电压(V输入)并且将其与同样在输入中接收到的基准电压(V基准)进行比较，其中，来自该比较器(COMP)的输出电压(V输出)在该输入电压(V输入)大于该基准电压(V基准)时取逻辑值1并且在该输入电压(V输入)小于或等于该基准电压(V基准)时取逻辑值0，其中，该比较器(COMP)包括低电压部件(M1‑4，M5‑6)和单个高电压部件(M7)。具体地，这些低电压部件(M1‑4，M5‑6)是MOS晶体管并且该高电压部件(M7)是高电压PMOS。

Description

对工艺/温度和电源变化具有低灵敏度的HV电压比较器
技术领域
本说明书涉及开关转换器。一个或多个实施例可以应用到DC-DC降压转换器电路(也被称为降压转换器)。
本说明书涉及用于在不需要使用高电压(HV)比较器的情况下检测高电压域中的电压差的解决方案，同时维持低电压(LV)结构典型的高精度。
背景技术
在文献中找到的典型解决方案利用其中低电压(LV)部件受“共源共栅”结构保护的比较器(该“共源共栅”结构是用高电压(HV)部件实现的)或分压器，该分压器将待监测高电压(HV)电压“按比例减小”至低电压(LV)部件的工作电压范围内。
这些解决方案通常受限于电压与基准电压V基准的比较。
作为比较器的示例，可以考虑图1和图2的常规电路。
该比较器具有由低电压(LV)部件形成的差分输入对M1-M2(图2)，以减小比较器的偏移(并因此减小待检测阈值的误差)和增益级M5。
使能够读取高电压(HV)电压V输入的解决方案即在电路中包括电阻式分压器R1-R2，该电阻式分压器将电压V输入“按比例减小”至比较器的差分对的工作范围内：
Figure BDA0001257469380000011
V输入的最大极限由最大电压确定，差分输入对的LV设备可以在该最大电压处工作。电路的非理想特性(例如，比较器的偏移电压(Vio)、V基准的误差、电阻式分压比的误差)在V输入值中引入误差。
使用电阻式分压器的解决方案具有以下缺点：
-比较器的偏移电压Vio、阈值电压V基准的误差和电阻比值R1/R2的误差被分压比自身“放大”，并且被组合地视为V输入阈值的误差V输入_误差。
这些贡献一般可以被称为比较器V-节点上的附加误差电压V误差。
节点V输入上由此产生的等效误差为：
Figure BDA0001257469380000021
该等效误差随着HV与LV范围之间的差值(或者比值R1/R2)增大；
-电阻式分压器和在比较器输入端上的寄生电容C输入引入了具有时间常数(R1||R2·C输入)的延迟，该延迟表现为V输入阈值的误差。应当注意的是，如果期望电阻式分压器中的低电流消耗并且如果V输入较高，则这一延迟被增大；在这些情况下，更高的电阻值(具有更大的面积以及V输入与V输入_比较之间更大的延迟)是必要的；
-大量的部件。
图3中示出的另一种可能的解决方案提供使用共源共栅结构(MA、MB、MC和MD)来保护LV结构(电流发生器IB1和差分对M1和M2)。这些共源共栅结构(MA、MB、MC和MD)由高电压部件形成。
以这样的方式生成电压VK：M1和M2看到始终低于其所能耐受的最大电平的电压VDS。实际上，如果V+＝V-，则我们发现：
VK＝V--|VGSA| (3)
VD1＝VK+|VGSC|＝VD2＝VK+|VGSB| (4)
然而，可以限定
|VDS1|＝V-+|VGS1|-VD1 (5)
|VDS2|＝V++|VGS2|-VD2 (6)
其中，当V+＝V-时，MA、MB和MC被设计成具有相同的VGS值。
因此，将(3)和(4)代入(5)和(6)，我们得到：
|VDS1|＝V-+|VGS1|-(V--|VGSA|+|VGSC|)＝|VGS1| (7)
|VDS2|＝V++|VGS2|-(V--|VGSA|+|VGSB|)＝V+-V-+|VGS2|＝|VGS2| (8)
输入电压V+-V-的最大值可以直接从等式(8)中找到。如果V+≠V-，则必须确保|VDS1|<|VDS1|最大且|VDS2|<|VDS2|最大，以便M1e M2正确地运算。
VIN＝V+-V-＜|VDS2|最大-|VGS2|
(9)
电压V-的最大值取决于高电压PMOS部件(MA、MB和MC)的电压等级(|VDS|最大)。
电路分析示出了：
VDSC＝VGS4-(VK-VGSC) (10)
牢记这些电压的正负并且转化成绝对值，我们发现：
-|VDSC|＝VGS4-(VK+|VGSC|) (11)
将(3)代入(11)，我们发现：
-|VDSC|＝VGS4-(V--|VGSA|+|VGSC|) (12)
为了避免损坏部件MC，必须始终满足以下条件：|VDSC|＜|VDSC|最大。
鉴于这三个高电压PMOS晶体管也被设计成具有相同的VGS，我们发现：
|VDSC|＝-VGS4+V-＜|VDSC|最大 (13)
通过重新计算从该式中找到电压V的最大极限：
V-＜|VDSC|最大+VGS4 (14)
V+的最大极限是从(14)和(9)中直接得到的。
V+＜|VDSC|最大+|VDS2|最大+VGS4-|VGS2|≈|VDSC|最大+|VDS2|最大 (15)
在MD的源节点电压始终低于V电源_LV-VGS_MD的情况下，类似的功能由MD执行(出于整体尺寸和偏置电流IB1精度的原因，电流发生器IB1通常由LV部件制成)。
此第二解决方案具有以下缺点：
-电路的复杂性；
-HV部件的大量使用(影响电路的面积和响应时间)。
因此，这些已知的解决方案存在各种缺点，诸如低精度、对具有许多高电压部件(具有占用大量空间的高度复杂的电路)的设备的需求、以及低开关时间。
发明内容
因此，已经发现需要以大于低电压(LV)设备的典型工作范围的输入电压来工作，以提供匹配/面积比方面的最大益处。
一个或多个实施例的一个目的在于满足这种要求。
根据一个或多个实施例，这个目的是借助于对高电压(HV)电源、对工艺参数和对温度的变化具有低灵敏度的设备来实现的。
具体地，在此描述的解决方法涉及降压开关DC-DC转换器。这个解决方案用于检测高电压(HV)域中的电压差。通过维持对温度、工艺和高电压(HV)电源的变化的低灵敏度来满足与电压阈值有关的这些要求。
该解决方案可以被抗放电自举电容器系统使用，用于防止接通高侧功率MOSFET所需的自举电容器的放电。
权利要求书构成在此提供的实施例的说明的整体部分。
一个或多个实施例可以提供以下优点中一个或多个优点：
-对各种应用的适用性，不论部件、寄生量和外部温度如何，以及
-低成本，由于必要部件的数量减少。
附图说明
现在将仅通过示例，参考附图来描述一个或多个实施例，这些附图：
-涉及现有技术的图1至图3已经被描述，
-图4和图5示出了根据一个或多个实施例的比较器的简图和电路，以及
-图6和图7示出了所描述的电路的一个应用示例以及比较器的输入/输出信号的变化。
具体实施方式
以下说明展示了一个或多个特定细节，旨在提供对示例性实施例的更好理解。可以在没有这些特定细节中的一个或多个细节的情况下或用其他过程、部件、材料等等来产生实施例。在其他情况下，为了避免模糊实施例的某些方面，已知的结构、材料或操作并没有被详细地展示或描述。
在本说明中，对“实施例”的引用旨在指示关于该实施例描述的具体配置、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因而，诸如“在一个实施例中”这种可以存在于本说明书的一个或多个部分中的短语不一定指同一个实施例。此外，在一个或多个实施例中，可以利用任何适当的方式来组合特定形成、结构或特性。
在此使用的参考仅为了方便而提供，并因此并未限定保护范围或者实施例的范围。
图5中示出的比较器将被初始地检查。电路分析示出了：
VIN＝VA-VB (16)
比较器COMP被构造为将电压V输入与基准电压V基准进行比较，从而使得来自比较器COMP的输出电压V输出取逻辑值1(如果满足关系式(17))或者逻辑值0(如果不满足关系式(17))：
V输入＞V基准 (17)
在等式(16)的基础上，第二个关系式(17)可以采用以下形式被重写为：
VA-VB＞V基准 (18)
图5是图4的比较器COMP的可能的示例性实施例的详细视图。
PMOS(P型金属氧化物半导体)晶体管M1-4和NMOS(N型金属氧化物半导体)晶体管M5-6是低电压(LV)部件，特征在于匹配/面积比方面的良好性能。
在一个或多个实施例中，将晶体管M7选为能够耐受高电压|VDS|的高电压(HV)PMOS，该高电压具有取决于部件的电压等级的最大值并且该高电压基于电压VA和VB的最大绝对值而选择。
这些类型的部件在标准BCD技术中是可用的。
图5的电路分析示出了输出电压V输出取逻辑值1(如果满足关系式(19))或者逻辑值0(如果不满足关系式(19))：
I3＞I4 (19)
其中，晶体管对M1-M3、M2-M4和M5-M6是具有图中所示电流比的电流镜。
在一个或多个实施例中，假设所有的部件工作在饱和区，则以下关系式成立：
Figure BDA0001257469380000061
Figure BDA0001257469380000062
I4＝I6 (22)
将等式(21)代入等式(22)，我们发现：
Figure BDA0001257469380000063
由于关系式(20)和(23)，关系式(19)变为：
Figure BDA0001257469380000064
因此，如果我们通过将项
Figure BDA0001257469380000065
从两个元中移除来进行简化，则式(24)因而可以被重写为：
I1＞I2 (25)
电流I1和I2分别取决于电压V基准和V输入的值。
实际上，电路分析示出了：
Figure BDA0001257469380000066
Figure BDA0001257469380000067
在一个或多个实施例中，如果两个晶体管M1和M2是导通的(V基准和V输入大于部件M1和M2的阈值电压)，则这两个等式(26)和(27)是有效的，导致电压V基准和V输入的最小极限近似等于低电压设备(M1和M2是低电压设备)的阈值。
这些绝对值基于这样的事实：所有的晶体管M1-4都是P沟道(PMOS)晶体管。
现在将描述用于计算一个或多个实施例的阈值电压的方法。
在图4的比较器的输出V输出的情况下，我们发现：逻辑值1(0)对应于节点V输出可取的最大(或最小)值，分别等于V基准和(0)。
按照定义，该比较器的阈值电压是由输入电压V输入所取的值V阈值，其中，节点V输出＝V基准/2。根据下面的等式(28)，当两个电流I3和I4完全均衡时，就满足了这个条件：
I3＝I4 (28)
将等式(20)和等式(23)代入等式(28)，我们得到等式(29)：
I1＝I2 (29)
最后，将等式(26)和(27)代入等式(29)，我们发现：
Figure BDA0001257469380000071
在一个或多个实施例中，可以选择晶体管M1和M2(以及电阻器R1和R2)，从而使得其具有相同的几何尺寸并且属于相同的类型。因此，由于在比较器的阈值处有效的等式(29)，我们发现：
VGS1＝VGS2 (31)
R1＝R2 (32)
将等式(31)和等式(32)代入等式(30)，我们得到：
Figure BDA0001257469380000072
并且，简化公共项，我们发现：
V基准＝V输入|V输入＝V阈值＝V阈值 (34)
并因此
V阈值＝V基准 (35)
具体地，在一个或多个实施例中，电流I1和I2以类似的方式分别取决于电阻R1(电压VGS1)和电阻R2(电压VGS2)。
在一个或多个实施例中，可以选择电阻器R1和R2(以及晶体管M1和M2)，从而使得其由同种类型的部件(例如，多晶硅电阻器或相同电压等级的PMOS)制成。在这种情况下，也就是说，如果电阻器R1和R2以及晶体管M1和M2是用同种类型的部件制成的，则当温度和工艺参数改变时，电流I1和I2以相同的方式变化。
因此，在这种条件下，即使温度和工艺参数发生变化，关系式(30)依然有效。
为了支持这个命题，我们通过假说的方式假设温度发生了变化。这种变化引起比较器的电阻R1和R2的值的变化。
作为一般的规则，作为温度的函数的电阻R1和R2的值通常可以表达为如下：
Rx＝Rx0·[1+αx·(T-T0)] (36)
其中，Rx0是在温度T0处的电阻Rx的值，以及αx是允许Rx根据温度变化(T-T0)而变化的技术参数并且特定于在这些实施例中所使用的具体电阻类型。
鉴于电阻R1和R2实际上都是在相同的温度T0下，由与其在同一个集成设备上被物理构造为紧靠在一起，并且给出等式(36)，我们可以将等式(30)重写为如下：
Figure BDA0001257469380000081
因此，在前述实施例中，鉴于R1和R2是同种类型的(或者α1＝α2)，并且假设其还具有相同的值和几何结构(或者R10＝R20)，那么式(37)变为：
Figure BDA0001257469380000082
通过简化，我们可以从该式中再次得到等式(34)和等式(35)，但是这次是假设温度发生变化。
关于电阻对工艺参数的依赖性，以及电压VGS对温度和工艺参数的依赖性，可以进行完全相同的论证。
在各实施例中，比较器的跳闸阈值因此与工艺参数和温度的变化无关。
进一步有利的结果是：跳闸阈值V阈值与电压VA和VB的绝对值无关(参见图5)，并且仅取决于其差值V输入，使得可以在两个不同电源电压域之间使用比较器(例如，利用属于高电压(HV)域的电压VA和VB以及属于低电压(LV)域的V基准)。
给定以上信息，可以计算电压VA、VB和V输入的最大极限值。
通过分析图5的电路还可以找到电压值VA、VB及其差值V输入的极限。
在一个或多个实施例中，在电压VB的情况下，根据晶体管部件M7的电压等级(|VDS7|最大)来设定极限，然而在电压V输入的情况下，根据晶体管部件M4的电压等级(|VDS4|最大)来设定极限。
电压VA的极限是从前两个极限推导而得的。
具体地，在一个或多个实施例中，根据部件M7的值|VDS|最大来设定电压VB的最大极限。
实际上，图5的电路分析示出了：
VDS7＝VGS6-(VB-VGS7) (39)
牢记这些电压的正负并且转化成绝对值，我们可以写成：
-|VDS7|＝VGS6-(VB+|VGS7|) (40)
在一个或多个实施例中，为了避免损坏晶体管部件M7(HV部件)，必须始终满足条件|VDS7|＜|VDS7|最大，并因此：
|VDS7|＝-VGS6+(VB+|VGS7|)＜|VDS7|最大 (41)
在等式(41)的基础上进行重新计算，找到电压VB的最大极限：
VB＜|VDS7|最大+VGS6-|VGS7| (42)
以及，如果VGS6和|VGS7|是可比较的且VGS6-|VGS7|<<|VDS7|最大，则这一极限可以被近似为：
VB＜|VDS7|最大 (43)
此外，在一个或多个实施例中，根据晶体管部件M4(LV部件)的值|VDS|最大来设定电压V输入的最大极限；实际上，电路分析示出了：
VDS4＝VB-VGS7-VA (44)
牢记这些电压的正负并且转化成绝对值，我们发现：
-|VDS4|＝+|VGS7|-(VA-VB)＝+|VGS7|-V输入 (45)
为了避免损坏晶体管部件M4，必须始终满足条件|VDS4|＜|VDS4|最大，并因此：
|VDS4|＝-|VGS7|+V输入＜|VDS4|最大 (46)
结果是，通过重新计算找到电压V输入的最大极限：
VIN＜|VDS4|最大+|VGS7| (47)
使用等式(42)和(47)，我们得到VA的最大值，或者：
VA＜VB|最大+VIN|最大＝|VDS7|最大+|VDS4|最大+VGS6 (48)
紧随以上阐述的是，高电压晶体管部件M7具有保护低电压晶体管部件M4的功能，并且使得可以利用输入电压VA和VB工作，该输入电压属于与低电压晶体管部件M1和M3的电压域不同的高电压域。高电压晶体管部件M7如果被适当地设计则使得部件M2和M4的电压值VDS在比较器的跳闸阈值处均衡。
这种条件提供了电流I2与I6之间更准确的镜像比(此比值通常示出取决于电压VDS2与VDS4之间的差值的绝对误差)，由此降低比较器的跳闸阈值V阈值的可变性。
因此，比较器的阈值V阈值仅取决于差值VA-VB，并且与温度和工艺变化无关。
该阈值V阈值受与电流镜相关联的匹配误差的影响，尽管这些误差(不像温度和工艺参数变化)受设计者的控制，例如，设计者可以选择量，诸如晶体管的宽度和长度(W/L)以及电阻。
现在参照图6描述所描述电路的应用示例。此外，图7示出了比较器的输入信号和输出信号的变化。
具体地，图6示出了由本申请人研发的使用所描述的比较器COMP的DC-DC降压转换器设备的框图。
本申请的目的是从电源电压V电源生成几乎恒定的输出电压，同时使转换效率最大化。为此目的，系统在PHASE节点处生成占空比在电压0至V电源之间变化的方波。
通过周期性地接通和断开LS(低侧)和HS(高侧)功率MOS晶体管来生成方波，这些晶体管都是N型的。
为了接通HS并使PHASE节点达到电压V电源，必须在栅极处生成超过V电源至少HS的阈值电压V阈值_HS的电压VH。此电压是借助于电路V_驱动电路10得到的，该电路将连接在自举节点与PHASE节点之间的外部电容C自举充电至电压V驱动，同时用自举节点的电压供应驱动电路HS_驱动20。
参照图7，当PHASE节点处于0电平时，HS断开。
在HS接通的瞬间，PHASE电压开始上升。由于充电至电压V驱动的电容C自举的存在，自举节点的电压将以相同的方式上升。
驱动电路HS_驱动20继续保持HS接通，因为其在自举电压与PHASE电压之间“浮动”。在PHASE电压和自举电压分别达到值V电源和V电源+V驱动的时刻，此瞬态结束(对于更高的PHASE值，HS趋向于断开)。
每当在电容C自举的端子处的电压V输入＝自举–相位低于阈值V基准＝V阈值_HS时，以上描述的比较器在节点V输出上生成高电压，由此确保电压V自举始终足够高以允许HS接通。
应当注意的是，如图7所示，由于在自举节点处存在漏电流，电容C自举趋向于变为放电。
除了在这种类型的设备中正常存在的电流之外，V基准的生成不要求任何特别的电路。实际上，可以借助于BANDGAP类型电路12简单地得到此电压，该电路已经存在并且需要执行其他系统功能。
该转换器设备包括其他模块，诸如电流监测器块40和轻负载检测器50，其输出供应控制逻辑保护和自适应时滞单元60。
根据一个或多个实施例的比较器COMP仅需要一个高电压部件(M7)。结果是，更少的空间被占用并且可以利用不同的HV域工作，仅由部件M7的电压等级限制。
该比较器不需要附加的电流至那些电流镜(例如，用于偏置分压器以将HV电压按比例减小至LV范围内)。
电压VA和VB的电源域与电压V基准的电源域无关。
阈值电压V阈值不取决于VA和VB的绝对值，而仅取决于其差值。
由于进行的是电流而不是电压的比较，具有快速开关时间。
比较器的阈值不取决于温度和工艺参数，而仅取决于受设计者控制的匹配误差。
在图7中，可以注意到，当满足条件V输入<V基准时，电压V输出转变为逻辑值1，以及当满足条件V输入>V基准时，其返回为(0)。
因而，在此描述的解决方案提供了以下优点：
-比较器的阈值不取决于工艺和/或温度的变化；
-比较器的阈值不取决于HV电压；
-比较器的阈值取决于LV设备的匹配误差(其远小于HV设备的匹配误差)；
-比较器的阈值取决于设计选择或者取决于电阻和晶体管(W，L，I)的值的选择；
-只有一个HV设备，导致对空间占用的低需求；
-与现有结构以及仅由LV部件组成的结构相比，具有快速开关时间；
-低能耗；
-比较器可以利用两个独立的电源(HV/LV)工作；以及
-HV域中电压差的检测取决于LV电压基准。
该电路也可以用于检测LV域中的电压差。
因此，比较器的阈值取决于低电压(LV)电源电压(V基准)。
利用提出的解决方案，HV电压差的检测被转换为LV域中两个电流的比较。
在所描述的实施例中，选择同种类型的部件确保了电流以相同的方式产生，导致对工艺、温度和HV供应变化的低依赖性。
在基本原理保持相同的情况下，实施例的细节和形式可以相对于仅以非限制性示例的方式所描述的细节和形式被改变或多或少显著的程度，而不由此偏离保护范围。保护范围由所附的权利要求书所限定。

Claims (28)

1.一种用于检测高电压域中的电压差(VA-VB)的电压比较器，其中，所述比较器接收输入电压(V输入)并且将其与同样在输入中接收到的基准电压(V基准)进行比较，其中，从所述比较器(COMP)出来的输出电压(V输出)在所述输入电压(V输入)大于所述基准电压(V基准)时取逻辑值1并且在所述输入电压(V输入)小于或等于所述基准电压(V基准)时取逻辑值0，其中，所述比较器(COMP)包括低电压部件(M1-4，M5-6)和单个高电压部件(M7)，其中所述低电压部件(M1-4，M5-6)包括一组高侧部件(M1-4)和一组低侧部件(M5-6)，并且所述单个高电压部件(M7)被布置在所述高侧部件(M1-4)与所述低侧部件(M5-6)之间。
2.根据权利要求1所述的电压比较器，其中，所述低电压部件(M1-4，M5-6)是MOS晶体管并且所述单个高电压部件(M7)是高电压PMOS。
3.根据权利要求2所述的电压比较器，其中，所述高侧部件(M1-4)是PMOS晶体管，并且所述低侧部件(M5-6)是NMOS晶体管。
4.根据权利要求3所述的电压比较器，其中，所述晶体管对(M1-M3，M2-M4，M5-M6)形成电流镜。
5.根据权利要求4所述的电压比较器，其中，所述晶体管(M1，M2)被选择为使得其具有相同的几何尺寸并且属于相同的类型。
6.根据权利要求5所述的电压比较器，其中，所述比较器(COMP)还包括用相同类型的部件制成的两个电阻器(R1，R2)，从而使得在其中流动的电流(I1，I2)以与温度和工艺参数变化相同的方式改变。
7.根据权利要求6所述的电压比较器，其中，所述两个电阻器(R1，R2)被选择为同样具有相同的值和几何结构。
8.根据权利要求7所述的电压比较器，其中，所述比较器(COMP)的开关阈值(V阈值)仅取决于所述高电压域中的所述电压差(VA-VB)并且与所述温度和工艺变化无关。
9.一种电压比较器，包括：
第一输入端子，被配置为接收第一输入电压；
第二输入端子，被配置为接收第二输入电压；
基准端子，被配置为接收基准电压；
第一晶体管，电耦合在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间并且被配置为提供第一电流，所述第一电流与所述第一输入电压和所述第二输入电压之间的电压差成比例；
第二晶体管，与所述第一晶体管形成第一电流镜，以提供第二电流，所述第二电流与所述第一电流成比例；
第三晶体管，具有电耦合到所述第一输入端子的控制端子和电耦合到所述第二晶体管的第一导电端子，所述第三晶体管被配置为由所述第一输入电压控制；
第四晶体管，具有耦合到所述基准端子的第一导电端子，并且被配置为提供第三电流，所述第三电流与所述基准电压成比例；
第二电流镜，被耦合在所述第三晶体管和所述第四晶体管之间，并且被配置为提供第四电流，所述第四电流与所述第二电流成比例；
第五晶体管，电耦合在所述基准电压端子和接地端子之间，与所述第四晶体管形成第三电流镜，以提供第五电流；以及
输出端子，被配置为接收所述第三电流和所述第四电流，并且基于所述第三电流和所述第四电流的比较来提供输出电压，
其中所述第一电流镜、所述第二电流镜和所述第三电流镜具有相应的镜比，所述镜比被配置为使通过所述第一晶体管的所述第一电流等于通过所述第五晶体管的所述第五电流。
10.根据权利要求9所述的电压比较器，其中所述电压比较器的所述输出端子在所述第三电流大于所述第四电流时输出逻辑高值，并且在所述第三电流小于所述第四电流时输出逻辑低值。
11.根据权利要求9所述的电压比较器，还包括：第一电阻器，与所述第一晶体管串联耦合在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间。
12.根据权利要求11所述的电压比较器，还包括：第二电阻器，与所述第五晶体管串联耦合在所述基准电压端子和接地端子之间。
13.根据权利要求12所述的电压比较器，其中所述第二电流镜包括：
第六晶体管，与所述第四晶体管串联耦合在所述基准端子和所述接地端子之间；以及
第七晶体管，与所述第二晶体管和所述第三晶体管串联耦合并且具有与所述第六晶体管的控制端子直接连接的控制端子。
14.根据权利要求13所述的电压比较器，其中：
所述第一电阻器和所述第二电阻器具有基本相等的电阻。
15.根据权利要求13所述的电压比较器，其中所述第三晶体管是高电压晶体管，并且所述第一晶体管、所述第二晶体管、所述第四晶体管、所述第五晶体管、所述第六晶体管和所述第七晶体管是低电压晶体管。
16.一种DC-DC转换器控制器，包括：
功率开关元件，被配置为提供用于驱动逆变器电路的输出驱动电压；以及
比较器，包括：
第一输入端子，被配置为接收来自所述功率开关元件的所述输出驱动电压作为第一输入电压；
第二输入端子，被配置为接收来自自举电容器的第二输入电压；
基准端子，被配置为接收基准电压；
第一晶体管，电耦合在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间并且被配置为提供第一电流，所述第一电流与所述第一输入电压和所述第二输入电压之间的电压差成比例；
第二晶体管，与所述第一晶体管形成第一电流镜，以提供第二电流，所述第二电流与所述第一电流成比例；
第三晶体管，具有电耦合到所述第一输入端子的控制端子和电耦合到所述第二晶体管的第一导电端子，所述第三晶体管被配置为由所述第一输入电压控制；以及
第四晶体管，具有耦合到所述基准端子的第一导电端子，并且被配置为提供第三电流，所述第三电流与所述基准电压成比例；
第二电流镜，被耦合在所述第三晶体管和所述第四晶体管之间，并且被配置为提供第四电流，所述第四电流与所述第二电流成比例；
第五晶体管，电耦合在所述基准电压端子和接地端子之间，与所述第四晶体管形成第三电流镜，以提供第五电流；以及
输出端子，被配置为接收所述第三电流和所述第四电流，并且基于所述第三电流和所述第四电流的比较来提供输出电压，
其中所述第一电流镜、所述第二电流镜和所述第三电流镜具有相应的镜比，所述镜比被配置为使通过所述第一晶体管的所述第一电流等于通过所述第五晶体管的所述第五电流。
17.根据权利要求16所述的DC-DC转换器控制器，其中所述电压比较器的所述输出端子在所述第三电流大于所述第四电流时输出逻辑高值，并且在所述第三电流小于所述第四电流时输出逻辑低值。
18.根据权利要求16所述的DC-DC转换器控制器，其中所述比较器包括：第一电阻器，与所述第一晶体管串联耦合在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间。
19.根据权利要求18所述的DC-DC转换器控制器，其中所述比较器包括：第二电阻器，与所述第五晶体管串联耦合在所述基准电压端子和接地端子之间。
20.根据权利要求19所述的DC-DC转换器控制器，其中所述第二电流镜包括：
第六晶体管，与所述第四晶体管串联耦合在所述基准端子和所述接地端子之间；以及
第七晶体管，与所述第二晶体管和所述第三晶体管串联耦合并且具有与所述第六晶体管的控制端子直接连接的控制端子。
21.根据权利要求20所述的DC-DC转换器控制器，其中：
所述第一电阻器和所述第二电阻器具有基本相等的电阻。
22.根据权利要求16所述的DC-DC转换器控制器，还包括：
开关驱动器，被配置为控制所述开关元件并且接收来自所述第二输入电压的功率；以及
控制逻辑电路，被配置为部分地基于由所述比较器提供的所述输出电压来控制所述开关驱动器。
23.一种DC-DC转换器，包括：
逆变器电路，被配置为提供DC电压；
自举电容器，耦合到所述逆变器电路；以及
DC-DC转换器控制器，包括：
功率开关元件，被配置为提供用于驱动所述逆变器电路的输出驱动电压；以及
比较器，包括：
第一输入端子，被配置为接收来自所述功率开关元件的所述输出驱动电压作为第一输入电压；
第二输入端子，被配置为接收来自所述自举电容器的第二输入电压；
基准端子，被配置为接收基准电压；
第一晶体管，电耦合在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间并且被配置为提供第一电流，所述第一电流与所述第一输入电压和所述第二输入电压之间的电压差成比例；
第二晶体管，与所述第一晶体管形成第一电流镜，以提供第二电流，所述第二电流与所述第一电流成比例；
第三晶体管，具有电耦合到所述第一输入端子的控制端子和电耦合到所述第二晶体管的第一导电端子，所述第三晶体管被配置为由所述第一输入电压控制；以及
第四晶体管，具有耦合到所述基准端子的第一导电端子，并且被配置为提供第三电流，所述第三电流与所述基准电压成比例；
第二电流镜，被耦合在所述第三晶体管和所述第四晶体管之间，并且被配置为提供第四电流，所述第四电流与所述第二电流成比例；
第五晶体管，电耦合在所述基准电压端子和接地端子之间，与所述第四晶体管形成第三电流镜，以提供第五电流；以及
输出端子，被配置为接收所述第三电流和所述第四电流，并且基于所述第三电流和所述第四电流的比较来提供输出电压，
其中所述第一电流镜、所述第二电流镜和所述第三电流镜具有相应的镜比，所述镜比被配置为使通过所述第一晶体管的所述第一电流等于通过所述第五晶体管的所述第五电流。
24.根据权利要求23所述的DC-DC转换器，其中所述电压比较器的所述输出端子在所述第三电流大于所述第四电流时输出逻辑高值，并且在所述第三电流小于所述第四电流时输出逻辑低值。
25.根据权利要求23所述的DC-DC转换器，其中所述比较器包括：第一电阻器，与所述第一晶体管串联耦合在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间。
26.根据权利要求25所述的DC-DC转换器，其中所述比较器包括：第二电阻器，与所述第五晶体管串联耦合在所述基准电压端子和接地端子之间。
27.根据权利要求26所述的DC-DC转换器，其中所述第二电流镜包括：
第六晶体管，与所述第四晶体管串联耦合在所述基准端子和所述接地端子之间；以及
第七晶体管，与所述第二晶体管和所述第三晶体管串联耦合并且具有与所述第六晶体管的控制端子直接连接的控制端子。
28.根据权利要求27所述的DC-DC转换器，其中：
所述第一电阻器和所述第二电阻器具有基本相等的电阻。
CN201710196466.7A 2016-09-27 2017-03-29 对工艺/温度和电源变化具有低灵敏度的hv电压比较器 Active CN107870259B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
IT102016000096568A IT201600096568A1 (it) 2016-09-27 2016-09-27 Comparatore di tensione hv con bassa sensibilita' alle variazioni di processi/temperatura e di alimentazione
IT102016000096568 2016-09-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107870259A CN107870259A (zh) 2018-04-03
CN107870259B true CN107870259B (zh) 2022-04-15

Family

ID=57960618

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710196466.7A Active CN107870259B (zh) 2016-09-27 2017-03-29 对工艺/温度和电源变化具有低灵敏度的hv电压比较器
CN201720321017.6U Withdrawn - After Issue CN207198220U (zh) 2016-09-27 2017-03-29 电压比较器

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201720321017.6U Withdrawn - After Issue CN207198220U (zh) 2016-09-27 2017-03-29 电压比较器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10491118B2 (zh)
CN (2) CN107870259B (zh)
IT (1) IT201600096568A1 (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT201600096568A1 (it) * 2016-09-27 2018-03-27 St Microelectronics Srl Comparatore di tensione hv con bassa sensibilita' alle variazioni di processi/temperatura e di alimentazione
CN110166029B (zh) * 2019-07-05 2023-02-10 广东工业大学 一种迟滞比较器电路
CN111030480A (zh) * 2019-12-30 2020-04-17 上海晶丰明源半导体股份有限公司 开关电源系统及恒压控制电路
CN111521861B (zh) * 2020-04-10 2022-07-22 南开大学深圳研究院 一种用于过压保护的高电压检测电路
CN117278004B (zh) * 2023-11-21 2024-02-06 拓尔微电子股份有限公司 比较电路

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4406955A (en) * 1981-06-01 1983-09-27 Motorola, Inc. Comparator circuit having hysteresis
US5321324A (en) 1993-01-28 1994-06-14 United Memories, Inc. Low-to-high voltage translator with latch-up immunity
US5583425A (en) * 1993-07-21 1996-12-10 National Semiconductor Corporation Voltage comparator with controlled output current proportional to difference voltage
US5656957A (en) 1995-10-19 1997-08-12 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. Comparator circuit with hysteresis
US5793193A (en) * 1996-02-15 1998-08-11 Harris Corporation DC-to-DC converter having enhanced control features and associated methods
DE19638087C2 (de) 1996-09-18 1999-09-02 Siemens Ag CMOS-Komparator
US6163175A (en) * 1998-03-27 2000-12-19 Vantis Corporation High voltage detector to control a power supply voltage pump for a 2.5 volt semiconductor process device
JP4319362B2 (ja) * 2001-07-12 2009-08-26 三菱電機株式会社 逆レベルシフト回路およびパワー用半導体装置
JP4146418B2 (ja) * 2003-12-16 2008-09-10 インターナショナル レクティフィアー コーポレイション スタティックウェル間のレベルシフトを伴う電源供給を必要としないゲートドライバ
JP4397697B2 (ja) * 2004-01-15 2010-01-13 三菱電機株式会社 出力回路
JP4475309B2 (ja) 2007-09-19 2010-06-09 ヤマハ株式会社 コンパレータ
JP2010193036A (ja) 2009-02-17 2010-09-02 Renesas Electronics Corp コンパレータ回路
CN101964648B (zh) 2010-04-12 2012-06-27 湖北大学 一种用高精度低压比较器组成的高阈值电压比较电路
CN201955383U (zh) 2011-02-17 2011-08-31 甘肃电力科学研究院 用于直接测量两个高电压端电压差的测量装置
CN102830271A (zh) 2011-06-15 2012-12-19 联咏科技股份有限公司 电压检测方法及电压检测电路
JP5877074B2 (ja) 2012-01-24 2016-03-02 ローム株式会社 コンパレータ、それを用いたオシレータ、ｄｃ／ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ／ｄｃコンバータ、電子機器
JP2013219521A (ja) * 2012-04-06 2013-10-24 Lapis Semiconductor Co Ltd 比較器及び半導体装置
KR20140079008A (ko) * 2012-12-18 2014-06-26 삼성전기주식회사 파워 온 리셋 회로
US9086711B2 (en) 2013-01-14 2015-07-21 Qualcomm Incorporated Single-ended high voltage input-capable comparator circuit
JP5991435B2 (ja) * 2013-07-05 2016-09-14 富士電機株式会社 半導体装置
CN105830325B (zh) * 2013-12-05 2019-04-19 德克萨斯仪器股份有限公司 电源转换器软启动电路
CN105490533B (zh) * 2014-10-11 2019-07-09 意法半导体研发(深圳)有限公司 用于在脉冲宽度调制模式或者脉冲跳过模式下操作的切换转换器
WO2016065504A1 (en) * 2014-10-27 2016-05-06 Texas Instruments Incorporated Dc-dc converter with temperature, process and voltage compensated dead time delay
IT201600096568A1 (it) * 2016-09-27 2018-03-27 St Microelectronics Srl Comparatore di tensione hv con bassa sensibilita' alle variazioni di processi/temperatura e di alimentazione

Also Published As

Publication number Publication date
CN207198220U (zh) 2018-04-06
IT201600096568A1 (it) 2018-03-27
US20180091052A1 (en) 2018-03-29
CN107870259A (zh) 2018-04-03
US10491118B2 (en) 2019-11-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107870259B (zh) 对工艺/温度和电源变化具有低灵敏度的hv电压比较器
US9785176B2 (en) Small-circuit-scale reference voltage generating circuit
US8136987B2 (en) Ratio meter for temperature sensor
KR101031434B1 (ko) 초저전력 아날로그 보상 회로 및 보상 방법
CN111478581B (zh) 一种具有宽输入电压范围的上功率管导通时间计时电路
JP2005333691A (ja) 過電流検出回路及びこれを有する電源装置
JP2008219486A (ja) パワーオン検知回路
US10520972B2 (en) Bandgap reference circuit
CN111404484B (zh) Rc振荡器及电设备
CN102778914A (zh) 电压调节器
CN108693916B (zh) 过电流保护电路以及电压调节器
US20180006018A1 (en) Power converter and semiconductor device
TWI672572B (zh) 電壓調節器
CN106961266B (zh) 电源开启重置电路
CN110907807B (zh) 芯片电路功耗测量电路及方法、芯片
CN115843416A (zh) 多偏置模式电流输送器、配置多偏置模式电流输送器、包括多偏置模式电流输送器的触摸传感系统以及相关的系统、方法和设备
US7965128B2 (en) Semiconductor device, and power source and processor provided with the same
JP2013239153A (ja) 可変電源の温度補償電源電圧の出力回路及びその方法
US7821331B2 (en) Reduction of temperature dependence of a reference voltage
CN110166029B (zh) 一种迟滞比较器电路
CN217404784U (zh) 基于cmos芯片的过温保护电路
JP6658269B2 (ja) 過電流検出回路
JPH03139873A (ja) 温度検出回路
CN111555741B (zh) 上电清除电路
CN116566021B (zh) 一种零温度系数的电路结构

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant