CN107707501A - 基于时间交织的多矢量wfrft混合载波并行传输方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种基于时间交织的多矢量WFRFT混合载波并行传输方法，属于信息通信技术领域，特别涉及多矢量WFRFT混合载波并行传输方法。本发明首先将待发送序列中的L个子发送序列分别进行离散四项WFRFT；然后进行交织，对交织后的符号进行分组，每相邻的L个符号组合进行L点的IDFT，经过IDFT后的数据符号进行深度为L的解交织；解交织后的数据进行并串转换、添加循环前缀CP后串行发送；最后对多矢量WFRFT混合载波并行接收。本发明解决了现有技术在高数据速率传输时较大的FFT点数带来的系统复杂度提升和处理延迟增加，以及灵活性不强的问题。本发明可运用于信息通信技术。
Description
技术领域
本发明属于信息通信技术领域，特别涉及多矢量WFRFT混合载波并行传输方法。
背景技术
面向未来多种多样的通信场景和复杂多变的通信需求，通信系统将更倾向于采用一种可配置、易扩展、兼容性强、灵活性高的空中接口方案，这要求承载信息的通信波形可以根据不同的需求适时进行调整。类似的观点从“可调OFDM”(tunable OFDM)(见文献：J.Andrews,S.Buzzi,W.Choi and et al.What Will 5G Be？.IEEE Journal on SelectedAreas in Communications,2014,32(6):1065-1082)与GFDM(见文献：G.Fettweis,M.Krondorf and S.Bittner.GFDM-Generalized Frequency DivisionMultiplexing.IEEE 69th Vehicular Technology Conference(VTC Spring),2009:1-4)方案中可见一斑。前者的思想是根据信道条件、所处场景的不同，来调整OFDM(正交频分复用)系统的FFT(快速傅氏变换)长度、子载波间隔、循环前缀长度等参数。而GFDM(广义频分复用)则是通过调整时、频域资源的长度(时频域分段长度)和组合方式，实现了单载波与多载波形式的融合。
另一方面，随着信息速率的不断提高，无线通信系统面临来自码间干扰(ISI)的挑战日益严峻。针对OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing正交频分复用)和SC-FDE(Single Carrier Frequency Domain Equalization单载波频域均衡)系统，需要增加FFT(快速傅氏变换)点数来应对，以保证各子载波上的频率特性是平坦的。这不仅会增加系统复杂度，同时也会增加信号处理所需时间。为了应对伴随高信息速率传输而来的数字信号处理复杂度提升的挑战，采用易于多核处理、并行计算的信号设计与处理算法是一条切实可行的技术途径。例如，在高速模-数/数-模转换器的设计上所采用的时间交织的方法，即是一个典型的成功案例(见文献：A.Buchwald.High-speed time interleavedADCs.IEEE Communications Magazine,2016,54(4):71-77)。
此外，在一些高动态场景下(如高铁)，较大的多普勒扩展会导致严重的载波间干扰(ICI)。对于OFDM系统而言，子载波数越多、子载波带宽越窄，就越容易收到多普勒的影响。如何应对由密集多径和大多普勒带来的信道时频双衰落，是无线通信系统波形设计所需面对的不可回避的问题。
现有WFRFT通信系统研究中，对于给定的特定长度的发送信息符号序列，只经过一次固定参数的(单参数或多参数)WFRFT(见文献：Lin Mei,Xue-jun Sha and Nai-tongZhang.The Approach to Carrier Scheme Convergence Based on 4-WeightedFractional Fourier Transform.IEEE Communications Letters.2010,14(6):503-505；梅林.加权类分数傅里叶变换及其在通信系统中的应用.哈尔滨工业大学博士学位论文.2010.)。文献Precoded and vector OFDM robust to channel spectral nulls andwith reduced cyclic prefix length in single transmit antenna systems(X.-G.Xia.Precoded and vector OFDM robust to channel spectral nulls and withreduced cyclic prefix length in single transmit antenna systems IEEETransactions on Communications.2001,49(8):1363–1374)介绍的矢量OFDM(VectorOFDM,VOFDM)和文献A Promising New Wideband Multiple-Access Scheme for FutureMobile Communications Systems(M.Schnell,I.De Broeck and U.Sorger.A PromisingNew Wideband Multiple-Access Scheme for Future Mobile CommunicationsSystems.European Transactions on Telecommunications,Wiley SubscriptionServices,Inc.,A Wiley Company,1999,10(4):417-427)介绍的交织频分多址(IFDMA)技术方案中，也采用了多矢量时间交织结构，但其中每个矢量均是单载波结构。
发明内容
本发明为解决现有技术在高数据速率传输时较大的FFT点数带来的系统复杂度提升和处理延迟增加，以及灵活性不强的问题，提供了一种基于时间交织的多矢量WFRFT混合载波并行传输方法。
本发明所述基于时间交织的多矢量WFRFT混合载波并行传输方法，通过以下技术方案实现：
步骤一、多矢量WFRFT混合载波并行发射：
WFRFT即加权分数傅里叶变换，所述多矢量WFRFT混合载波并行发射具体包括以下步骤：
待发送序列由L个子发送序列xl构成，其中l＝0,…,L-1，每个子发送序列包括M个符号，则待发送序列共包含有N＝ML个数据符号，这里将子序列xl称为“矢量”；
步骤一一：L个矢量xl分别各自进行参数为αl、Vl的离散四项WFRFT；
步骤一二：经过离散四项WFRFT后的L个矢量进行深度为L的交织，交织前相邻的数据符号在交织后的最小距离称为交织深度；
步骤一三：对交织后的N个符号进行分组，每相邻的L个符号组合进行L点的IDFT，N个数据符号共进行M次IDFT，这M次IDFT能够并行同时进行，IDFT即离散傅里叶逆变换；
步骤一四：经过IDFT后的数据符号进行深度为L的解交织；
步骤一五：解交织后的数据进行并串转换、添加循环前缀CP后串行发送；
步骤二、多矢量WFRFT混合载波并行接收。
本发明与现有技术相比较，最为突出的特点和显著的有益效果是：
本发明相比较OFDM(正交频分复用)、SC-FDE(单载波频域均衡)和传统单一矢量WFRFT混合载波通信系统，具有更好的灵活性，可以根据信道和实际系统的需要，动态改变数据符号长度、灵活选择解调方式，对于不同的环境具有更好的适应性。
本发明技术可以将一个较长的矢量分解为多个较短矢量进行处理，该算法利于并行处理，降低了信号处理复杂度，减少了处理时间。
相比较OFDM和传统单矢量WFRFT系统而言，可以改善频率选择性衰落信道下的误码率性能；相比较SC-FDE而言，在特定参数设定下，可以降低接收机复杂度。
相比较单载波和OFDM系统而言，在时频双选择性衰落信道下，具有更好的误码率性能；时频域各存在一个-20dB的功率深衰落点的仿真实验中，Eb/No为6-14时，单载波和OFDM系统的误码率在10-3左右，而本发明方法能低至10-4～10-5；在不同信道条件下的性能鲁棒性也要强于现有单载波、OFDM和传统单矢量WFRFT混合载波系统方案。
附图说明
图1是本发明多矢量WFRFT混合载波并行发射原理示意图；
图2是本发明多矢量WFRFT混合载波并行接收原理示意图；
图3是本发明WFRFT矢量检测示意图；
图4是信道A下单载波、OFDM与本发明方法的误码率对比线形图；
图5是信道B下单载波、OFDM与本发明方法的误码率对比线形图；
图6是信道C下单载波、OFDM与本发明方法的误码率对比线形图；
图7是本发明方法在信道A、B、C条件下的误码率性能比较线性图；
图8是Ped-B信道下采用ZF检测时单载波、OFDM与本发明方法的误符号率比较图；
图9是Ped-B信道下采用MMSE检测时单载波、OFDM与本发明方法的误符号率比较图；
图10是采用不同判决反馈均衡算法时系统复杂度的比较图；
其中，BER指的是误码率，Eb/No是指每比特的信号功率与噪声功率谱密度之比，SER表示误符号率，LE指的是线性均衡，HDFE指的是混合判决反馈均衡。
具体实施方式
具体实施方式一：结合图1、图2对本实施方式进行说明，本实施方式给出的基于时间交织的多矢量WFRFT混合载波并行传输方法，具体是按照以下步骤进行的：
步骤一、多矢量WFRFT混合载波并行发射：
WFRFT即加权分数傅里叶变换，所述多矢量WFRFT混合载波并行发射具体包括以下步骤：
待发送序列由L个子发送序列xl构成，其中l＝0,…,L-1，每个子发送序列包括M个符号，则待发送序列共包含有N＝ML个数据符号，这里将子序列xl称为“矢量”；
步骤一一：L个矢量xl分别各自进行参数为αl、Vl的离散四项WFRFT；
步骤一二：经过离散四项WFRFT后的L个矢量进行深度为L的交织，交织前相邻的数据符号在交织后的最小距离称为交织深度；
步骤一三：对交织后的N个符号进行分组，每相邻的L个符号组合进行L点的IDFT，N个数据符号共进行M次IDFT，根据硬件资源条件，这M次IDFT能够并行同时进行，IDFT即离散傅里叶逆变换；
步骤一四：经过IDFT后的数据符号进行深度为L的解交织；
步骤一五：解交织后的数据进行并串转换、添加循环前缀CP后串行发送；
步骤二、多矢量WFRFT混合载波并行接收。
具体实施方式二：本实施方式与具体实施方式一不同的是：步骤一一所述矢量xl进行参数为αl、Vl的离散四项WFRFT具体包括以下步骤：
xl的WFRFT定义为：
其中，xl，0，xl,1，xl,2，xl,3分别是xl的0～3次归一化离散傅立叶变换，为加权分数傅里叶变换的数学符号表示，w0、w1、w2、w3表示加权系数；
xl通过对sl进行阶数为[-αl,Vl]的离散四项WFRFT求得：
xl＝w0(-αl,Vl)sl,0+w1(-αl,Vl)sl,1+w2(-αl,Vl)sl,2+w3(-αl,Vl)sl,3 (2)
sl,0，sl,1，sl,2，sl,3分别是sl的0～3次DFT，DFT即离散傅里叶变换。
其他步骤及参数与具体实施方式一相同。
具体实施方式三：本实施方式与具体实施方式二不同的是：公式(1)中所述加权系数具体计算步骤为：
设加权系数w0、w1、w2、w3的一般形式为wp，p＝0,1,2,3，则wp表示为：
Vl＝[MV,NV]，当Vl＝0时sl为单参数WFRFT，单参数WFRFT受控于参数αl，并且与傅立叶变换一样具有周期为4的循环特性；其中，αl取[-2,2]或[0,4]区间内的实数，并将此区间称为αl的主(全)周期；MV＝[m0,m1,m2,m3]、NV＝[n0,n1,n2,n3]；MV中元素m0,m1,m2,m3的一般形式为mk，NV中元素n0,n1,n2,n3的一般形式为nk，k＝0,1,2,3，j是虚数单位；式(3)中的±是等价的定义形式，计算时+或者-中任选一种即可。
具体实施方式四：如图2所示，本实施方式与具体实施方式一或二不同的是：所述步骤二中多矢量WFRFT混合载波并行接收具体过程为：
步骤二一：接收步骤一五中传送的数据去掉CP、完成串并转换后，得到一个长度为N的符号序列；
步骤二二：将长度为N的符号序列分为数据互不重叠的L个长度为M的子接收序列，并进行深度为L的交织；
步骤二三：将步骤二二中交织后的数据，每相邻L个分为一组，进行长度为L的DFT，共进行M次DFT，根据硬件资源条件，这M次DFT可以并行同时进行；
步骤二四：将步骤二三中经过M次DFT后的数据序列进行深度为L的解交织；
步骤二五：解交织后，每相邻M个数据符号分为一组，共得到L个独立的接收矢量；这L个参数为αl、Vl的接收矢量各自独立地进行WFRFT矢量检测，得到发送矢量的估计序列
其他步骤及参数与具体实施方式一或二相同。
具体实施方式五：如图3所示，本实施方式与具体实施方式四不同的是：所述步骤二五中WFRFT矢量检测具体过程为：
步骤二五一、对yl×Λl的结果进行DFT得到中间变量B，其中，yl为步骤二五中解交织后的第l个接收矢量，M×M对角矩阵Λl为：
Λl＝diag{1,exp(-j2π·l/N),exp(-j2π·2l/N),…,exp(-j2π·(M-1)l/N)} (4)
步骤二五二、对B进行ZF(迫零)检测算法或者MMSE(最小均方误差)检测算法之后，再进行IDFT得到中间变量D，即对B×CLE的结果进行IDFT得到中间变量D；其中，ZF检测算法时MMSE检测算法时N×N维的对角矩阵Hf是传输所经过频率选择性衰落信道的频域形式；M×M对角矩阵Hl的元素为[Hl]m,m＝[Hf]l+mL,l+mL，m∈{0,…,M-1}，γ为接收信噪比，IM表示M×M单位矩阵，Hl表示第l个矢量所经过的信道，表示Hl的共轭转置；
步骤二五三、将的结果进行参数为-αl、Vl的WFRFT，得到发送矢量的估计序列对参数为αl、Vl的WFRFT矢量进行检测，需要进行参数为-αl、Vl的WFRFT。
其他步骤及参数与具体实施方式四相同。
实施例
采用以下实施例验证本发明的有益效果：
本实施例给出了在简化信道模型下单载波、OFDM与本发明方法的误比特率性能比较。其中，所采用的3个信道模型分别为：
信道A：频域存在一个-20dB的功率深衰落点；
信道B：时域存在一个-20dB的功率深衰落点；
信道C：时频域各存在一个-20dB的功率深衰落点。
图4～图6分别给出了单载波、OFDM与本发明方法在信道A～C下的比较结果。可见，在仅有频域或时域存在深衰落点时(信道A和B)，本发明方法的性能介于单载波和OFDM之间。而在时频域均存在深衰落时(信道C)本发明方法性能明显优于单载波和OFDM。
为了更好的说明本发明方法在不同类型信道下的系统性能鲁棒性，将图4～图6中本发明方法的性能曲线绘制在一起，如图7所示。与单载波和OFDM形成对比的是，在不同类型信道下，本发明方法的性能十分稳定：在信道A和B中性能基本一致，即便在信道C中信道衰落点个数由1个增加到2个，本发明方法的性能在误码率10-4量级上也仅有1dB左右的信噪比损失。
图8和图9分别给出了采用ZF和MMSE检测算法时的结果，均包含理论分析结果和仿真结果两部分。由图可见，当采用线性检测算法时，本发明方法的性能一般介于单载波和OFDM系统之间。在采用MMSE检测算法时，性能会优于OFDM系统。
在信道存在严重的ISI时，单载波系统可以采用判决反馈均衡(DFE)等非线性接收算法，通过加大系统复杂度来改善误码率性能。但是当延时扩展严重、FFT(快速傅氏变换)长度较大时，特别是需要利用FFT进行迭代反馈均衡时，采用DFE的复杂度会极具增加。而采用本发明方法，可以将较长FFT的复杂度分解为多个较短FFT复杂度之和，从而降低接收机检测整体复杂度。在采用块迭代判决反馈均衡时(IBDFE)效果尤其明显。同时，由于各矢量的检测彼此独立，对于信道条件较好的矢量，也可采用复杂度较低的线性检测方法。
图10给出了采用不同均衡算法时，单载波、OFDM和本发明方法的接收机复杂度比较。复杂度以检测每个信息符号所需的平均复数乘法次数表示。其中符号序列长度N＝1024，矢量数量L＝1时表示单载波，L＝1024表示OFDM，其余表示本发明方法。
本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。
Claims (5)
1.基于时间交织的多矢量WFRFT混合载波并行传输方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
步骤一、多矢量WFRFT混合载波并行发射：
WFRFT即加权分数傅里叶变换，所述多矢量WFRFT混合载波并行发射具体包括以下步骤：
待发送序列由L个子发送序列xl构成，其中l＝0,…,L-1，每个子发送序列包括M个符号，则待发送序列共包含有N＝ML个数据符号，这里将子序列xl称为“矢量”；
步骤一一：L个矢量xl分别各自进行参数为αl、Vl的离散四项WFRFT；
步骤一二：经过离散四项WFRFT后的L个矢量进行深度为L的交织，交织前相邻的数据符号在交织后的最小距离称为交织深度；
步骤一三：对交织后的N个符号进行分组，每相邻的L个符号组合进行L点的IDFT，N个数据符号共进行M次IDFT，这M次IDFT能够并行同时进行，IDFT即离散傅里叶逆变换；
步骤一四：经过IDFT后的数据符号进行深度为L的解交织；
步骤一五：解交织后的数据进行并串转换、添加循环前缀CP后串行发送；
步骤二、多矢量WFRFT混合载波并行接收。
2.根据权利要求1所述的基于时间交织的多矢量WFRFT混合载波并行传输方法，其特征在于，步骤一一所述矢量xl进行参数为αl、Vl的离散四项WFRFT具体为：
xl的WFRFT定义为：
其中，xl，0，xl,1，xl,2，xl,3分别是xl的0～3次归一化离散傅立叶变换，为加权分数傅里叶变换的数学符号表示，w0、w1、w2、w3表示加权系数；
xl通过对sl进行阶数为-αl、Vl的离散四项WFRFT求得：
xl＝w0(-αl,Vl)sl,0+w1(-αl,Vl)sl,1+w2(-αl,Vl)sl,2+w3(-αl,Vl)sl,3 (2)
sl,0，sl,1，sl,2，sl,3分别是sl的0～3次DFT，DFT即离散傅里叶变换。
3.根据权利要求2所述的基于时间交织的多矢量WFRFT混合载波并行传输方法，其特征在于，公式(1)中所述加权系数具体计算步骤为：
设加权系数w0、w1、w2、w3的一般形式为wp，p＝0,1,2,3，则wp表示为：
<mrow>
<msub>
<mi>w</mi>
<mi>p</mi>
</msub>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msub>
<mi>&alpha;</mi>
<mi>l</mi>
</msub>
<mo>,</mo>
<msub>
<mi>m</mi>
<mi>k</mi>
</msub>
<mo>,</mo>
<msub>
<mi>n</mi>
<mi>k</mi>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<mn>4</mn>
</mfrac>
<munderover>
<mo>&Sigma;</mo>
<mrow>
<mi>k</mi>
<mo>=</mo>
<mn>0</mn>
</mrow>
<mn>3</mn>
</munderover>
<mi>exp</mi>
<mo>{</mo>
<mo>&PlusMinus;</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mi>j</mi>
<mn>2</mn>
<mi>&pi;</mi>
</mrow>
<mn>4</mn>
</mfrac>
<mo>&lsqb;</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>4</mn>
<msub>
<mi>m</mi>
<mi>k</mi>
</msub>
<mo>+</mo>
<mn>1</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
<msub>
<mi>&alpha;</mi>
<mi>l</mi>
</msub>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>k</mi>
<mo>+</mo>
<mn>4</mn>
<msub>
<mi>n</mi>
<mi>k</mi>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>-</mo>
<mi>p</mi>
<mi>k</mi>
<mo>&rsqb;</mo>
<mo>}</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>3</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
Vl＝[MV,NV]，当Vl＝0时sl为单参数WFRFT，单参数WFRFT受控于参数αl，并且与傅立叶变换一样具有周期为4的循环特性；其中，αl取[-2,2]或[0,4]区间内的实数，MV＝[m0,m1,m2,m3]、NV＝[n0,n1,n2,n3]；MV中元素m0,m1,m2,m3的一般形式为mk，NV中元素n0,n1,n2,n3的一般形式为nk，k＝0,1,2,3，j是虚数单位。
4.根据权利要求1或2所述的基于时间交织的多矢量WFRFT混合载波并行传输方法，其特征在于，所述步骤二中多矢量WFRFT混合载波并行接收具体过程为：
步骤二一：接收步骤一五中传送的数据去掉CP、完成串并转换后，得到一个长度为N的符号序列；
步骤二二：将长度为N的符号序列分为数据互不重叠的L个长度为M的子接收序列，并进行深度为L的交织；
步骤二三：将步骤二二中交织后的数据，每相邻L个分为一组，进行长度为L的DFT，共进行M次DFT，这M次DFT可以并行同时进行；
步骤二四：将步骤二三中经过M次DFT后的数据序列进行深度为L的解交织；
步骤二五：解交织后，每相邻M个数据符号分为一组，共得到L个独立的接收矢量；这L个参数为αl、Vl的接收矢量各自独立地进行WFRFT矢量检测，得到发送矢量的估计序列
5.根据权利要求4所述的基于时间交织的多矢量WFRFT混合载波并行传输方法，其特征在于，所述步骤二五中WFRFT矢量检测具体过程为：
步骤二五一、对yl×Λl的结果进行DFT得到中间变量B，其中，yl为步骤二五中解交织后的第l个接收矢量，M×M对角矩阵Λl为：
Λl＝diag{1,exp(-j2π·l/N),exp(-j2π·2l/N),…,exp(-j2π·(M-1)l/N)} (4)
步骤二五二、对B进行ZF检测算法或者MMSE检测算法之后，再进行IDFT得到中间变量D，即对B×CLE的结果进行IDFT得到中间变量D；其中，ZF检测算法时MMSE检测算法时N×N维的对角矩阵Hf是传输所经过频率选择性衰落信道的频域形式；M×M对角矩阵Hl的元素为[Hl]m,m＝[Hf]l+mL,l+mL，m∈{0,…,M-1}，γ为接收信噪比，IM表示M×M单位矩阵，Hl表示第l个矢量所经过的信道，表示Hl的共轭转置；
步骤二五三、将的结果进行参数为-αl、Vl的WFRFT，得到发送矢量的估计序列
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Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108920419A (zh) * | 2018-06-20 | 2018-11-30 | 沈阳理工大学 | 基于单参数的分数阶Fourier逆变换分级扫描方法 |
| CN108964731A (zh) * | 2018-08-23 | 2018-12-07 | 哈尔滨工业大学 | 基于快速卷积的无循环前缀滤波混合载波连续流传输方法 |
| CN109617840A (zh) * | 2019-01-22 | 2019-04-12 | 哈尔滨工业大学 | 一种基于重叠保留法的部分fft通信信号检测方法 |
| CN110830405A (zh) * | 2019-11-07 | 2020-02-21 | 哈尔滨工程大学 | 一种基于分层wfrft架构的非对称混合载波信号传输方法 |
| CN111371531A (zh) * | 2020-02-19 | 2020-07-03 | 哈尔滨工业大学 | 基于扩展加权分数傅里叶变换的时域能量交织传输方法 |
| CN112714090A (zh) * | 2020-12-23 | 2021-04-27 | 哈尔滨工业大学 | 一种加权分数傅里叶变换扩展混合载波传输方法 |
| CN112865922A (zh) * | 2021-01-18 | 2021-05-28 | 哈尔滨工业大学 | 一种扩展混合载波调制与数据交织的协同传输方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103441822A (zh) * | 2013-09-16 | 2013-12-11 | 哈尔滨工业大学 | 基于加权分数傅立叶变换及能量扩展变换的信号调制方法 |
| CN104917599A (zh) * | 2015-06-11 | 2015-09-16 | 哈尔滨工业大学 | 同步系统中加权分数傅里叶变换扩时传输方法 |
| CN106301691A (zh) * | 2016-11-04 | 2017-01-04 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 基于变换域的低密度奇偶校验码干扰抑制方法 |
| CN105704078B (zh) * | 2014-11-26 | 2019-01-25 | 华为技术有限公司 | 一种混合载波通信系统的带内陷波方法及装置 |
-
2017
- 2017-10-13 CN CN201710952836.5A patent/CN107707501B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103441822A (zh) * | 2013-09-16 | 2013-12-11 | 哈尔滨工业大学 | 基于加权分数傅立叶变换及能量扩展变换的信号调制方法 |
| CN105704078B (zh) * | 2014-11-26 | 2019-01-25 | 华为技术有限公司 | 一种混合载波通信系统的带内陷波方法及装置 |
| CN104917599A (zh) * | 2015-06-11 | 2015-09-16 | 哈尔滨工业大学 | 同步系统中加权分数傅里叶变换扩时传输方法 |
| CN106301691A (zh) * | 2016-11-04 | 2017-01-04 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 基于变换域的低密度奇偶校验码干扰抑制方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 沙学军: "基于WFRFT的抗调制方式识别方法", 《无线电通信技术》 * |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108920419A (zh) * | 2018-06-20 | 2018-11-30 | 沈阳理工大学 | 基于单参数的分数阶Fourier逆变换分级扫描方法 |
| CN108920419B (zh) * | 2018-06-20 | 2022-03-01 | 沈阳理工大学 | 基于单参数的分数阶Fourier逆变换分级扫描方法 |
| CN108964731A (zh) * | 2018-08-23 | 2018-12-07 | 哈尔滨工业大学 | 基于快速卷积的无循环前缀滤波混合载波连续流传输方法 |
| CN108964731B (zh) * | 2018-08-23 | 2020-12-29 | 哈尔滨工业大学 | 基于快速卷积的无循环前缀滤波混合载波连续流传输方法 |
| CN109617840B (zh) * | 2019-01-22 | 2021-06-11 | 哈尔滨工业大学 | 一种基于重叠保留法的部分fft通信信号检测方法 |
| CN109617840A (zh) * | 2019-01-22 | 2019-04-12 | 哈尔滨工业大学 | 一种基于重叠保留法的部分fft通信信号检测方法 |
| CN110830405A (zh) * | 2019-11-07 | 2020-02-21 | 哈尔滨工程大学 | 一种基于分层wfrft架构的非对称混合载波信号传输方法 |
| CN110830405B (zh) * | 2019-11-07 | 2022-04-05 | 哈尔滨工程大学 | 一种基于分层wfrft架构的非对称混合载波信号传输方法 |
| CN111371531A (zh) * | 2020-02-19 | 2020-07-03 | 哈尔滨工业大学 | 基于扩展加权分数傅里叶变换的时域能量交织传输方法 |
| CN112714090A (zh) * | 2020-12-23 | 2021-04-27 | 哈尔滨工业大学 | 一种加权分数傅里叶变换扩展混合载波传输方法 |
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| CN112865922A (zh) * | 2021-01-18 | 2021-05-28 | 哈尔滨工业大学 | 一种扩展混合载波调制与数据交织的协同传输方法 |
| CN112865922B (zh) * | 2021-01-18 | 2022-07-19 | 哈尔滨工业大学 | 一种扩展混合载波调制与数据交织的协同传输方法 |
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