KR20170057764A - 무선 통신 시스템에서 부분 후보 기반의 신호 검출 장치 및 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 부분 후보 기반의 신호 검출 장치 및 방법 Download PDF

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KR20170057764A
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Abstract

본 개시는 LTE와 같은 4G 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 제공될 5G 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 상기와 같은 다양한 실시 예에 따른 장치의 동작 방법은, 송신 장치로부터 복수의 캐리어들을 통해 수신되는 신호에 기반하여 초기 검출결과를 생성하는 과정과, 채널 이득에 기반하여 상기 초기 검출결과에서 제1 검출영역을 결정하는 과정과, 가능한 심볼들을 상기 초기 검출결과의 상기 제1 검출영역에 삽입하여 제1 복수의 심볼군들을 생성하는 과정과, 상기 제1 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제1 심볼군에 기반하여 제1 검출결과를 생성하는 과정을 포함할 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 부분 후보 기반의 신호 검출 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DETECTING SIGNALS BASED ON PARTIAL CANDIDATE IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
아래의 실시 예들은 무선 통신 시스템에서의 신호 검출을 위한 기술들에 관한 것이다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
무선 통신 시스템들은 전 세계의 대다수 사람들로 하여금 통신하게 하는 일반적인 수단이 되었다. 무선 통신 시스템의 발전에 따라 사용자들의 음성 통화뿐만 아니라 다양한 멀티미디어 서비스와 같은 대용량의 데이터 서비스에 대한 요구가 증가하고 있다. 이에, 무선통신 기술로 멀티 캐리어 환경이 도입되었고, 멀티 캐리어의 전송 방식 중 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM') 전송 방식의 사용이 대두되었고, 현재 4세대 통신기술로서 사용되고 있다
최근에는, 무선 통신 기술 분야가 발달과 함께 데이터를 동시에 송신 및 수신하기 위하여 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템(이하 'MIMO 시스템')이 관심을 받고 있다. MIMO 시스템은 다수의 안테나를 사용하여 무선 통신 시스템의 용량을 향상시키고, 현저한 추가적 스펙트럼 또는 전력을 요구하지 않고도 데이터는 다수의 서브-데이터로 분할되어 동시에 전송 및 수신이 가능하다.
수신 장치에서는 수신 성능을 높이기 위해 최대 우도 검출 방식(maximum likelihood detection, 이하 'ML 검출')을 이용한다. 그러나 멀티 캐리어 및 MIMO 시스템에 있어서, 기존의 ML 검출을 그대로 적용하기에는 연산과정에서 높은 복잡도의 문제가 있어왔다. 기존의 ML 수신기의 성능을 만족시키면서 복잡도를 줄이는 방법에 대한 연구들이 많이 진행되었었으나 복잡도를 감소하기 위해, 이를 멀티 캐리어 환경 및 MIMO 시스템에 적용 시, 캐리어간의 간섭, 심볼간의 간섭을 효율적으로 고려하지 못하는 문제가 발생한다.
아래의 실시 예들은, 부분 후보 기반의 최대 우도(maximum likelihood)를 검출하여 최적의 신호를 검출하기 위한 장치 및 방법을 제공하기 위한 것이다.
다양한 실시 예에 따른 장치(apparatus)의 동작 방법은 송신 장치로부터 복수의 캐리어들을 통해 수신되는 신호에 기반하여 초기 검출결과를 생성하는 과정과, 채널 이득에 기반하여 상기 초기 검출결과에서 제1 검출영역을 결정하는 과정과, 가능한 심볼들을 상기 초기 검출결과의 상기 제1 검출영역에 삽입하여 제1 복수의 심볼군들을 생성하는 과정과, 상기 제1 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제1 심볼군에 기반하여 제1 검출결과를 생성하는 과정을 포함할 수 있다.
다양한 실시 예에 따른 장치는, 제어부를 포함할 수 있다. 상기 제어부는 상기 송신 장치로부터 복수의 캐리어들을 통해 수신되는 신호에 기반하여 초기 검출결과를 생성하도록 구성되고, 채널 이득에 기반하여 초기 검출결과에서 제1 검출영역을 결정하도록 구성되고, 가능한 심볼들을 상기 초기 검출결과의 상기 제1 검출영역에 삽입하여 제1 복수의 심볼군들을 생성하도록 구성되고, 상기 제1 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제1 심볼군에 기반하여 제1 검출결과를 생성하도록 구성될 수 있다.
다양한 실시 예에 따른 장치 및 방법은 부분 후보 기반의 최대 우도 검출을 수행함으로써, 기존의 최대 우도 검출 방식의 복잡도를 감소시킴과 동시에 기존 방식과 동일한 성능을 가질 수 있다.
본 개시의 보다 완전한 이해를 위해 첨부된 도면을 참고하여 아래의 상세한 설명이 이루어진다. 도면에서 동일한 참조번호는 동일한 구성 요소를 나타낸다.
도 1은 무선 통신 시스템에서 송신 장치와 수신 장치를 도시한다.
도 2는 일반적인 ML(maximum likelihood) 검출의 성상도를 도시한다.
도 3a는 MIMO-OFDM(Multiple Input Multiple Output Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 유효 채널(effective channel) 신호의 세기를 도시한다.
도 3b는 SISO-FBMC(Single Input Single Output Filter Bank Multi Carrier) 시스템에서 유효 채널 신호의 세기를 도시한다.
도 4는 무선 통신 시스템에서 멀티캐리어를 고려한 복수의 심볼군들을 도시한다.
도 5는 무선 통신 시스템에서 멀티캐리어 및 다수의 안테나들을 고려한 심볼군을 도시한다.
도 6은 일 실시 예에 따른 수신 장치를 도시한다.
도 7은 일 실시 예에 따른 수신 장치의 제어부를 도시한다.
도 8은 일 실시 예에 따른 제1 검출결과를 생성하는 동작을 도시한 흐름도이다.
도 9는 일 실시 예에 따른 제2 검출결과를 생성하는 동작을 도시한 흐름도이다.
도 10은 일 실시 예에 따른 제3 검출결과를 생성하는 동작을 도시한 흐름도이다.
도 11은 일 실시 예에 따른, 수신부에 의해 수신된 신호에 기반하여 상기 초기 검출결과를 생성하는 동작을 도시한 흐름도이다.
도 12는 일 다양한 실시 예에 따른 부분 후보에 기반한 최대 우도 검출의 동작을 도시한다.
도 13은 일 실시 예에 따른 상기 제1 검출영역을 결정하는데 필요한 기준들을 도시한다.
도 14는 일 실시 예에 따른, 심볼 간들 비교를 통해 제3 검출영역을 결정하는 동작을 도시한다.
도 15는 일 실시 예에 따른, 제3 검출영역을 결정하기 위하여 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 비교하는 동작을 도시한다.
도 16은 일 실시 예에 따른, ML 검출에 필요한 SIR 평균값을 통해 제3 검출영역을 결정하는 동작을 도시한 흐름도이다.
도 17은 일 실시 예에 따른, ML 검출에 필요한 SIR 평균값과 채널 이득을 비교하여 제3 검출영역을 결정하는 동작을 도시한다.
도 18은 FBMC 시스템의 모델을 도시한다.
도 19는 일 실시 예에 따른, 지연확산을 고려하여 ML 검출을 수행하는 동작의 흐름도이다.
도 20은 무선 통신 시스템에서 송신 안테나의 채널 이득을 도시한다.
도 21a는 MIMO-OFDM 시스템에서, 다양한 실시 예에 따른 BER 성능과 기존 방식에 따른 BER 성능을 도시한 그래프이다.
도 21b는 MIMO-FBMC 시스템에서, 다양한 실시 예에 따른 BER 성능과 기존 방식에 따른 BER 성능을 도시한 그래프이다.
도 21c는 MIMO-OFDM 시스템에서, 순서 알고리즘의 적용 유무를 고려한, 다양한 실시 예에 따른 BER 성능과 기존 방식에 따른 BER 성능을 도시한 그래프이다.
도 22a는 MIMO-OFDM 시스템에서, 다양한 실시 예에 따른 BER 성능과 기존 방식에 따른 BER 성능을 도시한 그래프이다.
도 22b는 MIMO-FBMC 시스템에서, 다양한 실시 예에 따른 BER 성능과 기존 방식에 따른 BER 성능을 도시한 그래프이다.
도 23은 다양한 실시 예와 기존 방식에 따른 변조 차수에 대한 복잡도를 도시한다.
이하 첨부된 도면을 참고하여 다양한 실시 예들의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 다양한 실시 예들을 설명에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 다양한 실시 예들에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
이하 본 개시에서는 멀티 캐리어 및 MIMO 시스템에서 최대 우도(maximum likelihood)를 검출하기 위한 기법에 대해 설명한다.
이하 설명에서 사용되는 정보를 지칭하는 용어(예: 신호, 심볼), 결과를 지칭하는 용어(예: 검출결과), 수신 장치의 구성 요소를 지칭하는 용어(예: 수신부, 제어부) 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 발명이 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다.
멀티 캐리어 시스템들은 다양한 이유로 인해 캐리어간 간섭(inter-carrier interference, ICI) 심볼간 간섭(inter-symbol interference, ISI)가 발생하게 된다. OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)의 경우 시간의 변화에 의존적인 환경(time-invariant) 또는 수신기의 오실레이터(oscillator)의 문제 등으로 인해 ICI가 발생한다. FBMC (Filter Bank Multi Carrier) 의 경우 지연확산(delay spread) 환경에서 필터의 직교성이 손상되어 ICI, ISI가 모두 발생한다. 상기 간섭들로 인해 멀티캐리어 시스템에서 최대 우도 검출 방식(maximum likelihood detection, 이하 'ML 검출')의 적용이 어렵다. 기존의 제안되었던 ML 검출 방식들은 가능한 심볼군들을 모두 고려하기 때문에 복잡도가 지나치게 증가하여, 실제로 구현이 불가능한 문제가 있었다. 또한 채널 이득이 강한 영역에 대해서만 검출을 수행할 경우, 다른 캐리어를 포함하는 영역에 대하여 간섭의 영향을 고려할 수 없는 문제가 있었다.
톤 별(per-tone)로 수행되는 기존의 ML 검출은 신호간섭비(signal-to interference ratio)의 일정크기를 보장하지 못하기 때문에 오류가 발생한다. 이와 같은 오류를 방지하고자, 멀티캐리어 시스템 전체에 대해서 ML 검출을 수행하려는 경우, 연산량이 많아져 실제로 적용이 불가능하다.
멀티캐리어 시스템에서 간섭은 일반적인 MIMO 시스템과는 달리 특정 부분에 집중되어 있는 형태를 가지고 있다. 따라서 집중되어 있는 부분에 대하여 일정한 처리를 하면, 간섭의 효과를 최소화할 수 있다. 복잡도가 낮은 펄톤 선형 리시버(per-tone linear receiver)를 사용하여 임시 심볼들(
Figure pat00001
)을 검출한다. 서브캐리어들 각각에 대하여 간섭이 없다는 가정하에 수신된 신호를 근사치로 측정(approximation)할 수 있다. 이후 상기 측정된 신호에 대하여 캐리어 이퀄라이저(EQ)를 이용하여, 캐리어 각각에 대한 심볼들을 검출할 수 있다. 상기 임시 심볼들(
Figure pat00002
)을 순서 알고리즘을 적용하여 정렬할 수 있다. 송신 안테나의 평균 채널 이득이 큰 안테나를 기준으로 주파수 도메인에서 정렬할 수 있다. FBMC 시스템의 경우 지연확산(delay spread)의 영향을 가장 적게 받은 서브-심볼을 우선적으로 검출하도록 시간 도메인에서 정렬할 수 있다. FBMC 환경에서, CFO와 현재 채널의 시간 변화 의존도를 포함한 각 FBMC의 서브-심볼의 유효 채널을 추정할 수 있다. 상기 FBMC 서브-심볼의 상기 유효 채널의 SINR을 측정하여 지연확산이 발생한 지표로 사용이 가능하다.
상기 임시 심볼들(
Figure pat00003
)을 다수의 후보군으로 분할한다. 상기 후보군의 크기는 채널, 필터, 변조방식의 특성에 따라 능동적으로 설정할 수 있다. 현재의 채널 상태와 필터의 특성을 기반으로 SIR값을 측정한 후, SIR값을 기반으로 ML 검출에 사용할 서브캐리어들의 개수를 조절할 수 있다. 변조 차수에 따라, 특정 캐리어 내에서 상기 후보군의 크기를 조정할 수 있다. 상기 다수의 후보군을 상기 정렬에 기반하여 순차적으로 ML 검출을 수행한다. 새 심볼들(
Figure pat00004
)이 검출될 수 있다.
상기 임시 심볼들(
Figure pat00005
)과 상기 새 심볼들(
Figure pat00006
)을 비교한다. 심볼들을 모두 비교하여 차이가 있는 부분에 대하여, 재검출 서브캐리어 영역으로 설정할 수 있다. 또한 임시 심볼들(
Figure pat00007
)과 수신 신호와의 거리, 새 심볼들(
Figure pat00008
)과 수신 신호와의 거리를 일일이 비교하여, 새 심볼들(
Figure pat00009
)과 수신 신호와의 거리가 더 큰 부분에 대하여 재검출 서브캐리어 영역으로 설정할 수 있다. 특정 캐리어가 ML 검출을 수행하기에 필요한 평균 SIR값을 보장하지 못할 경우, 상기 재검출 서브캐리어 영역으로 설정할 수 있다. 상기 재검출 서브캐리어 영역에 대하여 ML 검출을 수행한다. 상기 새로운 심볼들(
Figure pat00010
) 보다 더 실제 신호와 근접한 심볼들이 검출될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예에 따를 때, OFDM 환경에서는 캐리어 주파수 오프셋(carrier frequency offset, CFO)이 존재하는 환경에서 최적의 ML 검출의 비트오류율(bit error rate, BER)에 근접할 수 있다. 일정한 파라미터에서는 BER
Figure pat00011
을 기준으로, FBMC에서의 ML 검출에 비해 약 2.7 dB의 성능 개선을 보일 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예에 따를 때, FBMC 환경에서는 간섭제거를 동반하는 ML 검출에 비해 큰 이득을 보인다. OFDM 환경보다 낮은 BER 성능을 갖는 점은 정렬 알고리즘의 최적화와 심볼들과 수신 신호와의 거리 비교를 통해 개선할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예에 따른 장치는 간섭을 제거하는 과정 없이 멀티 캐리어 시스템에서 ML 검출을 수행하는 장점이 있고, 낮은 복잡도를 유지하면서 원하는 BER 성능을 얻을 수 있는 장점이 있다. 또한 간섭을 고려하기 위해 인접한 서브캐리어를 포함하여 ML 검출을 수행하는 'banded ML'에 비해 복잡도가 크게 줄어드는 장점이 있다. 또한 주파수 도메인에 대한 송신 안테나 별 평균 채널 이득은 전체 안테나 영역에 대한 특성을 비교적 잘 나타낼 수 있다. ML 검출과정에서 안테나에 대한 정렬은 불가능한데, 본 개시의 다양한 실시 예에서는 송신 장치의 안테나에서의 채널 이득에 따라 정렬을 함으로써, 2차원적인 문제를 1차원적으로 치환한다는 장점이 있다.
도 1은 무선 통신 시스템에서 송신 장치와 수신 장치를 도시한다.
상기 도 1을 참고하면, MIMO시스템은 송신 장치 110에
Figure pat00012
개의 안테나, 수신 장치 120에는
Figure pat00013
개의 안테나로 구성될 수 있다. 송신 장치 110에서는 신호 s를 송신하고, 수신 장치 120은 신호 y를 수신한다. 실제 전송시에 발생하는 잡음을 고려시, 하기의 수학식 1로 표현할 수 있다.
Figure pat00014
수학식 1에서, s는 송신 장치 110이 송신하는 신호, y는 수신 장치 120이 수신하는 신호, n은 실제 전송시에 발생하는 잡음이다. [
Figure pat00015
]는 x번째 수신 장치 120의 안테나 및 y번째 송신 장치 110의 안테나 간의 채널이다.
Figure pat00016
는 상기 송신 장치 110의 안테나의 개수이고,
Figure pat00017
은 상기 수신 장치 120의 안테나의 개수이다.
도 2는 일반적인 ML 검출의 성상도를 도시한다.
상기 도 2를 참고하면, 성상도 200은 변조방식 4 QAM (Quadrature Amplitude Modulation)에 따른 성상도를 나타낸다. 성상도 200은 수신벡터 210을 포함할 수 있다. 상기 벡터 210은 수신 장치 120에서 수신되는 상기 신호 y의 일부 신호에 대응될 수 있다. 성상도 200은 성상점 220, 221, 222, 223을 포함할 수 있다. 수신벡터 210은 상기 4개의 성상점 중 하나에 대응될 수 있다. 수신 장치는 수신벡터210부터 성상점 220, 221, 222, 223까지의 거리를 각각 측정한다. 거리 230, 231, 232, 233에 각각 대응된다. 상기 성상점 220, 221, 222, 223은 각각
Figure pat00018
에 대응된다. 상기 거리는 유클리디안 거리(Euclidean distance)일 수 있다.
상기 거리가 가까울 수록, 실제 신호가 갖는 심볼값과 같을 확률이 커질 수 있다. 성상도 200에서, 수신 장치는 상기 측정된 거리들 중에서 가장 작은 값인 상기 거리 230을 결정할 수 있다. 상기 수신 장치는 상기 거리 230에 대응하는 상기 성상점 220을 결정할 수 있다. 상기 결정된 성상점에 대응되는
Figure pat00019
는 상기 신호 y의 일부에 해당하는 값이라고 결정할 수 있다. 상기 검출을 하기의 수학식 2로 표현할 수 있다.
Figure pat00020
Figure pat00021
는 상기 신호 y의 일부에 해당하는 값, H는 채널행렬, s는 심볼변수,
Figure pat00022
는 가능한 심볼값들이다. 수신 신호 y의 일부에 해당하는 값인
Figure pat00023
값이 송신 장치에서 어떤 심볼이었는지 결정하기 위하여, 가능한 심볼값들
Figure pat00024
을 상기 수학식 2의 심볼변수 s에 모두 대입할 수 있다. 상기 수학식 2에 서술된 바와 같이, 유클리디안 거리가 가장 짧은 심볼값을
Figure pat00025
값으로 결정할 수 있다.
도 3a는 MIMO-OFDM(Multiple Input Multiple Output Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 유효 채널(effective channel) 신호의 세기를 도시한다.
상기 도 3a를 참고하면, 그래프 300의 가로축 301은 송신 장치의 서브캐리어의 인덱스, 상기 그래프 300의 세로축 302는 수신 장치의 서브캐리어 인덱스를 나타낸다. 하나의 서브캐리어 인덱스는 하나의 물리적 서브캐리어 및 하나의 안테나 쌍의 조합에 의해 특정될 수 있다. 즉, 상기 서브캐리어 인덱스의 최대값은 안테나의 개수 및 서브캐리어의 개수에 따라 정해질 수 있다. 도 3a에 도시된 바와 같이, 가로축 301은 128개의 인덱스, 세로축 302는 128개의 인덱스를 가질 수 있다. 송신 장치의 안테나 개수는 2개, 수신 장치의 안테나 개수는 2개, 서브캐리어의 개수는 64개이고 따라서 송신단과 수신단은 모두 총 128개의 유효 서브캐리어들을 가질 수 있다. 송신 장치의 제1 안테나와 수신 장치의 제1 안테나 간의 유효채널은 제2 사분면 312, 송신 장치의 제1 안테나와 수신 장치의 제2 안테나 간의 유효채널은 제1 사분면 314, 송신 장치의 제2 안테나와 수신 장치의 제1 안테나 간의 유효채널은 제2 사분면 311, 송신 장치의 제2 안테나와 수신 장치의 제2 안테나 간의 유효채널은 제4 사분면 311일 수 있다. 선의 색깔이 진할수록 강한 신호의 세기를 의미하고, 선의 색깔이 연할수록 낮은 신호의 세기를 의미할 수 있다.
상기 그래프 300을 참고할 때, 인접하지 아니한 서로 다른 캐리어들간의 이득이 영(0)에 근접할 수 있다. 그러나 상기 송신 장치 및 상기 수신 장치의 안테나들 각각 동일한 캐리어에서 가장 높은 이득을 가짐이 확인될 수 있다.
도 3b는 SISO-FBMC(Single Input Single Output Filter Bank Multi Carrier) 시스템에서 유효 채널 신호의 세기를 도시한다.
상기 도 3b를 참고하면, 상기 시스템은 듀얼 필터뱅크 FBMC(dual filterbank FBMC)일 수 있다. 상기 듀얼 필터뱅크 FBMC는 4개의 FBMC 서브-심볼들을 가질 수 있다. 그래프 350의 가로축 351은 송신 장치의 서브캐리어들의 인덱스, 상기 그래프 350의 세로축 352는 수신 장치의 서브캐리어들의 인덱스를 도시한다. 도 3b에 도시된 바와 같이, 가로축 351은 64개의 인덱스, 세로축 352는 64개의 인덱스를 가질 수 있다.
상기 그래프 350의 정사각형은 256 X 256의 크기를 가질 수 있다. 상기 그래프 350의 상기 정사각형을 4등분 했을 때, 128 x 128 크기의 4개의 정사각형이 생성될 수 있다. 상기 4개의 정사각형은 각각 상기 4개의 FBMC 서브-심볼들에 대응될 수 있다. 상기 4개의 정사각형 각각은 필터간 유효 채널을 나타낼 수 있다. 상기 4개의 정사각형은 각각 가로축 32개의 서브캐리어, 세로축 32개의 서브캐리어를 가질 수 있다. 상기 4개의 정사각형은 각각 128 X 128의 크기를 가질 수 있다. 제1 사분면 364, 제3 사분면 361는 서로 다른 필터 간 유효 채널이므로, 이득이 거의 없으나, 제2 사분면 362, 제4 사분면 363은 동일한 필터간의 유효 채널이므로, 대각선 방향 부분에서 가장 높은 이득을 가짐이 확인될 수 있다. 제4 사분면 363의 경우에는 필터의 특성이 좋지 못해서, 이에 대응하는 FBMC 서브-심볼들로부터 간섭의 영향이 더 크게 나타날 수 있다.
도 3a 및 도 3b에 도시된 바와 같이, 멀티캐리어 시스템에서 유효채널을 수신하는 경우, 신호가 일정 영역에서 집중되어 있는 현상이 나타낼 수 있다. 신호의 세기가 강할 경우, 주위 캐리어들에 미치는 영향력이 강하고 이에 따라 간섭의 영향도 강할 수 있다. 다양한 실시 예에 따를 때, 상기 집중되어 있는 부분을 고려하여 수신되는 신호에 일정한 처리를 수행한 뒤 신호를 검출하는 경우, 보다 효율적으로 간섭의 효과를 제거할 수 있다. 상기 간섭은 캐리어 간의 간섭 또는 심볼간의 간섭일 수 있다.
도 4는 무선 통신 시스템에서 멀티캐리어를 고려한 복수의 심볼군들을 도시한다.
상기 도 4를 참고하면, 심볼군 410은 송신 장치 110에서 송신한 신호 s일 수 있다. 각 심볼들은 서로 다른 캐리어에 대응될 수 있다. 4 QAM의 변조방식을 따르는 경우, 하나의 캐리어에 4개의 심볼들(
Figure pat00026
)이 대응될 수 있다. ML 검출을 수행하는 경우, 상기 4개의 심볼들 및 4개의 캐리어들이 존재하므로, 256 (
Figure pat00027
)개의 심볼군들이 생성될 수 있다. 상기 256개의 심볼군들은 복수의 심볼군들 420일 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예에 따를 때, 송신 장치 110에서 송신한 신호 s에 대하여 초기 검출결과 430을 생성할 수 있다. 초기 검출결과 430에서 채널 이득에 기반하여 검출영역 435를 결정할 수 있다. 가능한 심볼들을 초기 검출결과 430의 검출영역 435에 삽입하여 복수의 심볼군들 440을 생성할 수 있다. 상기 검출영역 435는 검출영역 445에 대응될 수 있다. 4 QAM의 변조방식을 따르는 경우, 검출영역 445에 4개의 심볼들이 대응될 수 있다. 다른 영역의 심볼들은 ML 검출시 앞서 검출된 값으로 고정될 수 있다. 상기 검출영역 445의 검출이 끝나면 그 외의 영역에 대하여 ML 검출을 수행할 수 있다. 상기 그 외의 영역은 검출영역 455를 포함할 수 있다. 상기 도 4에 도시된 바와 같이, 검출영역은 캐리어 단위로 이루어질 수 있다. 상기 복수의 심볼군들 440은 4개의 심볼군들을 가질 수 있다. 총 4개의 캐리어가 사용되므로, 전체에 대하여 ML 검출이 수행되는 경우, 전체 복수의 심볼군들은 16개(4 X 4)의 심볼군들을 가질 수 있다. 상기 복수의 심볼군들 440의 경우 초기 검출결과 430을 기반으로 심볼군들을 생성할 수 있다. 따라서 실제 신호의 간섭의 영향을 고려할 수 있다. 또한 더 적은 심볼군의 개수를 후보들로서 가질 수 있다. 이에 따라, 복수의 심볼군들 420 보다 복잡도가 감소할 수 있다.
도 5는 무선 통신 시스템에서 멀티캐리어 및 다수의 안테나들을 고려한 심볼군을 도시한다.
상기 도 5를 참고하면, 축 510은 송신 장치의 안테나, 축 520은 캐리어, 축 530은 신호가 가질 수 있는 심볼들을 도시한다. 사각형 540은 ML 검출시 가능한 심볼군들 중 하나의 심볼군의 크기를 나타낼 수 있다. 상기 심볼들의 개수는 변조방식에 따라 결정될 수 있다.
상기 도 5에서 도시된 바와 같이, 송신 장치의 안테나는 2개(
Figure pat00028
), 캐리어의 개수는 4개(
Figure pat00029
)이고, 신호는 4 QAM의 변조방식을 따르므로 4개의 심볼들 중 하나를 가질 수 있다. ML 검출시 가능한 심볼군들 중 하나의 심볼군의 크기는 8 (2X4)이다. 전체에 대하여 ML 검출을 수행하는 경우, 하나의 심볼군의 크기는 8이고, 가능한 심볼군들의 총 개수는
Figure pat00030
개이다. 상기 ML 검출은
Figure pat00031
의 복잡도를 가질 수 있다. 장치로 구현시, 복잡도가 높은 경우 현실적인 구현이 어려울 수 있다. 따라서 ML 검출시 복잡도를 감소시킬 수 있는 기법이 필요하다.
이하 설명에서 상기 MIMO 시스템은 2개의 송신 안테나들을 구비하는 송신 단과 2개의 수신 안테나를 구비하는 수신 단을 포함하여 구성되는 것으로 가정한다. 캐리어의 개수는 4개이고, 변조방식은 다른 설명이 없는 경우 4 QAM을 가정한다. 상기 송신 단과 수신 단이 다수 개의 안테나를 구비하는 경우 동일하게 적용할 수 있다.
도 6은 일 실시 예에 따른 수신 장치를 도시한다. 상기 수신 장치는 도 1에 개시된 상기 수신 장치 120일 수 있다.
상기 도 6을 참고하면, 수신 장치 120은 수신부 610과 제어부 620으로 구성될 수 있다. 수신부 610은 신호를 수신할 수 있다. 즉, 수신부 610은 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행한다. 예를 들어, 수신부 610은 시스템의 물리 계층 규격에 따라 RF(radio frequency) 신호, 기저대역 신호 간 변환 기능을 수행한다. 예를 들어, 데이터 수신 시, 수신부 610은 적어도 하나의 안테나를 통해 RF 신호를 수신하고, RF 신호에 대한 처리 후, 기저대역 신호로 하향변환하고, 디지털 신호로 변환한다. 예를 들어, 수신부 610는 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(digital to analog convertor), ADC(analog to digital convertor) 등을 포함할 수 있다. 다수의 수신 안테나들이 구비된 경우, 수신부 610는 다수의 RF 체인들을 포함할 수 있다. 수신부 610는 'RF 처리부', '트랜시버' 등으로 지칭될 수 있다.
제어부 620은 수신부 610를 통해 수신된 신호를 처리한다. 예를 들어, 제어부 620는 송신 장치로부터 다수의 서브캐리어들을 통해 수신되는 신호들에 대한 검출을 수행할 수 있다. 제어부 620는 '기저대역 처리부'로 지칭될 수 있다.
예를 들어, 상기 제어부 620은 상기 송신 장치로부터 복수의 캐리어들을 통해 수신되는 신호에 기반하여 초기 검출결과를 생성하도록 구성되고, 채널 이득에 기반하여 초기 검출결과에서 제1 검출영역을 결정하도록 구성되고, 가능한 심볼들을 상기 초기 검출결과의 상기 제1 검출영역에 삽입하여 제1 복수의 심볼군들을 생성하도록 구성되고, 상기 제1 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제1 심볼군에 기반하여 제1 검출결과를 생성하도록 구성될 수 있다.
다양한 실시 예에 따를 때, 상기 제어부는 상기 초기 검출결과에서 상기 제1 검출영역에 대응하지 않는 제2 검출영역을 결정하도록 구성되고, 가능한 심볼들을 상기 제1 검출결과의 상기 제2 검출영역에 삽입하여 제2 복수의 심볼군들을 생성하도록 구성되고, 상기 제2 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제2 심볼군에 기반하여 제2 검출결과를 생성하도록 구성될 수 있다.
다양한 실시 예에 따를 때, 상기 제어부는 상기 초기 검출결과 및 상기 제2 검출결과에 기반하여 제3 검출영역을 결정하도록 구성되고, 가능한 심볼들을 상기 제3 검출영역에 삽입하여 제3 복수의 심볼군들을 생성하도록 구성되고, 상기 제3 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제3 심볼군에 기반하여 제3 검출결과를 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 제3 검출영역은 상기 초기 검출결과에서 상기 제2 검출결과에 대응하지 않는 검출영역일 수 있다.
다양한 실시 예에 따를 때, 상기 제1 검출영역은 상기 복수의 캐리어들 중 적어도 하나의 캐리어에 대응될 수 있다.
다양한 실시 예에 따를 때, 상기 적어도 하나의 캐리어는 상기 송신 장치에 포함된 안테나의 채널 이득의 크기에 기반하여 결정될 수 있다.
다양한 실시 예에 따를 때, 상기 적어도 하나의 캐리어는 상기 수신된 신호의 SIR(signal-to-interference ratio) 값에 따라 결정되고, 상기 SIR 값은 상기 송신 장치와 상기 수신 장치 간의 채널 상태 또는 필터의 특성 중 적어도 하나를 기반으로 측정되는 값일 수 있다.
다양한 실시 예에 따를 때, 상기 제1 검출영역은 상기 신호의 지연확산(delay spread)의 정도 또는 상기 신호의 변조 차수 중 적어도 어느 하나에 기반하여 결정될 수 있다.
도 7은 일 실시 예에 따른 수신 장치의 제어부를 도시한다. 상기 제어부는 도 6에 개시된 제어부 620일 수 있다.
상기 도 7을 참고하면, 제어부 620은 초기 검출결과 생성부 705, 검출결과 생성부 710, 검출영역 결정부 720, 복수의 심볼군들 생성부 730, 심볼군 결정부 740으로 구성될 수 있다.
초기 검출결과 생성부 705는 상기 수신 장치에 포함된 수신부로부터 수신 받은 신호를 입력으로 할 수 있다. 상기 입력에 대응하여, 심볼군의 형태인 상기 초기 검출결과를 생성할 수 있다. 상기 초기 검출결과를 출력으로 할 수 있다.
검출결과 생성부 710은 심볼군을 생성할 수 있다. 상기 심볼군은 전술한 도 6의 제어부에서 생성되는 제1 검출결과, 후술할 제2 검출결과 또는 후술할 제3 검출결과 중 어느 하나일 수 있다. 상기 심볼군 결정부 740에 의해 결정된 심볼군을 입력으로 할 수 있다. 검출결과가 생성된 뒤에, 재검출이 필요하다고 결정되는 경우, 상기 검출결과를 출력으로 할 수 있다. 상기 출력은 상기 검출영역 결정부 720의 입력이 될 수 있다.
검출영역 결정부 720은 채널 이득에 기반하여 검출영역을 결정할 수 있다. 상기 초기 검출결과 또는 상기 검출결과를 입력으로 할 수 있다. 상기 검출영역을 결정하는 과정은 ML 검출의 순서를 의미할 수 있다. 또한 상기 검출영역을 결정하는 과정은 ML 검출을 수행하는 경우, 가능한 심볼들의 조합인 복수의 심볼군들 중 하나의 심볼군의 크기를 의미할 수 있다. 상기 검출영역은 송신안테나들의 채널 이득, 지연확산의 영향, 채널의 상태, 필터의 특성, 신호의 변조 차수에 기반하여 결정될 수 있다. 상기 검출영역이 결정되면, 이를 출력으로 할 수 있다.
복수의 심볼군들 생성부 730은 상기 검출영역을 입력으로 할 수 있다. 검출결과에서 상기 검출영역에 가능한 심볼들을 모두 삽입하여 복수의 심볼군들을 생성할 수 있다. 상기 검출영역이 넓을수록 복수의 심볼군들의 개수는 지수적으로 증가할 수 있다. 상기 복수의 심볼군들을 출력으로 할 수 있다.
심볼군 결정부 740은 상기 복수의 심볼군들을 입력으로 할 수 있다. 상기 복수의 심볼군들을 후보로 하여, ML 검출을 수행할 수 있다. 상기 복수의 심볼군들 중 유클리디안 거리의 합이 최소가 되는 하나의 심볼군을 결정할 수 있다. 결정된 하나의 심볼군을 출력으로 할 수 있다.
도 8은 일 실시 예에 따른 제1 검출결과를 생성하는 동작을 도시한 흐름도이다. 이러한 동작 흐름은 도 1에 도시된 수신 장치 120에 의해 수행될 수 있다. 즉 도 8은 수신 장치 120의 동작 방법을 예시한다.
상기 도 8을 참고하면, 810 단계에서, 수신 장치는 송신 장치로부터 복수의 캐리어들을 통해 신호를 수신한다. 상기 수신 장치는 수신부를 이용하여 신호를 수신할 수 있다. 상기 수신부는 상기 수신 장치 120에 포함된 수신부 610일 수 있다. 상기 송신 장치는 도 1의 송신 장치 110일 수 있다.
820 단계에서, 제어부는 상기 수신된 신호에 기반하여 초기 검출결과(
Figure pat00032
)를 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 제어부는 상기 수신 장치 120에 포함된 제어부 620일 수 있다. 상기 제어부는 상기 초기 검출결과는 상기 복수의 캐리어들 별로 각각 수신된 신호열에 기반하여 생성될 수 있다. 상기 신호열들은 상기 수신된 신호에 대응된다.
830 단계에서, 상기 제어부는 채널 이득에 기반하여 상기 초기 검출결과에서 제1 검출영역을 결정하도록 구성될 수 있다. 상기 채널 이득은 송신 안테나 채널 이득의 평균값에 대응될 수 있다. 채널 이득이 높을수록 다른 검출영역에 미치는 간섭의 영향이 높고, 채널 이득이 낮을수록 다른 검출영역에 미치는 간섭의 영향이 낮을 수 있다. 상기 검출영역들은 적어도 하나의 캐리어에 대응될 수 있다. 따라서 채널 이득이 높은 상기 제1 검출영역에 대하여 먼저 ML 검출을 수행하게 되면, 다른 검출영역에 대하여 먼저 ML 검출을 수행했을 경우보다, 캐리어 간섭의 영향을 상대적으로 덜 받을 수 있다.
840 단계에서, 상기 제어부는 가능한 심볼들을 상기 초기 검출결과의 상기 제1 검출영역에 삽입하여 제1 복수의 심볼군들을 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 신호의 변조방식은 4 QAM 변조방식일 수 있다. 4 QAM 변조방식인 경우, 상기 가능한 심볼들은 4가지일 수 있다. 상기 캐리어들 및 안테나의 개수를 고려할 때, 제1 검출영역의 크기를
Figure pat00033
이라고 하면 제1 복수의 심볼군들의 크기, 즉 가능한 복수의 심볼군들의 수는
Figure pat00034
과 같다.
850 단계에서, 상기 제어부는 상기 제1 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제1 심볼군에 기반하여 제1 검출결과를 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 제1 복수의 심볼군들 각각에 대하여 ML 검출을 수행할 수 있다.
상기 ML 검출은 다음과 같은 과정으로 수행될 수 있다. 상기 제1 복수의 심볼군들 중 임의의 심볼군을 선택할 수 있다. 상기 선택된 임의의 심볼군의 심볼 각각에 대하여 상기 신호와의 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 측정하고, 이들을 모두 더하여 합산값을 생성할 수 있다. 상기 합산값의 크기가 최소가 되는 심볼군을 상기 제1 심볼군으로 결정할 수 있다. 상기 제1 심볼군은 상기 제1 검출결과에 대응될 수 있다.
도 9는 일 실시 예에 따른 제2 검출결과를 생성하는 동작을 도시한 흐름도이다. 이러한 상기 도 9를 참고하면, 910 단계에서, 제어부는 상기 초기 검출결과에서 제1 검출영역에 대응하지 않는 제2 검출영역을 결정하도록 구성될 수 있다. 상기 초기 검출결과에서 채널 이득이 높은 상기 제1 검출영역에 대하여 ML 검출이 수행되었다. 따라서 상기 초기 검출결과에서 상기 제1 검출영역에 대응하지 않는 부분에 대하여 ML 검출을 수행시, 상대적으로 간섭의 영향이 적어진 상태에서 수행이 가능할 수 있다. 상기 제1 검출영역에 대응하지 않는 부분은 제2 검출영역일 수 있다.
920 단계에서, 상기 제어부는 가능한 심볼들을 상기 제1 검출결과의 상기 제2 검출영역에 삽입하여 제2 복수의 심볼군들을 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 신호의 변조방식은 4 QAM 변조방식일 수 있다. 4 QAM 변조방식인 경우, 상기 가능한 심볼들은 4가지일 수 있다. 상기 캐리어들 및 안테나의 개수를 고려할 때, 제2 검출영역의 크기를
Figure pat00035
이라고 하면 제1 복수의 심볼군들의 크기, 즉 가능한 복수의 심볼군들의 수는
Figure pat00036
와 같다.
930 단계에서, 상기 제어부는 상기 제2 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제2 심볼군에 기반하여 제2 검출결과를 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 제2 복수의 심볼군들 각각에 대하여 ML 검출을 수행할 수 있다. 상기 ML 검출은 상기 도 8에서 수행된 상기 제1 검출영역의 ML 검출과 같은 방식으로 이루어질 수 있다. 제2 검출결과는 초기 검출결과에서 모든 영역에 대하여 ML 검출이 수행되고 난 후의 검출결과에 대응될 수 있다.
동작 900은 반복적인 과정이 포함될 수 있다. 상기 910 단계에서, 상기 제2 검출영역은 복수의 검출영역으로 분할될 수 있다. 상기 복수의 검출영역 중 임의의 검출영역의 크기는 상기 제1 검출영역과 같은 크기일 수 있다. 상기 복수의 검출영역에 대한 검출순서를 결정할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예에 따를 때, 상기 검출순서는 송신 장치의 안테나의 평균 채널 이득에 기반하여 결정될 수 있다. 또한 상기 검출순서는 지연확산(delay spread)의 영향 정도에 기반하여 결정될 수 있다.
상기 920 단계에서, 상기 검출순서에 따라 ML 검출이 반복적으로 수행될 수 있다. 상기 복수의 검출영역 중 i번째 검출영역에 대하여 ML 검출을 수행하는 경우, i-1번째 검출영역까지 수행된 ML 검출의 결과는 누적되어 반영된다. 따라서 본 개시의 다양한 실시 예에 따를 때, 복잡도는 검출결과의 크기 와 검출영역의 크기의 비율만큼 지수적으로 감소하는 반면, 채널 이득이 큰 캐리어에 의한 간섭의 영향을 고려할 수 있다.
상기 930 단계에서, 상기 복수의 검출영역들 모두에 대하여 ML 검출을 수행하는 경우, 상기 제2 검출결과가 생성될 수 있다. 상기 제2 검출결과는 캐리어간의 간섭의 영향을 고려하여 생성될 수 있다. 또한 전체에 대한 복수의 심볼군들을 생성하여 ML 검출을 수행하는 경우보다, 검출영역을 분할하여 ML 검출을 수행하는 경우, 복잡도가 감소할 수 있다.
도 10은 일 실시 예에 따른 제3 검출결과를 생성하는 동작을 도시한 흐름도이다. 이러한 상기 도 10을 참고하면, 1010 단계에서, 제어부는 상기 초기 검출결과 및 상기 제2 검출결과에 기반하여 제3 검출영역을 결정하도록 구성될 수 있다.
다양한 실시 예에 따를 때, 상기 제3 검출영역은 상기 초기 검출결과와 상기 제2 검출결과를 심볼들마다 비교하여 결정할 수 있다. 비교하여 대응되지 않는 영역으로 결정할 수 있다. 이에 대한 구체적인 동작들은 후술한다.
다양한 실시 예에 따를 때, 상기 제3 검출영역은 상기 수신되는 신호와 상기 초기 검출결과 사이의 유클리디안 거리(Euclidean distance) 및 상기 수신되는 신호와 상기 제1 검출결과 사이의 유클리디안 거리에 기반하여 결정될 수 있다. 이에 대한 구체적인 동작들은 후술한다.
다양한 실시 예에 따를 때, 상기 제3 검출영역은 상기 복수의 캐리어들 중 적어도 하나의 캐리어의 채널 이득이 최대 우도를 갖는 심볼군 검출에 필요한 SIR(signal-to-interference ratio)의 평균값보다 작은 경우, 상기 적어도 하나의 캐리어에 대응될 수 있다. 이에 대한 구체적인 동작들은 후술한다.
도 11은 일 실시 예에 따른, 수신부에 의해 수신된 신호에 기반하여 상기 초기 검출결과를 생성하는 동작을 도시한 흐름도이다. 이러한 동작 흐름은 도 1에 도시된 수신 장치 120에 의해 수행될 수 있다. 상기 도 11을 참고하면, 1110 단계에서, 상기 수신 장치 120은 복수의 캐리어들에 대하여, 캐리어들 각각 신호열을 수신할 수 있다. 캐리어 각각에 대하여 톤 별 선형 수신기(per-tone linear receiver)를 통하여 수신될 수 있다. k번째 캐리어에 대하여 수신하는 경우, 수신되는 신호열은
Figure pat00037
라고 지칭될 수 있다.
1120 단계에서, 수신 장치는 초기 검출열을 생성한다. 초기 검출열의 생성 시, 수신 장치는 서브캐리어 간 간섭을 고려하지 아니할 수 있다. 구체적으로, 수신 장치는 채널 행렬, 채널 행렬의 허미션(hermitian) 행렬, 잡음 벡터를 이용하여 가중치 행렬을 생성하고, 가중치 행렬을 수신 신호에 곱함으로써, 초기 검출열을 생성할 수 있다. 예를 들어, 상기 신호열
Figure pat00038
은 하기의 수학식을 통해 캐리어 k에 대한 초기 검출열(
Figure pat00039
)을 생성할 수 있다.
Figure pat00040
Figure pat00041
는 k번째 캐리어의 유효 채널에 대한 채널 행렬,
Figure pat00042
는 잡음의 표준편차,
Figure pat00043
는 k번째 캐리어의 잡음행렬이다.
1130 단계에서, 캐리어 각각에 대하여 생성된 복수의 초기 검출열들에 기반하여 초기 검출결과(
Figure pat00044
)를 생성할 수 있다. 캐리어의 개수가 C개인 경우, 상기 복수의 초기 검출열들에 포함된 하나의 초기 검출열의 심볼수의 C배에 해당하는 심볼수의 상기 초기 검출결과를 생성할 수 있다. 첫 번째 캐리어부터 마지막 캐리어까지에 대응되는 초기 검출열들을 누적하여 상기 초기 검출결과를 생성할 수 있다.
도 12는 일 다양한 실시 예에 따른 부분 후보에 기반한 최대 우도 검출의 동작을 도시한다.
상기 도 12를 참고하면, 상기 동작은 상기 도 6에 도시된 제어부 620에 의해 수행될 수 있다. 캐리어의 개수는 4개인 멀티캐리어 시스템일 수 있다. 송신 안테나의 개수는 2개이고 수신 안테나의 개수는 2개인 MIMO 시스템일 수 있다.
심볼군 1210은 상기 초기 검출결과에 대응될 수 있다. 가로축은 송신 안테나의 개수, 세로축은 캐리어의 개수를 나타낼 수 있다. 상기 멀태캐리어 시스템은 캐리어 1211, 캐리어 1212, 캐리어 1213, 캐리어 1214의 캐리어를 포함할 수 있다. 신호의 변조방식은 4 QAM 변조방식일 수 있다. 4 QAM 변조방식인 경우, 하나의 캐리어, 하나의 안테나가 가질 수 있는 심볼의 경우의 수는 4개이다. 상기 심볼은
Figure pat00045
일 수 있다.
제어부 620은 상기 초기 검출결과를 일정한 크기로, 복수의 검출영역으로 분할될 수 있다. 이후, 최대 우도 검출을 수행할 순서를 결정할 수 있다. 상기 검출 순서는 채널 이득에 기반하여 결정될 수 있다. 상기 검출 순서는 송신 안테나의 평균 채널 이득(channel gain)이 큰 안테나를 기준으로 주파수 도메인에서 결정될 수 있다. 상기 검출 순서는 FBMC 시스템에서, 지연확산의 영향을 가장 적게 받은 서브-심볼을 우선적으로 검출하도록 시간 도메인에서 결정될 수 있다. 상기 일정한 크기는 채널 또는 필터의 특성, 변조 방식에 따라 능동적으로 설정 가능하다. 본 개시의 다양한 실시 예에 따를 때, 상기 채널의 상태, 상기 필터의 특성을 기반으로 SIR(signal-to interference ratio)를 측정한 후, SIR을 기반으로 ML 검출에 사용할 서브캐리어의 개수를 조절함으로써 결정될 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예에 따를 때, 상기 일정한 크기는 변조 차수에 따라 결정될 수 있다.
ML 검출을 가장 먼저 수행할 제1 검출영역을 결정한다. 상기 제1 검출영역은 전술한 바와 같이 일정한 크기를 갖고, 상기 검출 순서에서 첫 번째 검출에 대응된다. 상기 제1 검출영역은 검출영역 1223에 대응될 수 있다. 초기 검출결과 1210은 8개의 자원을 가질 수 있다. 상기 제어부 620은 2개 자원의 크기로 제1 검출영역을 결정할 수 있다.
상기 제어부 620은 채널 이득에 기반하여 검출순서를 캐리어 1213에 대응되는 검출영역 1223, 캐리어 1212에 대응되는 검출영역 1232, 캐리어 1214에 대응되는 검출영역 1244, 캐리어 1211에 대응되는 검출영역 1251로 결정할 수 있다. 실제 송신 장치에서 송신한 심볼군은 상기 도 5에 도시된 심볼군일 수 있다. 검출결과 1220은 상기 초기 검출결과 1210에 대응될 수 있다.
검출결과 1220에서 검출영역 1223에 대하여 ML 검출을 수행하여 검출결과 1230을 생성할 수 있다. 상기 검출영역 1223에서 [
Figure pat00046
,
Figure pat00047
]로 검출될 수 있다. 상기 초기검출결과 1210의 심볼들로 간섭의 영향을 보완할 수 있다. 상기 검출영역 1223에 대하여 ML 검출을 수행하는 경우, 검출결과 1220 중 상기 검출영역 1223에 대응되지 않는 영역의 심볼값들도 상기 ML 검출을 수행하는데 사용될 수 있다. 이러한 사용은 간섭의 영향을 고려하는 것을 의미할 수 있다. 주위 캐리어의 간섭의 영향이 적은 검출영역 1223에 대하여 먼저 ML 검출을 수행하고, 이후 다른 검출영역에 대하여 ML 검출을 수행함으로써 간섭의 영향을 고려할 수 있다. 초기 검출결과 1210에서 새로운 검출결과들을 반복적으로 생성함으로써 실제 송신 장치에서 송신한 심볼군에 근접할 수 있다.
상기 검출결과 1230은 상기 제1 검출결과에 대응될 수 있다. 검출결과 1230에서 검출영역 1232에 대하여 ML 검출을 수행하여 검출결과 1240을 생성할 수 있다. 상기 검출결과 1232에서 [
Figure pat00048
,
Figure pat00049
]으로 검출될 수 있다. 검출결과 1240에서 검출영역 1244에 대하여 ML 검출을 수행하여 검출결과 1250을 생성할 수 있다. 상기 검출결과 1244에서 [
Figure pat00050
,
Figure pat00051
]으로 검출될 수 있다. 검출결과 1250에서 검출영역 1251에 대하여 ML 검출을 수행하여 검출결과 1260을 생성할 수 있다. 상기 검출결과 1251에서 [
Figure pat00052
,
Figure pat00053
]으로 검출될 수 있다. 상기 검출결과 1260은 상기 제2 검출결과(
Figure pat00054
)에 대응된다.
도 13은 일 실시 예에 따른 상기 제1 검출영역을 결정하는데 필요한 기준들을 도시한다.
상기 도 13을 참고하면, 상기 제1 검출영역 결정하는 것은 전술한 바와 같이 검출영역의 일정한 크기를 결정하는 것을 의미하고, 검출 순서에서의 우선순위를 결정하는 것을 의미한다. 검출영역의 일정한 크기는 채널의 상태에 따라 결정될 수 있다. 채널의 상태는 송신 안테나의 평균 채널 이득을 포함할 수 있다. 또한 상기 일정한 크기는 변조 차수에 따라 결정될 수 있다. 4 QAM의 경우 변조 차수는 4차일 수 있다. 또한 상기 일정한 크기는 FBMC 시스템에서의 필터의 특성에 따라 결정될 수 있다. 검출영역의 우선순위를 결정하는 순서 알고리즘은 송신 안테나의 평균 채널 이득(channel gain)에 따라 결정될 수 있다. 또한 상기 우선순위는 지연확산(delay spread)의 영향에 따라 결정될 수 있다.
도 14는 일 실시 예에 따른, 심볼 간들 비교를 통해 제3 검출영역을 결정하는 동작을 도시한다.
상기 도 14를 참고하면, 상기 제3 검출영역은 상기 초기 검출결과에서 상기 제2 검출결과에 대응하지 않는 검출영역일 수 있다. 다양한 실시 예에 따른 장치에 포함된 제어부는 상기 초기 검출결과 1210과 상기 제2 검출결과 1260에 대하여 심볼들 간 XOR 알고리즘을 수행할 수 있다. 상기 XOR 알고리즘은 같은 값에 대해서는 0, 다른 값에 대해서는 1의 결과를 생성할 수 있다. 예를 들어, 심볼 1410은 s3, 심볼 1420은 s1으로 다르므로 검출결과 1400의 상기 심볼 1410 및 상기 심볼 1420에 대응되는 자원에 1의 결과를 생성할 수 있다. 상기 XOR 알고리즘 수행시 상기 검출결과 1400이 생성될 수 있다. 상기 검출결과 1400에서 1을 요소로 갖는 자원은 제3 검출영역에 대응될 수 있다. 즉 1을 요소로 갖는 자원들은 재검출의 대상이 될 수 있다.
도 15는 일 실시 예에 따른, 제3 검출영역을 결정하기 위하여 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 비교하는 동작을 도시한다. 이러한 상기 도 15를 참고하면, 상기 제3 검출영역은 상기 수신되는 신호와 상기 초기 검출결과 사이의 유클리디안 거리(Euclidean distance) 및 상기 수신되는 신호와 상기 제1 검출결과 사이의 유클리디안 거리에 기반하여 결정될 수 있다.
성상도 1500은 변조방식 4 QAM에 따른 성상도를 나타낸다. 성성도 1500은 수신벡터 1510을 포함할 수 있다. 상기 벡터 1510은 수신 장치에서 수신되는 상기 신호의 일부에 대응될 수 있다. 성상도 1500은 성상점 1520, 1521, 1522, 1523을 포함할 수 있다. 상기 성상도 1500은 상기 도 14의 상기 심볼 1410 및 상기 심볼 1420에 대응되는 상기 자원일 수 있다.
Figure pat00055
는 상기 자원에서 성상점 1523(
Figure pat00056
),
Figure pat00057
은 상기 자원에서 성상점 1522(
Figure pat00058
)에 대응된다. 이들은 각각 거리 1532, 거리 1533에 대응된다. 상기 거리 1532, 상기 거리 1523 및 하기의 수학식에 기반하여 제3 검출영역을 결정할 수 있다.
Figure pat00059
Figure pat00060
은 모든 캐리어들에 대한 신호열값 전체,
Figure pat00061
은 모든 캐리어들에 대한 채널 행렬 전체,
Figure pat00062
은 임계값이다. 상기 임계값은 수신된 신호의 SIR 또는 변조 차수에 따라 결정될 수 있다. 상기의 수학식 4를 만족하는 경우, 수신 장치는 재검출이 필요한 제3 검출영역으로 결정할 수 있다. 상기의 수학식 4를 만족하지 않는 경우, 수신 장치는 더 이상 재검출을 하기 위한 검출영역을 결정하지 않는다.
도 16은 일 실시 예에 따른, ML 검출에 필요한 SIR 평균값을 통해 제3 검출영역을 결정하는 동작을 도시한 흐름도이다. 이러한 상기 도 16을 참고하면, 1610 단계에서, ML 검출을 하기 위해서 검출영역 마다 요구되는 필요한 SIR 값을 측정한다. 이러한 SIR값들에 대하여 평균값을 생성한다. 상기 검출영역은 적어도 하나의 캐리어일 수 있다. 상기 SIR 외에 채널 품질을 나타내는 SINR, CIR, CINR 등이 사용될 수 있다.
1620 단계에서, 상기 검출영역의 채널 이득이 상기 평균값보다 큰 경우, 검출 동작을 종료할 수 있다. 즉, 수신 장치는 더 이상의 ML 검출을 수행하지 않고, 검출 절차를 종료한다.
1630 단계에서, 상기 검출영역의 채널 이득이 상기 평균값보다 크지 않은 경우 상기 검출영역을 제3 검출영역으로 결정할 수 있다. 이후 알고리즘을 종료할 수 있다. 도 16에 도시되지 아니하였으나, 1630 단계 후, 수신 장치는 상기 제3 검출영역에 대하여 검출을 수행할 수 있다. 예를 들어, 수신 장치는 상기 제3 검출영역에 대하여 도 10을 참고하여 설명한 동작을 수행할 수 있다. 전술한 도 10의 설명을 참고하면, 제3 검출결과를 생성할 수 있다.
도 17은 일 실시 예에 따른, ML 검출에 필요한 SIR 평균값과 채널 이득을 비교하여 제3 검출영역을 결정하는 동작을 도시한다. 이러한 상기 도 17을 참고하면, 가로축은 서브캐리어의 인덱스이고, 세로축은 서브캐리어의 채널 이득일 수 있다. 상기 ML 검출에 필요한 SIR 평균값인 E[SIR]값을 생성할 수 있다. 서브캐리어의 채널 이득이 상기 E[SIR] 값보다 작은 경우, 상기 서브캐리어를 재검출 영역인 상기 제3 검출영역으로 결정할 수 있다. E[SIR] 값보다 작은 경우, ML 검출의 신뢰도가 보장된다고 보기 어렵기 때문이다. 이후 제3 검출결과를 생성할 수 있다.
다양한 실시 예에 따를 때, 상기 제3 검출영역은 상기 복수의 캐리어들 중 적어도 하나의 캐리어의 채널 이득이 최대 우도를 갖는 심볼군 검출에 필요한 SIR(signal-to-interference ratio)의 평균값보다 작은 경우, 상기 적어도 하나의 캐리어에 대응될 수 있다. 상기 SIR 외에 채널 품질을 나타내는 SINR, CIR, CINR 등이 사용될 수 있다.
도 18은 FBMC 시스템의 모델을 도시한다.
상기 도 18의 (a)를 참고하면, FBMC 시스템 1800은 FBMC 시스템의 이상적인 모델을 나타낸다. 이상적인 모델에서는 시구간 1801에 FBMC i-1 서브-심볼, 시구간 1802에 FBMC i 서브-심볼, 시구간 1803에 FBMC i+1 서브-심볼이 정확히 대응된다. 따라서 시구간 1802에서는 FBMC i-1 서브-심볼 뒷부분의 3분의 2, FBMC i 서브-심볼의 전체, FBMC i+1 서브-심볼 앞부분의 3분의 2를 수신할 수 있다.
상기 도 18의 (b)를 참고하면, FBMC 시스템 1850은 FBMC 시스템의 실제적인 모델을 나타낸다. 실제적인 모델에서는 시구간 1851에 FBMC i-1 서브-심볼, 시구간 1852에 FBMC i 서브-심볼, 시구간 1853에 FBMC i+1 서브-심볼이 대응될 수 있다. 그러나 이상적인 모델과 달리, 각 서브-심볼마다 수신시간이 지연되는 지연확산(delay spread) 현상이 나타날 수 있다. FBMC i-1 서브-심볼은 지연확산 1861, FBMC i 서브-심볼은 지연확산 1862, FBMC i+1 서브-심볼은 지연확산 1863이 대응될 수 있다. 시구간 1802에서는 FBMC i-1 서브-심볼 뒷부분의 3분의 2, FBMC i 서브-심볼의 전체, FBMC i+1 서브-심볼 앞부분의 3분의 2 외에, 지연확산 1861을 같이 수신하게 될 수 있다. 이는 수신 신호로부터 송신 신호가 무엇인지 검출하기 어렵게 하는 요인이 될 수 있다. 지연확산의 영향이 큰 경우에 대응되는 시구간은 신뢰도가 높은 신호를 수신하기 어려울 수 있다. 신뢰도가 높지 않은 경우, 간섭의 영향을 정확하게 파악하기 어려울 뿐만 아니라 추가적으로 오류 확률을 높일 수 있다. 따라서 지연확산의 영향이 적은 순서로 검출순서를 결정해야 할 필요가 있을 수 있다.
도 19는 일 실시 예에 따른, 지연확산을 고려하여 ML 검출을 수행하는 동작의 흐름도이다.
상기 도 19를 참고하면, 1910 단계에서, 시간 도메인에서 지연확산(delay spread)의 영향이 적은 순서를 결정할 수 있다. FBMC 시스템의 경우, 캐리어 주파수 오프셋(carrier frequency offset, CFO)과 현재 채널의 시간의존도를 포함한 각 FBMC 서브-심볼의 유효 채널을 추정할 수 있다. 상기 각 FBMC 서브-심볼 유효 채널의 SIR을 측정하여, 지연확산이 발생한 지표로 사용할 수 있다.
1920 단계에서, 검출영역의 크기를 결정한다. 상기 검출영역의 크기는 제1 검출영역의 크기일 수 있다. 다양한 실시 예에 따를 때, 상기 검출영역의 크기는 송신안테나들의 채널 이득, 지연확산의 영향, 채널의 상태, 필터의 특성, 신호의 변조 차수에 기반하여 결정될 수 있다.
1930 단계에서, 상기 1910 단계에서 결정된 순서에 따라 ML 검출을 수행할 수 있다. 상기 1920 단계에서 결정된 검출영역의 크기를 단위로 ML 검출을 수행할 수 있다.
다양한 실시 예에 따른 장치에 포함된 제어부는 신호의 지연확산(delay spread)의 정보에 기반하여 상기 제1 검출영역을 결정하도록 구성될 수 있다.
도 20은 무선 통신 시스템에서 송신 안테나의 채널 이득을 도시한다.
상기 도 20을 참고하면, 상기 송신 안테나의 개수는 4개일 수 있다. 수신 안테나의 개수는 4개일 수 있다. 서브캐리어의 개수는 64개일 수 있다. 가로축은 서브캐리어의 인덱스를 나타낼 수 있고, 세로축은 송신 안테나의 채널 이득을 나타낼 수 있다. ML 검출 수행시, 검출 순서를 결정하는 경우, 안테나 도메인에 대하여 순서를 결정하는 것이 쉽지 않을 수 있다. 상기 도 20에 도시된 바와 같이, 안테나 4 (
Figure pat00063
=4)의 경우는 확실히 높은 채널 이득을 가지지만, 그 외에는 임의의 안테나 및 임의의 캐리어를 모두 고려한 채널 이득의 순서를 결정하는 것이 쉽지 않을 수 있다. 상기 순서를 결정하는 기준이 부정확할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예에 따를 때, 주파수 도메인에 대한 송신 안테나 별 평균 채널 이득은 전체 주파수 영역에 대한 특성을 나타낼 수 있다. 상기 송신 안테나 별 평균 채널 이득을 이용하는 경우, 순서를 결정하는 문제에 있어서, 2차원적인 관점의 문제(주파수, 안테나)를 1차원적인 관점에서 해결할 수 있는 장점이 있다.
도 21a는 MIMO-OFDM 시스템에서, 다양한 실시 예에 따른 BER 성능과 기존 방식에 따른 BER 성능을 도시한 그래프이다. 이러한 상기 도 21a를 참고하면, 가로축은 잡음전력밀도에 대한 비트에너지의 비(
Figure pat00064
)일 수 있다. 단위는 dB이다.
Figure pat00065
는 비트당 에너지,
Figure pat00066
는 잡음 전력 스펙트럼 밀도를 의미할 수 있다. 세로축은 비트오류율(bit error rate, BER)일 수 있다. 상기 BER은 전송된 총 비트수에 대한 오류 비트수의 비율을 의미할 수 있다. 동일한 BER을 가지는 경우, 요구되는
Figure pat00067
가 작을수록 검출과정 등이 더 효율적이라고 할 수 있다. 동일한
Figure pat00068
를 가지는 경우, BER 성능이 작을수록 검출과정 등이 더 효율적이라고 할 수 있다. 그래프 2110의 파라미터는 아래와 같다.
Figure pat00069
그래프 2110을 참고하면, 본 개시의 다양한 실시 예는 'Partial Candidate ML'에 대응될 수 있다. 상기 'Partial Candidate ML'은 캐리어들 마다 ML 검출을 수행하는 'per-tone ML'보다 확연히 더 나은 성능을 보일 수 있다. 동일한
Figure pat00070
를 가지는 경우, 상기 'Partial Candidate ML'은 상기 'per-tone ML'보다 더 낮은 BER을 가질 수 있다. 또한 상기 'Partial Candidate ML'은 상기 'per-tone ML'보다 CFO가 존재하지 않는 'ML(w/o CFO)'에 근접한 성능을 보일 수 있다. 상기 'ML(w/o CFO)'은 간섭이 없는 환경을 의미하고, 최적의 BER 성능을 가질 수 있다.
도 21b는 MIMO-FBMC 시스템에서, 다양한 실시 예에 따른 BER 성능과 기존 방식에 따른 BER 성능을 도시한 그래프이다. 이러한 상기 도 21b를 참고하면, 가로축은 잡음전력밀도에 대한 비트에너지의 비(
Figure pat00071
)일 수 있다. 단위는 dB이다. 세로축은 비트오류율(bit error rate, BER)일 수 있다. 그래프 2120의 파라미터는 아래와 같다
Figure pat00072
그래프 2120을 참고하면, 본 개시의 다양한 실시 예는 'Partial Candidate ML'에 대응될 수 있다. 간섭 제거를 동반하는 'Rec-ML'에 비하여 큰 이득을 보인다. 'OFDM ML'과 비교시 BER 측면에서 동일한 성능을 나타낼 수 있다.
도 21c는 MIMO-OFDM 시스템에서, 순서 알고리즘의 적용 유무를 고려한, 다양한 실시 예에 따른 BER 성능과 기존 방식에 따른 BER 성능을 도시한 그래프이다. 이러한 상기 도 21c를 참고하면, 가로축은 잡음전력밀도에 대한 비트에너지의 비(
Figure pat00073
)일 수 있다. 단위는 dB이다. 세로축은 비트오류율(bit error rate, BER)일 수 있다. 그래프 2130의 파라미터는 아래와 같다.
Figure pat00074
그래프 2130을 참고하면, 톤 별 선형 수신기(per-tone linear receiver)를 이용하여 찾은 신호들을 기반으로 본 개시의 다양한 실시 예에 따른 '부분 후보 ML(partial candidate ML)' 검출시 성능 이득이 매우 큼을 알 수 있다. 또한 순서를 정함으로써, '부분 후보 ML 검출 기법'의 성능이 개선될 수 있다.
도 22a는 MIMO-OFDM 시스템에서, 다양한 실시 예에 따른 BER 성능과 기존 방식에 따른 BER 성능을 도시한 그래프이다. 가로축은 잡음전력밀도에 대한 비트에너지의 비(
Figure pat00075
)일 수 있다. 단위는 dB이다. 세로축은 비트오류율(bit error rate, BER)일 수 있다. 그래프 2210의 파라미터는 아래와 같다.
Figure pat00076
그래프 2210을 참고하면, 상기 도 21a와 비슷한 경향을 보일 수 있다. 'Per-tone ML'을 사용하는 경우, SIR을 보장받지 못해 에러 플로링(error flooring) 현상이 발생할 수 있다. 전술하였듯이, 최적의 'ML(w/0 CFO)'과 거의 근접한 BER성능을 보인다.
도 22b는 MIMO-FBMC 시스템에서, 다양한 실시 예에 따른 BER 성능과 기존 방식에 따른 BER 성능을 도시한 그래프이다. 가로축은 잡음전력밀도에 대한 비트에너지의 비(
Figure pat00077
)일 수 있다. 단위는 dB이다. 세로축은 비트오류율(bit error rate, BER)일 수 있다. 그래프 2220의 파라미터는 아래와 같다.
Figure pat00078
그래프 2220을 참고하면, 상기 도 21B와 비슷한 경향을 보일 수 있다. 그러나, 'OFDM ML'과 비교시 BER 측면에서 성능의 열화를 보일 수 있다. 이는 변조방식의 변조차수가 4에서 16으로 증가함에 따라 나타난 현상이라고 볼 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예에 따를 때, 상기 초기 검출결과와 상기 제3 검출결과의 구체적인 비교를 통해 재검출할 검출영역을 다시 결정하고, ML 검출을 다시 수행하여 최적화가 이루어질 수 있다.
도 23은 다양한 실시 예와 기존 방식에 따른 변조 차수에 대한 복잡도를 도시한다. 상기 도 23에서, 가로축은 변조 차수일 수 있고, 세로축은 복잡도일 수 있다. 'Banded ML'은 인근 캐리어간 간섭을 고려하기 위하여, 검출영역 주위까지 동시에 ML 검출을 수행하는 방식을 의미할 수 있다. 그러나 가능한 심볼군들의 수가 기하급수적으로 늘어나기 때문에 복잡도면에서 불리한 점을 가지고 있을 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예에 따른 '부분 후보 ML'은 상기 도 23에 도시된 바와 같이 복잡도면에서 기존의 'Per-tone ML'과 동일한 복잡도를 가지지만, 전술한 바와 같이 BER 성능면에 있어서 더 큰 이득을 보인다.
상기와 같은 다양한 실시 예에 따른 장치의 동작 방법은, 송신 장치로부터 복수의 캐리어들을 통해 수신되는 신호에 기반하여 초기 검출결과를 생성하는 과정 채널 이득에 기반하여 상기 초기 검출결과에서 제1 검출영역을 결정하는 과정과, 가능한 심볼들을 상기 초기 검출결과의 상기 제1 검출영역에 삽입하여 제1 복수의 심볼군들을 생성하는 과정과, 상기 제1 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제1 심볼군에 기반하여 제1 검출결과를 생성하는 과정을 포함할 수 있다.
상기와 같은 다양한 실시 예에 따른 장치의 동작 방법은 상기 초기 검출결과에서 상기 제1 검출영역에 대응하지 않는 제2 검출영역을 결정하는 과정과, 가능한 심볼들을 상기 제1 검출결과의 상기 제2 검출영역에 삽입하여 제2 복수의 심볼군들을 생성하는 과정과, 상기 제2 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제2 심볼군에 기반하여 제2 검출결과를 생성하는 과정을 더 포함할 수 있다.
상기와 같은 다양한 실시 예에 따른 장치의 동작 방법은 상기 초기 검출결과 및 상기 제2 검출결과에 기반하여 제3 검출영역을 결정하는 과정과, 가능한 심볼들을 상기 제2 검출결과의 상기 제3 검출영역에 삽입하여 제3 복수의 심볼군들을 생성하는 과정과, 상기 제3 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제3 심볼군에 기반하여 제3 검출결과를 생성하는 과정을 더 포함할 수 있다.
상기 제 3 검출영역은 상기 초기 검출결과에서 상기 제2 검출결과에 대응하지 않는 검출영역일 수 있다. 또한 상기 제3 검출영역은 상기 수신되는 신호와 상기 초기 검출결과 사이의 유클리디안 거리(Euclidean distance) 및 상기 수신되는 신호와 상기 제1 검출결과 사이의 유클리디안 거리에 기반하여 결정될 수 있다. 또한 상기 제3 검출영역은 상기 복수의 캐리어들 중 적어도 하나의 캐리어의 채널 이득이 최대 우도를 갖는 심볼군 검출에 필요한 SIR(signal-to-interference ratio)의 평균값보다 작은 경우, 상기 적어도 하나의 캐리어에 대응될 수 있다.
상기와 같은 다양한 실시 예에 따를 때, 상기 제1 검출영역은 상기 복수의 캐리어들 중 적어도 하나의 캐리어에 대응될 수 있다. 상기 적어도 하나의 캐리어는 상기 송신 장치에 포함된 안테나의 채널 이득의 크기에 기반하여 결정될 수 있다. 또한 상기 적어도 하나의 캐리어는 수신된 신호의 SIR 값에 따라 결정되고, 상기 SIR 값은 상기 송신 장치와 상기 수신 장치 간의 채널 상태 또는 필터의 특성 중 적어도 하나를 기반으로 측정되는 값일 수 있다. 또한 상기 제1 검출영역은 신호의 지연확산(delay spread)의 정도 또는 상기 신호의 변조 차수 중 적어도 어느 하나에 기반하여 결정될 수 있다.
상술한 본 개시의 구체적인 실시 예들에서, 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시 예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.
한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (20)

  1. 수신 장치의 신호 검출 방법에 있어서,
    송신 장치로부터 복수의 캐리어들을 통해 수신되는 신호에 기반하여 초기 검출결과를 생성하는 과정;
    채널 이득에 기반하여 상기 초기 검출결과에서 제1 검출영역을 결정하는 과정;
    가능한 심볼들을 상기 초기 검출결과의 상기 제1 검출영역에 삽입하여 제1 복수의 심볼군들을 생성하는 과정; 및
    상기 제1 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제1 심볼군에 기반하여 제1 검출결과를 생성하는 과정을 포함하는 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 초기 검출결과에서 상기 제1 검출영역과 다른 제2 검출영역을 결정하는 과정;
    가능한 심볼들을 상기 제1 검출결과의 상기 제2 검출영역에 삽입하여 제2 복수의 심볼군들을 생성하는 과정; 및
    상기 제2 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제2 심볼군에 기반하여 제2 검출결과를 생성하는 과정을 더 포함하는 방법.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 초기 검출결과 및 상기 제2 검출결과에 기반하여 제3 검출영역을 결정하는 과정;
    가능한 심볼들을 상기 제2 검출결과의 상기 제3 검출영역에 삽입하여 제3 복수의 심볼군들을 생성하는 과정; 및
    상기 제3 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제3 심볼군에 기반하여 제3 검출결과를 생성하는 과정을 더 포함하는 방법.
  4. 청구항 3에 있어서, 상기 제3 검출영역은,
    상기 초기 검출결과에서 상기 제2 검출결과에 대응하지 않는 검출영역인 방법.
  5. 청구항 3에 있어서, 상기 제3 검출영역은,
    상기 수신되는 신호와 상기 초기 검출결과 사이의 유클리디안 거리(Euclidean distance) 및 상기 수신되는 신호와 상기 제1 검출결과 사이의 유클리디안 거리에 기반하여 결정되는 방법.
  6. 청구항 3에 있어서, 상기 제3 검출영역은,
    상기 복수의 캐리어들 중 적어도 하나의 캐리어의 채널이득이 최대 우도를 갖는 심볼군 검출에 필요한 채널 품질의 평균값보다 작은 경우, 상기 적어도 하나의 캐리어에 대응되는 방법.
  7. 청구항 1에 있어서, 상기 제1 검출영역은,
    상기 복수의 캐리어들 중 적어도 하나의 캐리어에 대응되는 방법.
  8. 청구항 7에 있어서, 상기 적어도 하나의 캐리어는,
    상기 송신 장치에 포함된 안테나의 채널 이득의 크기에 기반하여 결정되는 방법.
  9. 청구항 7에 있어서, 상기 적어도 하나의 캐리어는,
    상기 수신된 신호의 채널 품질에 따라 결정되고, 상기 채널 품질은 상기 송신 장치와 상기 수신 장치 간의 채널 상태 또는 필터의 특성 중 적어도 하나를 기반으로 측정되는 값인 방법.
  10. 청구항 1에 있어서, 상기 제1 검출영역은,
    상기 신호의 지연확산(delay spread)의 정도 또는 상기 신호의 변조 차수 중 적어도 어느 하나에 기반하여 결정되는 방법.
  11. 신호 검출 장치에 있어서,
    제어부를 포함하고,
    상기 제어부는 송신 장치로부터 복수의 캐리어들을 통해 수신되는 신호에 기반하여 초기 검출결과를 생성하도록 구성되고,
    채널 이득에 기반하여 초기 검출 결과에서 제1 검출영역을 결정하도록 구성되고,
    가능한 심볼들을 상기 초기 검출 결과의 상기 제1 검출영역에 삽입하여 제1 복수의 심볼군들을 생성하도록 구성되고,
    상기 제1 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제1 심볼군에 기반하여 제1 검출결과를 생성하도록 구성되는 장치.
  12. 청구항 11에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 초기 검출결과에서 상기 제1 검출영역과 다른 제2 검출영역을 결정하도록 구성되고,
    가능한 심볼들을 상기 제1 검출결과의 상기 제2 검출영역에 삽입하여 제2 복수의 심볼군들을 생성하도록 구성되고,
    상기 제2 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제2 심볼군에 기반하여 제2 검출결과를 생성하도록 구성되는 장치.
  13. 청구항 12에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 초기 검출결과 및 상기 제2 검출결과에 기반하여 제3 검출영역을 결정하도록 구성되고,
    가능한 심볼들을 상기 제2 검출결과의 상기 제3 검출영역에 삽입하여 제3 복수의 심볼군들을 생성하도록 구성되고,
    상기 제3 복수의 심볼군들 중 최대 우도를 갖는 제3 심볼군에 기반하여 제3 검출결과를 생성하도록 구성되는 장치.
  14. 청구항 13에 있어서, 상기 제3 검출영역은,
    상기 초기 검출결과에서 상기 제2 검출결과에 대응하지 않는 검출영역인 장치.
  15. 청구항 13에 있어서, 상기 제3 검출영역은,
    상기 수신되는 신호와 상기 초기 검출결과 사이의 유클리디안 거리(Euclidean distance) 및 상기 수신되는 신호와 상기 제1 검출결과 사이의 유클리디안 거리에 기반하여 결정되는 장치.
  16. 청구항 13에 있어서, 상기 제3 검출영역은,
    상기 복수의 캐리어들 중 적어도 하나의 캐리어의 채널이득이
    최대 우도를 갖는 심볼군 검출에 필요한 채널 품질의 평균값보다 작은 경우, 상기 적어도 하나의 캐리어에 대응되는 장치.
  17. 청구항 11에 있어서, 상기 제1 검출영역은,
    상기 복수의 캐리어들 중 적어도 하나의 캐리어에 대응되는 장치.
  18. 청구항 17에 있어서, 상기 적어도 하나의 캐리어는,
    상기 송신 장치에 포함된 안테나의 채널 이득의 크기에 기반하여 결정되는 장치.
  19. 청구항 17에 있어서, 상기 적어도 하나의 캐리어는,
    상기 수신된 신호의 채널 품질에 따라 결정되고, 상기 채널 품질은 상기 송신 장치와 상기 수신 장치 간의 채널 상태 또는 필터의 특성 중 적어도 하나를 기반으로 측정되는 값인 장치.
  20. 청구항 11에 있어서, 상기 제1 검출영역은,
    상기 신호의 지연확산(delay spread)의 정도 또는 상기 신호의 변조 차수 중 적어도 어느 하나에 기반하여 결정되는 장치.
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