CN107621845A - 一种低压差稳压器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种低压差稳压器,包括误差放大器,其正极输入端接收参考电压,负极输入端与输出端连接;第二场效应管,其漏极与误差放大器的输出端连接,源极通过第二电流源接地,栅极通过第二电流源接地;功率器件,其漏极接入电源电压,功率器件的源极与第一场效应管的漏极连接,同时分别通过第一电容接地、通过负载电流源接地、通过第三电容、第一电流源接地;第一场效应管,其栅极与第二场效应管的栅极连接,第一场效应管的漏极与功率器件的源极连接,第一场效应管的源极通过第一电流源接地,同时与超级源跟随器输入端连接;超级源跟随器,其输出端与功率器件的栅极连接,同时通过第二电容接地。
Description
技术领域
本发明涉及低压差稳压器,特别是一种高速稳定的低压差稳压器。
背景技术
请参阅图1,其为现有技术的低压差稳压器的架构图。现有技术中的低压差稳压器即LDO最基本的LDO架构如图1所示。对于不确定的输入(电源电压VDD),输出电压VO总能保持与参考电压VREF相等。这是因为VO和VREF接在了一个误差放大器的两输入端。误差放大器(EA)和整个环路的高增益,使得EA输入虚短,即VO=VREF。
当负载电流IL跳变时,为了稳定VO,需要一个较大的输出电容CO,在LDO环路来不及反应的时候提供IL所需的电流变化。
另一方面,功率器件MP为了提供所需的较大电流,通常需要很大尺寸,EA很难直接驱动,因此EA和MP的中间要加入一级驱动器(BUF)。而EA的输出,及BUF的输出,均为高阻,且均有寄生电容,使得LDO环路至少存在三个极点(p0-2)。为了使这样的环路稳定,传统的LDO采用了很大的CO,使得输出极点p0频率很低。但这样使得LDO的增益带宽积(GBW)很小,LDO的速度很慢。同时,较大的CO难以片上集成,只能采用片外器件,降低了集成度,特别不能适应当前片上系统(SoC)的发展要求。
请参阅图2,其为现有的翻转电压跟随器的结构示意图。为了提升LDO速度,提高集成度,有一种翻转电压跟随器(Flip Voltage Follower,FVF)的结构如图2所示。该结构在MP的下面加了一个M1管,形成了一个共栅放大器。共栅放大器的输出接至MP的栅极形成反馈。该结构的反馈路径较短(仅经过一级共栅放大即反馈至MP的栅极),且成功的将系统变为了更稳定的两极点系统(两极点分别为p0和pg)。对于较先进的工艺,MP的栅极寄生电容Cg比较小,因此pg远离p0,系统稳定;但对于不太先进的工艺,pg不能远离p0,导致系统的相位裕度可能较小,仍输出不稳定,如图3所示,其为FVF的幅频响应图。最恶劣的情况是LDO最大负载电流的情况,此时LDO输出极点负载阻抗最小,因此p0与pg最接近。采用65nm进行仿真,相位裕度为10°。
请参阅图4,其为超级源跟随器的示意图。为了使pg远离p0,可以在MP和共栅放大器输出之间加入一个超级源跟随器(Super Source Follower,SSF):M3和偏置电流源I3构成了一个普通的源跟随器,加上M4和偏置电流源I4构成了SSF。该SSF能将MP的栅极的阻抗降低至1/(gm3·gm4·rx)(其中gm3-4分别为M3-4的跨导,rx为X点的阻抗),从而可能使得pg远离p0。因此,期望SSF方案的幅频响应如图5,其为SSF的幅频响应示意图。但是,该方案同时引入了两个高频极点,分别在p1,2。其中,p2和pg是一对复数极点对|p2,g|。
其中根号内在大部分工艺下<0,因此是复数根。
其中CX为X点的寄生电容,r3为M3的电阻。
然而,对于较先进的工艺(如65nm),这对复数极点极有可能在GBW附近,造成相位的急剧下降,系统不稳定。p1也一般会处在GBW附近,进一步降低了相位裕度,如图6,其为SSF实际的幅频响应示意图。从图6中可知,其仿真结果仅有-100°的相位裕度。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足,提供了一种高速稳定的低压差稳压器。
本发明通过以下的方案实现:一种高速稳定的低压差稳压器,包括误差放大器、第一场效应管、第二场效应管、功率器件、第一电流源、第二电流源、负载电流源、第一电容、第二电容、第三电容和超级源跟随器;
所述误差放大器的正极输入端接收参考电压,负极输入端与输出端连接;
所述第二场效应管的漏极与误差放大器的输出端连接,源极通过第二电流源接地,栅极通过第二电流源接地;
所述功率器件的漏极接入电源电压,功率器件的源极与所述第一场效应管的漏极连接,同时分别通过第一电容接地、通过负载电流源接地、通过第三电容、第一电流源接地;
所述第一场效应管的栅极与第二场效应管的栅极连接,第一场效应管的漏极与功率器件的源极连接,第一场效应管的源极通过第一电流源接地,同时与超级源跟随器输入端连接;
所述超级源跟随器输出端与功率器件的栅极连接,同时通过第二电容接地。
相比于现有技术,本发明在M1的两端加入电容Cm,使得p1=1/(rY·Cm),成为主极点(即频率最低的极点),其中rY为Y点的电阻;同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/Cm,其中gm1为M1的跨导。合理选取gm1,可以使得z1在p1后不远处抵消了p1;这使得LDO仍具有较高的低频增益,以及较大的GBW。
进一步,所述超级源跟随器包括:第三电流源、第四电流源、第三场效应管、第四场效应管和阻尼系数控制模块;
所述第三电流源的一端与电源电压连接,另一端分别与第三场效应管的漏极和第四场效应管的漏极连接;
所述第三场效应管的栅极与第一场效应管的源极连接,第三场效应管的源极通过第四电流源接地;
所述第四场效应管栅极与第三场效应管的源极连接,并与阻尼系数控制模块连接,所述第四场效应管源极接地。
进一步,所述阻尼系数控制模块包括跨导放大器和第四电容;所述跨导放大器的输入端与第三场效应管的源极连接,所述跨导放大器的输出端通过第四电容与第四场效应管的栅极连接。
进一步,所述阻尼系数控制模块包括第五场效应管、第四电容和第五电流源;所述第五场效应管的漏极与电源电压连接,第五场效应管的栅极与第四场效应管的栅极连接,第五场效应管的源极通过第五电流源接地;所述第四电容的两端分别与第五场效应管的栅极和源极连接。
综上,本发明相比于现有技术,具备以下的效果:
1、本发明在M1的两端加入电容Cm,使得p1=1/(rY·Cm),成为主极点(即频率最低的极点),其中rY为Y点的电阻;同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/Cm,其中gm1为M1的跨导。合理选取gm1,可以使得z1在p1后不远处抵消了p1;这使得LDO仍具有较高的低频增益,以及较大的GBW。
2、本发明通过在SSF中增加DFC模块,将SSF中原本的复数极点对|p2,g|,有效的分开成为两个实数极点p2和pg。
与现有技术(公式1)相比,本发明的公式2的Cg项中有(gmD·r3)2的系数,在绝大部分情况下中都能使根号中的表达式>0,故p2和pg为实数极点。一般而言,pg的频率更低,p2的频率更高。只要控制p2不要频率过低,即可获得足够的相位裕度。
3、本发明能容纳较宽的LDO负载电流范围。对于小负载电流,p0可能接近z1甚至p1,但由于z1总能抵消其中一个极点,在低频处的相移最多达到90°;而由于p0和p2分得更开,整体的相位裕度将接近90°。
为了更好地理解和实施,下面结合附图详细说明本发明。
附图说明
图1是现有技术的低压差稳压器的架构图。
图2是现有的翻转电压跟随器的结构示意图。
图3是FVF的幅频响应图。
图4是超级源跟随器的示意图。
图5是SSF的幅频响应示意图。
图6是SSF实际的幅频响应示意图。
图7是本发明实施例1的低压差稳压器的架构图。
图8是本发明增加了电容Cm后的LDO幅频响应示意图。
图9是本发明加入DFC后的大负载电流的幅频响应示意图。
图10是本发明的小负载电流的幅频响应示意图。
图11是本发明的实施例2的低压差稳压器的架构图。
具体实施方式
以下结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述,但本发明的实施方式不限于此。
本发明为了解决现有技术中的缺陷,提供了一种能够达到高速稳压的低压差稳压器。具体的技术方案通过以下的实施例进行介绍:
实施例1
请参阅图7,其为本发明实施例1的低压差稳压器的架构图。本发明提供了一种高速稳定的低压差稳压器,包括误差放大器EA、第一场效应管M1、第二场效应管M2、功率器件MP、第一电流源I1、第二电流源I2、负载电流源IL、第一电容CO、第二电容Cg、第三电容Cm和超级源跟随器SSF。
所述误差放大器EA的正极输入端接收参考电压VDD,负极输入端与输出端连接。
所述第二场效应管M2的漏极与误差放大器EA的输出端连接,源极通过第二电流源I2接地,栅极通过第二电流源I2接地。
所述功率器件MP的漏极接入电源电压VDD,功率器件MP的源极与所述第一场效应管M1的漏极连接,同时分别通过第一电容CO接地、通过负载电流源IL接地、通过第三电容Cm和第一电流源I1接地。
所述第一场效应管M1的栅极与第二场效应管M2的栅极连接,第一场效应管M1的漏极与功率器件MP的源极连接,第一场效应管M1的源极通过第一电流源I1接地,同时与超级源跟随器SSF输入端连接。
所述超级源跟随器SSF输出端与功率器件MP的栅极连接,同时通过第二电容Cg接地。
本发明在M1的两端加入电容Cm,使得p1=1/(rY·Cm),成为主极点(即频率最低的极点),其中rY为Y点的电阻;同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/Cm,其中gm1为M1的跨导。合理选取gm1,可以使得z1在p1后不远处抵消了p1;这使得LDO仍具有较高的低频增益,以及较大的GBW。
请参阅图8,其为本发明增加了电容Cm后的LDO幅频响应示意图。从图8中可知,与图6相比,在复数极点对之前抵消了一个极点,而导致相位裕度有一定提升。但由于复数极点对仍然靠近GBW,相位裕度依然有较大幅度的下降(仿真显示此时相位裕度为-20°)。
因此作为本发明的进一步改进,在加入Cm的基础上,在超级源跟随器SSF中加入阻尼系数控制(Damping Factor Control,DFC)。具体的结构如下:
所述超级源跟随器SSF包括:第三电流源I3、第四电流源I4、第三场效应管M3、第四场效应管M4和阻尼系数控制模块DFC。
所述第三电流源13的一端与电源电压VDD连接,另一端分别与第三场效应管M3的漏极和第四场效应管M4的漏极连接。
所述第三场效应管M3的栅极与第一场效应管M1的源极连接,第三场效应管M3的源极通过第四电流源I4接地。
所述第四场效应管M4栅极与第三场效应管M3的源极连接,并与阻尼系数控制模块DFC连接,所述第四场效应管M4源极接地。
具体的,在本实施例1中,所述阻尼系数控制模块包括跨导放大器gmD和第四电容CD;所述跨导放大器gmD的输入端与第三场效应管M3的源极连接,所述跨导放大器gmD的输出端通过第四电容CD与第四场效应管M4的栅极连接。
请参阅图9,其为本发明加入DFC后的大负载电流的幅频响应示意图。本发明将SSF中原本的复数极点对|p2,g|,有效的分开成为两个实数极点p2和pg。
与现有技术(公式1)相比,本发明的公式2的Cg项中有(gmD·r3)2的系数,在绝大部分情况下中都能使根号中的表达式>0,故p2和pg为实数极点。一般而言,pg的频率更低,p2的频率更高。只要控制p2不要频率过低,即可获得足够的相位裕度(仿真显示相位裕度为70°)。
进一步,本发明能容纳较宽的LDO负载电流范围。请参阅图10,其为本发明的小负载电流的幅频响应示意图。小负载电流时,p0可能接近z1甚至p1,但由于z1总能抵消其中一个极点,在低频处的相移最多达到90°;而由于p0和p2分得更开,整体的相位裕度将接近90°(仿真显示相位裕度为80°)。
实施例2
相比于实施例1,本实施例2的阻尼系数控制模块的主要构成方式不同。具体为,请参阅图11,其为本实施例2的低压差稳压器的架构图。所述阻尼系数控制模块DFC包括第五场效应管M5、第四电容CD和第五电流源I5。所述第五场效应管M5的漏极与电源电压VDD连接,第五场效应管M5的栅极与第四场效应管M4的栅极连接,第五场效应管M5的源极通过第五电流源I5接地;所述第四电容CD的两端分别与第五场效应管M5的栅极和源极连接。
本实施例2中,DFC模块由M5、I5和CD构成。其中,M5和I5构成了gmD,其中I5可以采用电阻,M5可以采用PMOS。
综上,本发明相比于现有技术,具备以下的效果:
1、本发明在M1的两端加入电容Cm,使得p1=1/(rY·Cm),成为主极点(即频率最低的极点),其中rY为Y点的电阻;同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/Cm,其中gm1为M1的跨导。合理选取gm1,可以使得z1在p1后不远处抵消了p1;这使得LDO仍具有较高的低频增益,以及较大的GBW。
2、本发明通过在SSF中增加DFC模块,将SSF中原本的复数极点对|p2,g|,有效的分开成为两个实数极点p2和pg。
与现有技术(公式1)相比,本发明的公式2的Cg项中有(gmD·r3)2的系数,在绝大部分情况下中都能使根号中的表达式>0,故p2和pg为实数极点。一般而言,pg的频率更低,p2的频率更高。只要控制p2不要频率过低,即可获得足够的相位裕度。
3、本发明能容纳较宽的LDO负载电流范围。对于小负载电流,p0可能接近z1甚至p1,但由于z1总能抵消其中一个极点,在低频处的相移最多达到90°;而由于p0和p2分得更开,整体的相位裕度将接近90°。
上述实施例为本发明较佳的实施方式,但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制,其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化,均应为等效的置换方式,都包含在本发明的保护范围之内。
Claims (4)
1.一种低压差稳压器,其特征在于:包括误差放大器、第一场效应管、第二场效应管、功率器件、第一电流源、第二电流源、负载电流源、第一电容、第二电容、第三电容和超级源跟随器;
所述误差放大器的正极输入端接收参考电压,负极输入端与输出端连接;
所述第二场效应管的漏极与误差放大器的输出端连接,源极通过第二电流源接地,栅极通过第二电流源接地;
所述功率器件的漏极接入电源电压,功率器件的源极与所述第一场效应管的漏极连接,同时分别通过第一电容接地、通过负载电流源接地、通过第三电容、第一电流源接地;
所述第一场效应管的栅极与第二场效应管的栅极连接,第一场效应管的漏极与功率器件的源极连接,第一场效应管的源极通过第一电流源接地,同时与超级源跟随器输入端连接;
所述超级源跟随器输出端与功率器件的栅极连接,同时通过第二电容接地。
2.根据权利要求1所述低压差稳压器,其特征在于:所述超级源跟随器包括:第三电流源、第四电流源、第三场效应管、第四场效应管和阻尼系数控制模块;
所述第三电流源的一端与电源电压连接,另一端分别与第三场效应管的漏极和第四场效应管的漏极连接;
所述第三场效应管的栅极与第一场效应管的源极连接,第三场效应管的源极通过第四电流源接地;
所述第四场效应管栅极与第三场效应管的源极连接,并与阻尼系数控制模块连接,所述第四场效应管源极接地。
3.根据权利要求2所述低压差稳压器,其特征在于:所述阻尼系数控制模块包括跨导放大器和第四电容;所述跨导放大器的输入端与第三场效应管的源极连接,所述跨导放大器的输出端通过第四电容与第四场效应管的栅极连接。
4.根据权利要求2所述低压差稳压器,其特征在于:所述阻尼系数控制模块包括第五场效应管、第四电容和第五电流源;所述第五场效应管的漏极与电源电压连接,第五场效应管的栅极与第四场效应管的栅极连接,第五场效应管的源极通过第五电流源接地;所述第四电容的两端分别与第五场效应管的栅极和源极连接。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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CN201710883301.7A CN107621845B (zh) | 2017-09-26 | 2017-09-26 | 一种低压差稳压器 |
Applications Claiming Priority (1)
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