CN107607784B - 一种开环同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种开环同步方法，包括：获取电网的三相电压u_a、u_b和u_c，对所述三相电压进行Clark变换获得u_α和u_β，再经过第一次Park变换，获得第一电压信号和第二电压信号；使用移动平均滤波器滤除所述第一电压信号和第二电压信号中的干扰量，获取第三电压信号和第四电压信号；对第三电压信号和第四电压信号进行第二次Park变换，获得第五电压信号和第六电压信号；根据第一次Park变换的旋转角、第二次park变换的旋转角、第五电压信号和第六电压信号，对所述电网的相角进行检测。本发明提供的方法，结构在任何情况下都能保证稳定，同时实现更快的响应速度和更高的精度。

Description

一种开环同步方法

技术领域

本发明涉及电网同步技术领域，更具体地，涉及一种开环同步方法。

背景技术

传统能源的消耗及其带来的环境问题时刻影响着人类的生存和发展，并为未来人类发展敲响了警钟。目前，全世界已经开始积极解决这一问题：积极开发和应用风能、太阳能、地热能、水能、潮汐能等可再生能源。可再生能源由于其资源丰富和清洁无污染的特性，受到了全世界的关注和重视。为提高可再生清洁能源的利用率，在实际应用中需要将可再生能源发电系统与电力系统通过电力变换器进行并网。电力变换器依赖电源电压与电网电压保持一致，然而要实现这一点，首先必须检测得到电网电压的频率、相位、幅值，以此来控制电力变换器，使可再生能源发电系统的电压与电网电压保持一致。

同步技术在众多工业和电力应用中起到至关重要的作用。同步技术所提供的信息(如电网电压基波分量的相位，频率和幅度)为电网的正常运行提供了必要保障。然而，电网信号通常会受到频率偏移、相位跳变、幅值变化、直流偏置、谐波、噪声等污染。为了保证电网在电压受到各类干扰的情况下仍能实现同步，在过去的文献中提出了各种同步技术，在目前的研究中，已提出多种同步技术，这些同步技术可以大致分为两类：闭环同步技术(close-loop synchronization，CLS)与开环同步技术(open-loop synchronization，OLS)。在现有技术中，基于锁相环(phase-locked loop，PLL)算法的闭环同步技术的使用最为广泛。锁相环具有简易、精确和快速的特点，因此得到了广泛而大量的应用。锁相环是一个负反馈控制系统，形成闭环，使输出信号与输入信号的电压幅值、相位、频率都保持一致，从而达到时刻监测电网电压的目的。然而，锁相环的设计需要兼顾精度及响应速度，且为保证锁相环结构稳定，稳定性的分析及参数的优化也是必须的。

锁相环为主的闭环同步技术的主要缺点为需要根据其传递函数分析其稳定性，并需要选用适当的参数来同时满足抗干扰能力和响应速度。锁相环结构的变换、滤波器的更改都可能造成传递函数的改变，这使得参数的选用和稳定性的分析需要跟随其改动而重新进行，使复杂程度大大增加。另一方面，开环同步技术最主要的缺陷是其频率依赖特性，当电网频率变化，OLS技术的精度会降低。

发明内容

为克服现有的同步技术中，闭环同步技术稳定性不足，使用滤波器进行闭环同步时结构复杂，同时开环同步技术对电网频率要求太高，检测精度不高的问题，提出一种开环同步技术。

本发明提供的方法包括：

S1，获取电网的三相电压u_a、u_b和u_c，对所述三相电压进行Clark变换获得u_α和u_β，再经过第一次Park变换，获得第一电压信号和第二电压信号；

S2，使用移动平均滤波器滤除所述第一电压信号和第二电压信号中的干扰量，获取第三电压信号和第四电压信号；

S3，对第三电压信号和第四电压信号进行第二次Park变换，获得第五电压信号和第六电压信号；

S4，根据第一次Park变换的旋转角、第二次park变换的旋转角、第五电压信号和第六电压信号，对所述电网的相角进行检测。

其中，所述第一次Park变换的旋转角θ₁＝2π·50，所述第二次Park的旋转角θ₂＝2π·Δf；

式中，Δf为频率偏移量。

其中，所述平均移动滤波器窗宽度设置为0.02s。

其中，所述对电网相角进行检测的步骤还包括：计算电网频率变化时的检测相角误差值Δθ_MAF，在进行相角检测的过程中，根据所述检测相角误差值对检测结果进行补偿。

其中，相位补偿值Δθ_MAF由公式Δθ_MAF＝0.5tan^-1(C)和公式计算得出，

式中，v_d1和v_q1为使用所述移动平均滤波器滤除所述第一电压信号和第二电压信号中的干扰量后获取的第三电压信号和第四电压信号，v_d2和v_q2为第三电压信号和第四电压信号通过相位补偿器计算获得的电压信号。

其中，所述电网的相角通过公式θ₊₁＝θ+θ₁+θ₂+Δθ_MAF计算得出；

式中θ为根据所述第五电压信号和所述第六电压信号计算获取的相位值，θ₁为所述第一次Park变换的旋转角，θ₂为第二次Park变换的旋转角，Δθ_MAF为检测相角误差值。

其中，还包括通过电网相角对电网幅值和频率偏移量进行检测。

其中，所述频率偏移量通过公式计算得出；

式中，Δθ_MAF为检测相角误差值，f_s为采样频率，f₀为电压标称频率。

其中，所述方法还包括通过所述频率偏移量计算电压基频正序分量的频率f₊₁。

本发明提供的方法，在两次Park变换间加入一个移动平均滤波器用于提高抗干扰性。两次Park变换使用不同的旋转角，同时使用开环结构，在其相位同步环节中没有反馈回环，因此此结构在任何情况下都能保证稳定，同时实现更快的响应速度和更高的精度。

附图说明

图1为本发明一实施例提供的一种开环同步方法的流程图；

图2为本发明实施例提供的一种开环同步方法中基于移动平均滤波器滤波环节流程图；

图3为本发明中移动平均滤波器在窗口长度为0.02s和0.01s的幅值响应图；

图4为本发明又一实施例提供的一种开环同步方法的结构图；

图5为本发明另一实施例提供的一种开环同步方法中开环技术和闭环技术的波形跟踪效果图；

图6为本发明另一实施例提供的一种开环同步方法中开环和闭环同步技术输出信号与输入信号的相位误差图；

图7为本发明另一实施例提供的一种开环同步方法中开环和闭环同步技术频率估计结果图；

图8为本发明另一实施例提供的一种开环同步方法中两类开环同步技术的相位跟踪误差与频率估计结果图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

参考图1，图1为本发明一实施例提供的一种开环同步方法的流程图，所述方法包括：

S1，获取电网的三相电压u_a、u_b和u_c，对所述三相电压进行Clark变换获得u_α和u_β，再经过第一次Park变换，获得第一电压信号和第二电压信号。

具体的，首先采集到电网的三相电压，这里三相电压包括三个数据u_a、u_b和u_c，通过Clark变换，从而获取转换后的电压信号u_α和u_β，再进过第一次Park变换，获取使得最初获取的三相电压的数据转化为u_d′和u_q′，此处u_d′即为第一电压信号，u_q′即为第二电压信号。

S2，使用移动平均滤波器滤除所述第一电压信号和第二电压信号中的干扰量，获取第三电压信号和第四电压信号。

具体的，通过移动平均滤波器，对步骤S1中获取的两相电压u_d′和u_q′中的频率跳变、幅值跳变、相角跳变、谐波、噪声、直流量等干扰量进行滤除，将S1中计算得出的u_d′和u_q′转化为经过滤波处理的第三电压信号u_d1和第四电压信号u_q1。

移动平均滤波器(moving average filter，以下简称MAF)的滤波原理可表示为：

其中N＝f_s/f_w，f_s是采样频率f_w＝1/T_w。T_w是MAF的窗口长度。v(k)和是MAF的输入和输出信号。通过公式(1)将MAF等价于脉冲响应为h(m)＝[1,1,......,1](m＝0,1,…...,N-1)的有限脉冲频率响应滤波器(FIR)。

MAF的频率响应可以表示为：

通过公式(2)可得出：

其中n是整数且不等于0。由式(3)知，MAF在f_w的整数倍的频率下，频率响应为0。即MAF可以完全滤除这些频率的干扰量。

S3，对第三电压信号和第四电压信号进行第二次Park变换，获得第五电压信号和第六电压信号。

具体的，根据S2中获取的第三电压信号u_d1和第四电压信号u_q1，进行第二次Park变换，获得第五电压信号u_d和第六电压信号u_q。

由图2所示，图2为本发明实施例提供的一种开环同步方法中基于移动平均滤波器预滤波环节流程图，设第一次派克变换输入信号为u_α和u_β又表示为v_αβ，输出为u_d′和u_q′又表示为v'_dq，旋转角为θ₁，第二次派克变换输出为u_d和u_q又表示为v_dq，旋转角为θ₂，电压基频正序分量的相位和频率为θ₊₁和f₊₁，f₊₁＝f₀+Δf，其中f₀为标称频率50Hz，Δf为频率偏移量，派克变换分析如下：

由式(4)可知，传统的派克变换可以拆分为旋转角分别为θ₁和θ₂的两次派克变换，并在两次变换间加入MAF，用于提高结构的抗干扰性。

S4，根据第一次Park变换的旋转角、第二次park变换的旋转角、第五电压信号和第六电压信号，对所述电网的相角进行检测。

具体的，根据第一次Park变换的旋转角θ₁，第二次Park变换的旋转角θ₂以及第二次Park变换后得出的电压信号u_d和u_q，可以计算出电网相角θ+₁。

通过此方法，基于dq轴，在MAF滤波前后各使用一次Park的开环同步技术，在其相位同步环节中没有反馈回环，因此此结构在任何情况下都能保证稳定，同时实现更快的响应速度和更高的精度。

在上述实施例的基础上，所述第一次Park变换的旋转角θ₁＝2π·50，所述第二次Park的旋转角θ₂＝2π·Δf；式中，Δf为频率偏移量。

具体的，本实施例的结构采用两次派克变换，且两次派克变换使用不同的旋转角，第一次派克变化旋转角为θ₁＝2π·50，第二次派克变换旋转角为θ₂＝2π·Δf。

通过此方法，两次旋转角不同的派克变换可以进一步提高对输入信号进行同步检测的精度。

在上述实施例的基础上，所述平均移动滤波器窗宽度设置为0.02s。

具体的，电网电压无频率波动时，MAF_Tw＝0.02s和MAF_Tw＝0.01s的幅值响应参考图3，图3为本发明中移动平均滤波器在窗口长度为0.02s和0.01s的幅值响应图。根据图3所示，对于MAF_Tw＝0.02s，可以将频率为50nHz(n≠0)的干扰量的幅值抑制到-50dB以下；对于MAF_Tw＝0.01s，可以将频率为100nHz(n≠0)的干扰量的幅值抑制到-50dB以下,MAF可以看作能够滤除上述对应频率的干扰量。然而，由图3可以看出，对MAF_Tw＝0.01s，50Hz的奇数倍次谐波附近的幅值响应非常高，这表明MAF_Tw＝0.01s对电网电压信号中的直流分量及偶数次谐波分量的滤除能力较差(偶次谐波经过Park变换，会变成奇次谐波作为MAF的输入信号)。因此MAF_Tw＝0.01s只适用于电网中没有或只有少量的直流干扰及偶次谐波干扰的情况。

由于MAF_Tw＝0.01s存在上段所述的缺陷，本实施例中的滤波器均采用MAF_Tw＝0.02s。根据上段的分析，当电网电压无频率波动时，MAF_Tw＝0.02s可以看作能够完全滤除频率为50nHz(n≠0)的干扰量。

在上述各实施例基础上，所述对电网相角进行检测还包括：计算电网频率变化时的检测相角误差值Δθ_MAF，在进行相角检测的过程中，根据所述检测相角误差值对检测结果进行补偿。

其中，相位补偿值Δθ_MAF由公式Δθ_MAF＝0.5tan^-1(C)和公式计算得出，

式中，v_d1和v_q1为使用所述移动平均滤波器滤除所述第一电压信号和第二电压信号中的干扰量后获取的第三电压信号和第四电压信号，v_d2和v_q2为第三电压信号和第四电压信号通过相位补偿器计算获得的电压信号。

当输入信号中存在频率偏移时，基于滑动平均滤波器的预滤波环节将产生相位误差。滑动平均滤波器的窗宽度设置为0.02s，由此滤波器产生的相位误差可由下式计算：

其中Δθ_MAF是滑动平均滤波器引起的相位误差，H(f)是滑动平均滤波器的频率响应，f_s是采样频率。

考虑到滑动平均滤波器在输入信号中存在频率偏移时产生的相位偏移，本实施例提出的结构中引入了新的相位补偿计算方法，相位补偿值Δθ_MAF由下式计算：

Δθ_MAF＝0.5tan^-1(C) (6)

在上述实施例的基础上，所述电网的相角通过公式θ₊₁＝θ+θ₁+θ₂+Δθ_MAF计算得出；

式中θ为根据所述第五电压信号和所述第六电压信号计算获取的相位值，θ₁为所述第一次Park变换的旋转角，θ₂为第二次Park变换的旋转角，Δθ_MAF为检测相角误差值。

具体的，通过公式

θ₊₁＝θ+θ₁+θ₂+Δθ_MAF (8)

可以得出同步技术中电压基频正序分量的相位θ₊₁，公式中，θ₁为所述第一次Park变换的旋转角，θ₂为第二次Park变换的旋转角，其中θ₁＝2π·50，θ₂＝2π·Δf；Δθ_MAF为相位补偿值，通过公式Δθ_MAF＝0.5tan^-1(C)计算得出，θ为根据所述第五电压信号和所述第六电压信号计算获取的相位值，通过公式

计算得出，由式(5)可知，输入信号中的频率偏移可利用相位偏移与频率偏移间的关系计算得出：

其中

则电压基频正序分量的频率为

f₊₁＝f₀+Δf (11)

在本发明的又一实施例中，参考图4，图4为本发明又一实施例提供的一种开环同步方法的结构图。

电网的三相电压u_a、u_b、u_c，经过Clark变换后得两相电压u_α、u_β，又经过复数Park变换，并以θ₁作为其旋转角从而得到两相电压u_d′和u_q′，再经过第二次Park变换，以θ₂作为旋转角，从而得到两相电压u_d和u_q。

根据u_d′和u_q′，在相位补偿器中计算出相角误差补偿值θ_MAF，再根据两相电压u_d和u_q，从而可以计算出电网相角θ₊₁，相位补偿值Δθ_MAF通过公式(6)和公式(7)得出，电网相角θ₊₁通过公式(8)计算得出，其中，θ₁＝2π·50，θ₂＝2π·Δf，θ为根据两相电压u_d和u_q计算获取的相位值，通过公式(9)得出。

相位检测与频率及幅值检测的部分是分开的，若不需要检测频率及幅值，可以把对应的部分去除。

在本发明的再一是实施例中，通过Matlab软件编程实现对一系列仿真实验仿真开始时输入信号为理想的正弦电压信号(幅值为1，频率为50Hz)，锁相环工作正常。随后，在t＝0.5s时加入180°相位跳变，0.5Hz频率跳变，150％的电压幅值变化，信噪比为50dB的噪声，基波幅值50％的直流分量，并加入严重谐波，即0.3pu的二次、三次、五次、七次、九次谐波。

本实施例所提出的新的开环结构，分别与文献PLL with MAF-basedprefiltering stage:small signal modeling and performance enhancement中提出的闭环结构、文献A True Open-Loop Synchronization Technique中提出的开环结构相对比，证明本专利提出的结构的优势。与闭环结构的仿真结果对比图如图5、图6和图7所示：与传统闭环锁相环结构相比，本发明提出的开环结构在输入信号受到各类干扰的情况下，同样能够实现快速、准确的相位跟踪与频率估计。同时，本专利提出的新的开环结构具有更快的响应速度，在频率估计方面具有更高的稳态精度。因此，仿真实验证明了新的开环方法在信号同步上的有效性。

另一方面，通过本发明提供的开环同步方法与文献A True Open-LoopSynchronization Technique中提出的开环结构相对比，如图8所示，相比于过去文献中提出的开环方法，本专利提出的开环方法不再具有频率依赖特性，即当电网信号发生频率偏移时，本发明提出的开环同步方法的同步精度更高，能够更准确的实现频率跟踪，优于过去提出的其他开环方法。

本发明提供的方法，使用新的Park变换的使用方法，使用两次Park变换，不再使用反Park变换，使得结构更为简单，2个基波周期即可实现快速的相位跟踪和频率估计；两次派克变换使用不同的旋转角来提高稳态精度，引入滑动平均滤波器提高结构的抗干扰性，能够有效抑制噪声，频率偏移，直流分量和严重谐波干扰；同时引入新的相位补偿器对滑动平均滤波器引起的相位偏移进行补偿，且补偿器不会引起额外的延迟。当电网信号发生频率偏移时，与现有的开环结构相比，本发明提出的开环同步方法的同步精度提高，能够更准确的实现频率跟踪。

最后，本申请的方法仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种开环同步方法，其特征在于，包括：

S1，获取电网的三相电压u_a、u_b和u_c，对所述三相电压进行Clark变换获得u_α和u_β，再经过第一次Park变换，获得第一电压信号和第二电压信号；

S2，使用移动平均滤波器滤除所述第一电压信号和第二电压信号中的干扰量，获取第三电压信号和第四电压信号；

S3，对第三电压信号和第四电压信号进行第二次Park变换，获得第五电压信号和第六电压信号；

S4，根据第一次Park变换的旋转角、第二次park变换的旋转角、第五电压信号和第六电压信号，对所述电网的相角进行检测。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一次Park变换的旋转角θ₁＝2π·50，所述第二次Park的旋转角θ₂＝2π·Δf；

式中，Δf为频率偏移量。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述平均移动滤波器窗宽度设置为0.02s。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对电网相角进行检测的步骤还包括：计算电网频率变化时的检测相角误差值Δθ_MAF，在进行相角检测的过程中，根据所述检测相角误差值对检测结果进行补偿。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，相位补偿值Δθ_MAF由公式Δθ_MAF＝0.5tan^-1(C)和公式计算得出，

式中，v_d1和v_q1为使用所述移动平均滤波器滤除所述第一电压信号和第二电压信号中的干扰量后获取的第三电压信号和第四电压信号，v_d2和v_q2为第三电压信号和第四电压信号通过相位补偿器计算获得的电压信号。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述电网的相角通过公式θ₊₁＝θ+θ₁+θ₂+Δθ_MAF计算得出；

式中θ为根据所述第五电压信号和所述第六电压信号计算获取的相位值，θ₁为所述第一次Park变换的旋转角，θ₂为第二次Park变换的旋转角，Δθ_MAF为检测相角误差值。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括通过电网相角对频率偏移量进行检测。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述频率偏移量通过公式计算得出；

式中，Δθ_MAF为检测相角误差值，f_s为采样频率，f₀为电压标称频率。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述方法还包括通过所述频率偏移量计算电压基频正序分量的频率f₊₁。