CN110470904A - 基于平窗滤波器的同步相量测量方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明实施例提供一种基于平窗滤波器的同步相量测量方法及装置，所述方法包括：先对电网电压信号进行clarke变换，再进行park变换，获取两相旋转坐标下的电压信号；利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项；根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率。本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量方法及装置，利用具有平坦的通带平窗滤波器进行同步相量的测量，能够在频率偏差，谐波失真和功率振荡等更多干扰条件同时发生时，得到精确的测量结果。并且，结构简单，计算复杂度低。
Description
技术领域
本发明涉及电力技术领域，尤其涉及一种基于平窗滤波器的同步相量测量方法及装置。
背景技术
精确快速的同步相量测量，特别是在动态和失真下，对电网的控制和保护至关重要，以避免可能的崩溃或其他异常情况。
现有技术中，相量测量单元(PMU)广泛用于电力系统网络实时监控。广域测量系统(WAMS)中的PMU应用受其同步相量测量算法(SMA)的影响很大。在IEEE C37.118中，根据在应用中的不同，SMA分为P类(PSMA)和M类(MSMA)。PSMA主要用于保护，而MSMA主要用于监控。每个类别都有不同的基准测试和测量精度要求。与MSMA相比，PSMA需要更快的响应，这意味着数据窗口长度的限制和PSMA结构中需要特殊滤波器。因此，应设计PSMA以获得快速动态响应和令人满意的抗干扰能力。
为了调节PSMA的性能，基准动态测试和失真下的测量精度要求在IEEE C37.118中给出。基准测试侧重于PSMA在不同类型的干扰下的行为，特别是在存在频率偏差，谐波失真，包括幅度/相位调制和频率斜坡的动态的情况下。根据IEEE C37.118.1-2011，与相量测量相关的总矢量误差(TVE)在稳态条件下必须小于或等于1％，在动态条件下必须小于或等于3％。大多数现有PSMA满足基准测量精度要求。然而，大多数研究都集中在单一类型干扰下算法的表现。在实践中，可能同时发生几种类型的干扰。例如，频率偏差，谐波失真和功率摆动可以同时发生。在这种条件下的相量估计精度对系统稳定性至关重要。
在恶劣条件下同时发生多次干扰的同步相量测量最近引起了人们的更多关注。一种方案是基于clarke变换的相量算法，其同时考虑了谐波失真和频率偏差。另一种方案是改进的动态同步相量估计算法，同时考虑了功率振荡和频率偏差。还有方案提出了一种精确的动态相量估计方法，该方法考虑了频率偏差和功率振荡。还有方案基于最优窗口的SMA，同时考虑了频率偏差和谐波。
但是，实际应用中，诸如频率偏差，谐波失真和功率振荡的更多干扰条件同时发生，可能在这些方法中产生大的误差，存在同步相量的测量结果精度低的技术问题。
发明内容
本发明实施例提供一种基于平窗滤波器的同步相量测量方法及装置，用于解决现有技术中同步相量的测量结果精度低的技术问题。
为了解决上述技术问题，一方面，本发明实施例提供一种基于平窗滤波器的同步相量测量方法，包括：
先对电网电压信号进行clarke变换，再进行park变换，获取两相旋转坐标下的电压信号；
利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项；
根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率。
进一步地，所述利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理之前，还包括：
根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
进一步地，所述利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理之前，还包括：
根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量和扰动项中的分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
进一步地，所述根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的频率和频率变化率，具体包括：
对所述准直流项进行相位补偿；
使用最小二乘拟合法计算电网电压信号的频率和频率变化率。
进一步地，所述根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率之后，还包括：
根据测量过程中的延迟，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率的时间戳。
另一方面，本发明实施例提供一种基于平窗滤波器的同步相量测量装置，包括：
变换模块，用于先对电网电压信号进行clarke变换，再进行park变换，获取两相旋转坐标下的电压信号；
滤波模块，用于利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项；
计算模块，用于根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率。
进一步地，还包括平窗构建模块，用于根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
进一步地，还包括平窗构建模块，用于根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量和扰动项中的分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
再一方面，本发明实施例提供一种电子设备，包括：存储器、处理器，以及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时，实现上述方法的步骤。
又一方面，本发明实施例提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，当所述计算机程序被处理器执行时，实现上述方法的步骤。
本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量方法及装置，利用具有平坦的通带平窗滤波器进行同步相量的测量，能够在频率偏差，谐波失真和功率振荡等更多干扰条件同时发生时，得到精确的测量结果。并且，结构简单，计算复杂度低。
附图说明
图1为本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量方法示意图；
图2为本发明实施例提供的基于增强型平窗的PSMA的基本结构示意图；
图3为本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量装置示意图；
图4为本发明实施例提供的电子设备的结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1为本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量方法示意图，如图1所示，本发明实施例提供一种基于平窗滤波器的同步相量测量方法，其执行主体为基于平窗滤波器的同步相量测量装置，该方法包括：
步骤S101、先对电网电压信号进行clarke变换，再进行park变换，获取两相旋转坐标下的电压信号。
具体来说，首先，对三相电网电压信号进行clarke变换，得到αβ坐标系中的电压信号，αβ坐标系中的电压信号用公式表示如下：
其中，θ1(t)＝ω1(t)t+φ1(t)，θh(t)＝ωh(t)t+φh(t)，a1(t)，ω1(t)，θ1(t)和φ1(t)分别是信号中基频正序(FFPS)分量的幅度，频率，相位和初始相位。ah(t)，ωh(t)，θh(t)和φh(t)分别是信号中谐波分量的幅度，频率，相位和初始相位。
αβ坐标系中的电压信号的离散形式用公式表示如下：
其中，θ1(n)＝ω1(n)nTs+φ1(n)，θh(n)＝ωh(n)nTs+φh(n)，Ts＝1/fs，fs是采样频率。
然后，对离散形式的αβ坐标系中的电压信号进行park变换，得到两相旋转坐标下的电压信号，两相旋转坐标下的电压信号可以用复数表示如下：
其中，Δθ1(n)＝θ1(n)-θP(n)＝Δω1(n)nTs+φ1(n)，Δω1(n)＝ω1(n)-ω0。在公式(3)中，park变换相当于以相位-θP(n)旋转电网电压相量，或者以频率-ωP旋转电网电压相量。如果ωP＝ω0(其中ω0是标称频率)，则公式(1)中的FFPS可以转化为(3)中的
在标称电网频率条件下，×ω1(n)＝0。如果a1(n)和φ1(n)是时间连续的，则是一个纯直流分量。如果a1(n)和φ1(n)是随时间变化的，则是一个低频分量。在非标称频率条件下，Δω1(n)≠0，则是一个低频分量。
一般来说，在park变换之后，FFPS已经转变为准直流分量。因此，可以应用LPF来提取准直流分量。LPF可以是无限脉冲响应(IIR)滤波器或有限脉冲响应(FIR)滤波器。FIR滤波器在同步相量测量中是首选，因为很容易设计具有线性相位的FIR滤波器。线性相位滤波器具有恒定的延迟，与频率波动无关。FIR的脉冲响应通常是窗函数。不同的窗口导致FIR滤波器的不同特征。
现有技术中，余弦窗是一个流行的窗，余弦窗用公式表示如下：
其中，n＝0,1,...,N-1，N是窗口长度。M和a(m)用来确定窗口的类型。比如说，M＝0,a(0)＝1，这是一个boxcar窗；M＝1,a(0)＝0.5,a(1)＝0.5,这是一个hanning窗；M＝1,a(0)＝0.54,a(1)＝0.46,这是一个hanming窗；M＝2，a(0)＝0.42，a(1)＝0.5，a(2)＝0.08,这是一个blackman窗。
余弦级窗口的频率响应用公式表示如下：
其中，WR(ω)＝sin(Nω/2)/sin(ω/2)。
余弦窗口的缺点是窗口的通带不平坦。如果频率为零则通带为零，并且随着频率的增加迅速减小。这意味着如果公式(3)中的准直流分量是纯直流分量，则可以精确提取。然而，如果准直流分量是低频分量，则提取的分量将存在幅度衰减。提取分量中的幅度衰减可能在同步相量测量中引起大的误差。幅度衰减可以得到补偿，但补偿程序通常需要电网频率信息，这可能会在同步相量测量中引入额外的延迟和计算负担。
步骤S102、利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项。
具体来说，本发明实施例利用平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项。由于平窗滤波器具有平坦的通带，对应于更高的测量精度和更长的数据窗口长度(或响应时间)。可以在复杂的电网环境中进行同步相量的测量。
步骤S103、根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率。
具体来说，在进行滤波之后，根据电压信号的准直流项，计算电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率，从而实现同步相量的测量。
本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量方法，利用具有平坦的通带平窗滤波器进行同步相量的测量，能够在频率偏差，谐波失真和功率振荡等更多干扰条件同时发生时，得到精确的测量结果。并且，结构简单，计算复杂度低。
基于上述任一实施例，进一步地，所述利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理之前，还包括：
根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
具体来说，本发明实施例基于最小二乘(LS)方法设计平窗滤波器，具体步骤如下：
在Park转换之后，FFPS已经转换为准直流分量，如公式(3)所示。准直流分量可以用公式表示如下：
其中，是准直流项的k阶泰勒多项式。K0是准直流项的泰勒多项式。
进一步可以获得一个有N个数值的向量X，X用公式表示如下：
X＝BP (7)
其中，X是的一个有N个数值的向量，X＝[xdq(n-N+1)…xdq(n-1)xdq(n)]T。
B是一个N×(K0+1)的矩阵，b0 (k)＝[(-d)k … (-1)k 0(1)k … dk]T，d＝(N-1)/2。P是是泰勒多项式的向量，T表示向量转置。
那么，准直流项的计算公式如下：
其中，C是B-1的第一行的系数，B-1是B的伪逆矩阵，并且B-1的计算公式如下：
B-1＝(BHB)-1BH (9)
BH是B的共轭转置。准直流项还可以用公式表示如下：
其中，h(n)＝C(N-1-n)。公式(10)可以被认为是具有h(n)的脉冲响应的FIR滤波过程。不同的K0可以得到不同的h(n)。可以验证h(n)在频域中具有平坦的通带，因此，将其命名为平窗滤波器(FW)。实验表明K的奇数阶几乎不影响FW的波形，为了简化，可以省略对应于P和B中的奇数多项式阶的系数和列。FW具有低通特性，对于偶数阶K的相应频率响应，带宽随着K0的增加而增加，K0的值越大，通带越平坦，反之亦然。所以FW具有比通常使用的余弦级窗口更平坦的通带。
以上公式(6)-(10)提供了设计FW的方法，FW的设计过程中的关键部分是系数矩阵B的构造。B中有两个参数，即N和K0。N的值影响FW的长度，K0的值影响FW的波形和频率响应。随着K0的增加，FW具有更平坦但更宽的通带，对应于更高的测量精度和更长的数据窗口长度(或响应时间)。
本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量方法，利用具有平坦的通带平窗滤波器进行同步相量的测量，能够在频率偏差，谐波失真和功率振荡等更多干扰条件同时发生时，得到精确的测量结果。并且，结构简单，计算复杂度低。
基于上述任一实施例，进一步地，所述利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理之前，还包括：
根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量和扰动项中的分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
具体来说，虽然使用FW进行同步向量的精确测量。但是为了滤除公式(3)中的干扰，FW应该在标称频率的整数倍周围具有大的幅度衰减。然而，FW可能不会在基频的整数倍周围具有大的幅度衰减，尤其是在低频范围内。例如，K0＝2的FW在大约42Hz，70Hz和95Hz附近有大幅度衰减，而在50Hz和100Hz附近具有相对较小的衰减。这意味着FW对公式(3)中的干扰的滤波能力效果不佳。主要原因是在设计过程中，在公式(7)中的LS方法中仅考虑了准直流项。
本发明实施例，对FW进行优化，设计出增强型平窗滤波器EFW，具体步骤如下：
通过考虑LS方法中的干扰可以解决FW存在的问题。公式(3)中扰动项中的分量可以用公式表示如下：
其中，m＝h-1，m＝±1,±2,...,±N0/2-1,-N0/2，N0是一个标称周期的采样点。是mω0附近的分量的k阶泰勒多项式。Km是mω0附近的分量的泰勒多项式阶数。如果在LS方法中考虑mω0处的分量，则公式(7)中的矢量P和矩阵B的计算公式分别如下：
P＝[P0 Pm]T,B＝[B0 Bm] (12)
其中，
如果在公式(12)中考虑mω0处的分量，则所获得的窗口具有大的衰减量。考虑到泰勒多项式的阶数较大，在该频率处的较大幅度衰减是以更复杂的计算为代价的。因此，为了解决该问题，提出一种具有强抗干扰能力的增强型FW。
公式(3)中扰动项的分量具有大约mω0的频率，m＝±1,±2,...,±N0/2-1,-N0/2。因此，在LS方法中考虑这些分量的零阶泰勒多项式。此外，在Park变换之后，电压信号中的基频负序(FFNS)分量已经变换为-2ω0周围的分量，构成了公式(3)中的主扰动。因此，3阶泰勒多项式应用于±2ω0处的分量。公式(7)中的P和B已改为如下公式：
P＝[P0 Pm P2]T,B＝[B0 Bm B2] (13)
其中，
通过考虑LS中的干扰分量，所获得的EFW增强了干扰抑制能力。B中的复数值是共轭对。因此，EFW仍然具有实数系数。EFW在标称频率的整数倍处具有大的幅度衰减，尤其是在2ω0处。这意味着EFW对于公式(3)中的干扰具有增强的滤波能力。此外，FW和EFW之间的比较表明EFW具有更平坦的通带和更低的边带。使用EFW进行同步向量的测量，测量结果更加精准。
本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量方法，利用具有平坦的通带平窗滤波器进行同步相量的测量，能够在频率偏差，谐波失真和功率振荡等更多干扰条件同时发生时，得到精确的测量结果。并且，结构简单，计算复杂度低。
基于上述任一实施例，进一步地，所述根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的频率和频率变化率，具体包括：
对所述准直流项进行相位补偿；
使用最小二乘拟合法计算电网电压信号的频率和频率变化率。
具体来说，图2为本发明实施例提供的基于增强型平窗的PSMA的基本结构示意图，如图2所示，
采用EFW作为LPF来过滤扰动并在Park变换后提取基本分量。EFW具有平坦的通带，可确保动态和频率偏差条件下的测量精度。EFW在标称频率的整数倍处具有增强的组件滤波能力，这意味着EFW具有增强的抗干扰能力。
FFPS的相位θ1计算为Δθ1(n)和θP(n-(N-1)/2)的总和。原因如下：图2中Park的变换相当于以-θP(n)旋转电压相量，FFPS的相位已经变换为Δθ1(n)＝θ1(n)-θP(n)，此外，估计的相位位于数据窗口的中间，因此，估计的相位θ1是Δθ1(n)和θP(n-(N-1)/2)的总和。
频率f1和频率变化率ROCOF基于Δθ1(n)使用图2中的最小二乘拟合法LSFM计算，计算公式如下：
其中，是两个角度之间的步长，Lf是用于频率估计的角度数。是两个频率之间的步长，Lrf是用于ROCOF估计的频率数。Fm和RFm的值是常数系数，可以使用现有方法计算。Lf和Lrf的较大值意味着用于估计频率和ROCOF的较长数据窗口长度，对应于较高的测量精度和较慢的动态响应，反之亦然。
基于增强型平窗的PSMA(EFW-PSMA)具有非常简单的实现结构。主要的计算负担是图2中两个EFW的实现，包括2N实数乘法和(2N-2)个实数加法。
本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量方法，利用具有平坦的通带平窗滤波器进行同步相量的测量，能够在频率偏差，谐波失真和功率振荡等更多干扰条件同时发生时，得到精确的测量结果。并且，结构简单，计算复杂度低。
基于上述任一实施例，进一步地，所述根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率之后，还包括：
根据测量过程中的延迟，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率的时间戳。
具体来说，为了精确设置估计参数的时间标记，应该知道估计参数的测量延迟。
幅度和相位角的测量延迟主要是由LPF的实现引起的。因此，总测量延迟是(N-1)Ts/2。t-(N-1)Ts/2用于设定时刻t的估计幅度和相位角的时间戳。
频率和ROCOF的测量延迟主要是由公式(15)和公式(16)中的相量和LSFM的计算引起的。因此，频率和ROCOF的测量延迟是和 和用于设定时刻t的估计频率的时间戳。
本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量方法，利用具有平坦的通带平窗滤波器进行同步相量的测量，能够在频率偏差，谐波失真和功率振荡等更多干扰条件同时发生时，得到精确的测量结果。并且，结构简单，计算复杂度低。
下面结合具体的对比实验，验证上述实施例中所述方法的技术效果：
1、响应时间对比。
使用阶跃变化测试评估EFW-PSMA的响应时间。幅度和相位角的阶跃变化可以建模为如下公式：
x(t)＝Xm[1+kxf1(t)]×cos[2πf0t+kaf1(t)] (17)
其中，f1(t)是单位阶跃函数，f0是标称频率，kx和ka是幅度和相位角的阶跃函数的大小。设置kx和ka为0.1和π/18。EFW-PSMA的参数设置为N＝2N0+7，Lf＝Lrf＝9。
根据IEEE C37.118中的要求，得到在阶跃变化测试中的响应时间，表1为在阶跃变化测试中的响应时间，如表1所示，以表示TVE，频率误差(FE)和(频率变化率误差)RFE的响应时间。TVE的限值为1％，FE的限值为0.005Hz，RFE的限值为0.4Hz/s。IEEE C37.118中规定的响应时间也显示在表1中。表1显示EFW-PSMA的响应时间满足IEEE C37.118中规定的要求。
表1在阶跃变化测试中的响应时间
2、测量精度评估。
在各种动态和失真下评估EFW-PSMA的测量精度。测试条件如下。
测试实验1(频率范围测试)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝cos[2π(f0+Δf)t] (18)
其中，f0是标称频率，-2≤Δf≤2。
测试实验2(谐波失真测试)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝cos(2πf0t)+0.01cos(2πhf0t) (19)
其中，谐波的次数h在2到50之间。
测试实验3(频率斜坡测试)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝cos[2π(f+Δf+0.5Rft)t] (20)
其中，Δf＝-2Hz，Rf是频率斜率，Rf＝1Hz/s。
测试实验4(相位调制测试)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝cos[2πf0t+kacos(2πfmt)] (21)
其中，ka＝0.1，调制频率fm从0.1到5Hz。
测试实验5(幅度调制测试)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝[1+kxcos(2πfmt)]cos(2πf0t) (22)
其中，kx＝0.1，调制频率fm从0.1到5Hz。
测试实验6(直流偏移测试)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝0.1+cos(2πf0t) (23)
测试实验7(噪声测试)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝cos(2πf0t)+w(t) (24)
其中，w(t)为60dB白噪声。
测试实验8(测试实验1+测试实验2)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝cos(2πft)+0.01cos(2πhft) (25)
其中，f＝f0+Δf是基频，-2≤Δf≤2，谐波h的次数从2到50。
测试实验9(测试实验1+测试实验2+测试实验3)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝cos(2πft)+0.01cos(2πhft) (26)
其中，f＝f0+Δf+0.5Rft，Δf＝-2和Rf＝1Hz/s，h谐波的阶数从2到50。
测试实验10(测试实验1+测试实验2+测试实验3+测试实验4)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝cos(θ1)+0.01cos(2πhft) (27)
其中，θ1＝2πft+ka cos(2πfmt)，ka＝0.1，调制频率fm在0.1到5Hz之间。
测试实验11(测试实验1+测试实验2+测试实验3+测试实验4+测试实验5)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝A1cos(θ1)+0.01cos(2πhft) (28)
其中，A1＝1+kxcos(2πfmt)，ka＝0.1，调制频率fm在0.1到5Hz之间。
测试实验12(测试实验1+测试实验2+测试实验3+测试实验4+测试实验5+测试实验6)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝0.1+A1cos(θ1)+0.01cos(2πhft) (29)
其中，在公式(28)的信号模型中加入0.1pu的直流偏移。
测试实验13(测试实验1+测试实验2+测试实验3+测试实验4+测试实验5+测试实验6+测试实验7)：
参考信号用公式表示如下：
x(t)＝0.1+A1cos(θ1)+0.01cos(2πhft)+w(t) (30)
其中，在公式(29)的信号模型中添加了60dB白噪声。
总共进行了13个实验测试。测试实验1-5在IEEE C37.118的PSMA基准测试中指定。IEEE基准测试中未规定噪声和直流偏移，但在实践中它们是不可避免的。因此，在测试实验6-7中增加了直流偏移和噪声测试。在13个测试实验中，测试实验1-7中发生单一类型的干扰，测试实验8-13中同时发生几种类型的干扰。TVE，FE，RFE，幅度误差(ME)和相位误差(PE)的最大值如表2所示。IEEE C37.118中的测量精度要求也显示在表2中。
表2显示，在所有测试条件下，EFW-PSMA的测量误差远低于IEEE 37.118中规定的误差。在所有干扰同时发生时，最大TVE为0.3％。
表2 EFW-PSMA最大测量误差
因此，可得结论：使用最小二乘法设计的具有增强的抗干扰能力的平窗EFW。EFW被用作EFW-PSMA结构中的LPF以提取基本分量。基于LS方法估计频率和ROCOF。EFW-PSMA的主要计算负担包括2N个实数乘法和2N-2个实数加法。理论分析和仿真结果验证了该方法的优越性，特别是在恶劣电网条件下，即同时发生了几种类型的干扰。在最恶劣条件下，即基准测试中指定的所有干扰同时发生时，最大TVE为0.3％。这意味着EFW-PSMA是PSMA用于电网应用的中的一个好方法。
基于上述任一实施例，图3为本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量装置示意图，如图3所示，本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量装置，包括变换模块301、滤波模块302和计算模块303，其中：
变换模块301用于先对电网电压信号进行clarke变换，再进行park变换，获取两相旋转坐标下的电压信号；滤波模块302用于利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项；计算模块303用于根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率。
基于上述任一实施例，进一步地，还包括平窗构建模块，用于根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
基于上述任一实施例，进一步地，还包括平窗构建模块，用于根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量和扰动项中的分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
本发明实施例提供一种基于平窗滤波器的同步相量测量装置，用于执行上述任一实施例中所述的方法，通过本实施例提供的装置执行上述某一实施例中所述的方法的具体步骤与上述相应实施例相同，此处不再赘述。
本发明实施例提供的基于平窗滤波器的同步相量测量装置，利用具有平坦的通带平窗滤波器进行同步相量的测量，能够在频率偏差，谐波失真和功率振荡等更多干扰条件同时发生时，得到精确的测量结果。并且，结构简单，计算复杂度低。
图4为本发明实施例提供的电子设备的结构示意图，如图4所示，所述设备包括：处理器(processor)401、存储器(memory)402、总线403，以及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序。
其中，处理器401和存储器402通过总线403完成相互间的通信；
处理器401用于调用并执行存储器402中的计算机程序，以执行上述各方法实施例中的步骤，例如包括：
先对电网电压信号进行clarke变换，再进行park变换，获取两相旋转坐标下的电压信号；
利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项；
根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率。
此外，上述的存储器中的逻辑指令可以通过软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
本发明实施例提供一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括存储在非暂态计算机可读存储介质上的计算机程序，所述计算机程序包括程序指令，当所述程序指令被计算机执行时，计算机能够执行上述各方法实施例中的步骤，例如包括：
先对电网电压信号进行clarke变换，再进行park变换，获取两相旋转坐标下的电压信号；
利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项；
根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率。
本发明实施例提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，当所述计算机程序被处理器执行时，实现上述各方法实施例中的步骤，例如包括：
先对电网电压信号进行clarke变换，再进行park变换，获取两相旋转坐标下的电压信号；
利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项；
根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率。
以上所描述的装置及设备等实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
Claims (10)
1.一种基于平窗滤波器的同步相量测量方法，其特征在于，包括：
先对电网电压信号进行clarke变换，再进行park变换，获取两相旋转坐标下的电压信号；
利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项；
根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率。
2.根据权利要求1所述的基于平窗滤波器的同步相量测量方法，其特征在于，所述利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理之前，还包括：
根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
3.根据权利要求1所述的基于平窗滤波器的同步相量测量方法，其特征在于，所述利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理之前，还包括：
根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量和扰动项中的分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
4.根据权利要求1所述的基于平窗滤波器的同步相量测量方法，其特征在于，所述根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的频率和频率变化率，具体包括：
对所述准直流项进行相位补偿；
使用最小二乘拟合法计算电网电压信号的频率和频率变化率。
5.根据权利要求1所述的基于平窗滤波器的同步相量测量方法，其特征在于，所述根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率之后，还包括：
根据测量过程中的延迟，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率的时间戳。
6.一种基于平窗滤波器的同步相量测量装置，其特征在于，包括：
变换模块，用于先对电网电压信号进行clarke变换，再进行park变换，获取两相旋转坐标下的电压信号；
滤波模块，用于利用预设的平窗滤波器对两相旋转坐标下的电压信号进行滤波处理，获取电压信号的准直流项；
计算模块，用于根据所述准直流项，分别确定电网电压信号的幅值、相位、频率和频率变化率。
7.根据权利要求6所述的基于平窗滤波器的同步相量测量装置，其特征在于，还包括平窗构建模块，用于根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
8.根据权利要求6所述的基于平窗滤波器的同步相量测量装置，其特征在于，还包括平窗构建模块，用于根据两相旋转坐标下的电压信号的准直流分量和扰动项中的分量，基于最小二乘方法设计所述平窗滤波器。
9.一种电子设备，包括存储器、处理器，以及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时，实现如权利要求1至5任一项所述基于平窗滤波器的同步相量测量方法的步骤。
10.一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，当所述计算机程序被处理器执行时，实现如权利要求1至5任一所述基于平窗滤波器的同步相量测量方法的步骤。
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