CN107592913A - 雷达设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于确定对象距雷达设备的元件的距离的FMCW雷达设备。现有技术中的FMCW雷达设备的不利之处在于，它既不适于以高分辨率测量固定或仅缓慢移动对象的距离，所述系统也不能以低分辨率确定快速移动对象的距离。相反，本发明的目的在于提供一种雷达设备，其能够以高分辨率确定发射机天线或接收机天线与快速移动对象之间的距离。根据本发明，为了达成该目的，提出了一种FMCW雷达设备，其中针对雷达频率变化的预定时间区间为100μs或更少，可控振荡器被配置成使得当雷达设备在雷达频率下操作时，它能经由至少4GHz的调谐带宽在预定时间区间内被调谐，并且相位比较器被配置成使得它在可控振荡器的调谐带宽内以及在预定时间区间内提供所生成雷达信号的针对至少900个雷达信号频率的相位稳定。

Description

雷达设备

本发明涉及用于确定对象距雷达设备的元件的距离的雷达设备，该雷达设备具有相位稳定的参考振荡器，该参考振荡器被配置成使得在雷达设备的操作期间产生并输出具有参考频率的以连续波操作的电参考信号；频率合成器，其被配置成使得在雷达设备的操作期间产生具有在预定义时间区间内随时间变化的雷达频率的相位稳定的雷达信号，其中该频率合成器具有相位比较器，该相位比较器被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间，参考信号输入端从参考振荡器接收参考信号，输入信号输入端接收输入信号并且误差信号输出端输出误差信号，其中误差信号具有和参考信号与输入信号之间的相位差成比例的部分；环路滤波器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间从相位比较器接收误差信号，通过将滤波器函数应用于误差信号来产生控制信号并输出控制信号；可控振荡器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间从环路滤波器接收控制信号作为控制因子，生成雷达信号并输出雷达信号，其中雷达频率取决于控制信号并且其中雷达频率是参考频率的倍数；以及分频器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间接收来自可控振荡器的雷达信号或从雷达信号产生的频率为雷达频率的高次谐波的信号，从雷达信号中或从雷达信号产生的信号中产生输入信号频率等于雷达频率除以分频比的输入信号，并输出该输入信号；发射机天线，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间接收来自可控振荡器的雷达信号或从雷达信号产生的频率为雷达频率的高次谐波的信号，并发射雷达信号或从雷达信号产生的信号；接收机天线，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间接收并输出由发射机天线发射的雷达信号或从雷达信号产生的且由发射机天线发射的信号；混频器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间接收来自可控振荡器的雷达信号和由接收机天线接收的雷达信号或从由接收机天线接收的信号经过分频产生的信号，通过将这些信号混频来产生中频信号并输出该中频信号；以及评估器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间从混频器接收中频信号，确定中频信号的频率，并且从中频信号的频率计算可被安排在发射机天线与接收机天线之间的雷达信号或从雷达信号产生的信号的波束路径中并且反射雷达信号或从雷达信号产生的信号的对象距发射机天线或接收机天线的距离，其中参考振荡器是可调谐的，结果是在雷达设备的操作期间，它产生并输出参考频率在预定义时间区间内随时间变化的参考信号并且分频器具有恒定分频比，或者分频器被配置成使得在该设备的操作期间具有在预定义时间区间内随时间变化的分频比并且参考振荡器被配置成使得在该设备的操作期间产生具有恒定参考频率的参考信号。

频率调制连续波雷达(缩写为FMCW雷达)的原理是本领域已知的。该原理使得在用合理的装备开支确定对象与雷达设备的发射机或接收机天线之间的方向和距离的情况下进行雷达操作是可能的。

FMCW雷达的目的是确定由发射机天线发射并且由接收机天线接收的雷达信号的传送时间，并且由此确定该对象与其中一个天线之间的距离。距离测量基于以下事实：单频窄带雷达信号的频率随时间改变。例如，在一时间区间上，所发射的信号的频率相对于时间连续且线性增加。如果现在将所生成的雷达信号的一部分用作参考信号并且该参考信号直接路由至接收机，同时来自发射机天线的实际雷达信号经由该对象返回至接收机天线并且在接收机处将由接收机天线接收的雷达信号与参考信号进行混频，则该混频过程生成中频信号。中频信号的频率由参考信号和雷达信号的不同传送时间产生。重要的是，雷达信号的传送时间不大于所发射的雷达信号的频率发生变化的预定时间区间。如果现在在接收机处(即在混频器之后)确定所生成的中频，则该中频与发射机天线或接收机天线同反射雷达信号的对象之间的距离成比例。

换句话说，所发射的雷达信号的频率发生改变的时间区间内的雷达信号的发射时间点是频率编码的。

在现有技术的FMCW雷达系统中，已经证明以下情况是不利的：它们适合于在高分辨率中对不移动或缓慢移动的对象进行距离测量或者这些系统能够在低分辨率中检测快速移动对象的距离。

另一方面，本发明的目的是提供一种雷达设备，其使得在高分辨率中确定发射机天线或接收机天线与快速移动对象之间的距离成为可能。

根据本发明，这些目标中的至少一个目标是由一种用于确定对象距雷达设备的元件的距离的雷达设备来达成的，该雷达设备具有相位稳定的参考振荡器，它被配置成使得在雷达设备的操作期间产生并输出以具有参考频率的以连续波操作的电参考信号；频率合成器，其被配置成使得在雷达设备的操作期间产生具有在预定义时间区间内随时间变化的雷达频率的相位稳定的雷达信号，其中频率合成器具有相位比较器，该相位比较器被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间，参考信号输入端从参考振荡器接收参考信号，输入信号输入端接收输入信号并且误差信号输出端输出误差信号，其中误差信号具有和参考信号与输入信号之间的相位差成比例的部分；环路滤波器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间从相位比较器接收误差信号，通过将滤波器函数应用于误差信号来产生控制信号并输出控制信号；可控振荡器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间从环路滤波器接收控制信号作为控制因子，生成雷达信号并输出雷达信号，其中雷达频率取决于控制信号并且其中雷达频率是参考频率的倍数；以及分频器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间接收来自可控振荡器的雷达信号或从该雷达信号产生的频率为雷达频率的高次谐波的信号，从雷达信号中或从该雷达信号产生的信号中产生输入信号频率等于雷达频率除以分频比的输入信号，并输出该输入信号；发射机天线，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间接收来自可控振荡器的雷达信号或从该雷达信号产生的频率为雷达频率的高次谐波的信号，并且发射雷达信号或从该雷达信号产生的信号；接收机天线，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间接收并输出由发射机天线发射的雷达信号或从雷达信号产生的且由发射机天线发射的信号；混频器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间接收来自可控振荡器的雷达信号和由接收机天线接收的雷达信号或从由接收机天线接收的信号经过分频产生的信号，通过将这些信号混频来产生中频信号并且输出中频信号；以及评估器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间从混频器接收中频信号，确定中频信号的频率，并且从中频信号的频率计算可被安排在发射机天线与接收机天线(5)之间的雷达信号或从雷达信号产生的信号的波束路径中并且反射雷达信号或从雷达信号产生的信号的对象距发射机天线或接收机天线的距离，其中参考振荡器是可调谐的，结果是在雷达设备的操作期间，它产生并输出参考频率在预定义时间区间内随时间变化的参考信号并且分频器具有恒定分频比，或者分频器被配置成使得在该设备的操作期间具有在预定义时间区间内随时间变化的分频比并且参考振荡器被配置成使得在该设备的操作期间产生具有恒定参考频率的参考信号，其中预定义时间区间为100μs或更少，可控振荡器被配置成使得在雷达设备的操作区间，雷达频率在预定义时间区间内在至少4GHz的调谐带宽上是可调谐的，并且相位比较器被配置成使得它在可控振荡器的调谐带宽内和预定义时间区间内提供所产生的雷达信号在至少900个雷达信号频率处的相位稳定。

用于距离测量的FMCW雷达系统的基本要求在于，雷达信号频率发生变化的预定义时间区间大于雷达信号或从其产生的信号从发生振荡器经由发射机天线、对象和接收机天线到达混频器所需要的最大历时。

由雷达信号或从其产生的信号覆盖的距离或者雷达信号或从其产生的信号在发射机天线与接收机天线之间的传送时间与直接从可控振荡器引导至混频器的一部分雷达信号同由天线发射的、被对象反射并且被天线接收以及随后路由至混频器的一部分雷达信号或从其生成的信号之间的中频成比例。由此产生差值频率，即中频信号的频率，因为在雷达信号或从其产生的信号的运送时间期间，当前由可控振荡器产生并且直接引导至混频器的雷达信号的雷达频率已经被精确地增加或降低达中频。

已经表明，当期望检测快速移动对象并足够精确地确定它们与发射机天线或接收机天线的距离时，雷达信号的雷达频率在调谐带宽上发生变化的预定义时间区间必须非常小，其结果是将观察到甚至非常快速移动的对象，如同它们在该预定义时间区间中是静止的。雷达频率在调谐带宽上发生变化的预定义时间区间越短，则一秒内可附加地重复该变化就越频繁并且能够籍此检查到对象的距离的最大采样频率就越大。在雷达频率在调谐带宽上发生变化的预定义时间区间是100μs的情形中，最大采样频率为10kHz。

为了能够在由发射机天线发射的信号的传播方向上提供必要的空间分辨率以确定此类快速移动对象距发射机天线或接收机天线的距离，同时必需另外符合进一步边界条件的范围。

一方面，在预定义时间区间内由可控振荡器产生的雷达信号的调谐带宽至少为4GHz是必需的。

从中得出，在第一实施例中，参考振荡器必须被配置成使得在预定义时间区间内，参考频率在至少等于可控振荡器的调谐带宽的1/n的调谐带宽上是可调谐的，其中n是雷达频率大于参考频率的因子。在该实施例中，雷达频率在分频器中被分频以产生输入信号的分频比是常数并且也是1/n。在一实施例中，因子n是整数。在一实施例中，由可控振荡器产生的雷达频率在预定义时间区间内在调谐带宽上的变化随时间线性发生，即随着时间增加，参考信号的参考频率与该时间区间内所流逝的时间成比例地增加或减小。

在第二实施例中，作为对先前表示的实施例的替换，参考频率是恒定的。在此种实施例中，取而代之的是，分频器的分频比在预定义时间区间期间随时间变化。在该实施例中，频率比较器的误差电压除了与参考信号和输入信号之间的相位差成比例的部分以外还包括作为可控振荡器的控制信号来预定义其雷达频率的恒定偏移。在一实施例中，分频器的分频比在预定义时间区间内的变化随时间线性地发生。为了满足对于可控振荡器的可调谐性以及可控振荡器的调谐带宽内的个体频率处的锁定时间的高要求，该实施例看似提供优势。

另外，相位比较器必须能够在可控振荡器的调谐带宽上(特别是在至少4GHz的调谐带宽上)在预定义时间区间内(特别是在100μs或更少内)对雷达信号的频率进行调谐期间将雷达信号稳定在至少1000个频率处。

在本发明的一实施例中，在调谐带宽上在预定义时间区间内对雷达信号的频率进行调谐期间，雷达信号被稳定在至少2000个频率，优选地至少4000个频率并且特别优选地至少5000个频率处。这些频率或频率点优选地在调谐带宽上等距地分布。换句话说，相位比较器必须具有足够短的锁定时间。

应理解，在一实施例中，根据本发明的雷达设备可用模拟技术来实现。个体元件如同分立组件那样彼此互连或电连接。替换地，在一实施例中，根据本发明的雷达设备可用数字技术完全或部分地实现。预想在设备中的相应位置处使用相应的数模转换器和模数转换器，如现有技术中以各种方式已知的。

已经表明，在本发明的实施例中，即使个体组件(即，参考振荡器、相位比较器和可控振荡器或分频器)能够满足必要参数，用于在全调谐带宽上调谐雷达信号的预定义时间区间如此短以致于仅在信号线路被保持得足够短时才能以期望精度执行测量。以此方式，寄生电容对经由这些线路传送的信号的影响尤其可被最小化。否则，可能不能满足雷达设备的所需参数。

因此，在一实施例中，用于环路滤波器与可控振荡器之间的控制信号的线路具有小于1cm的长度。在本发明的进一步实施例中，用于环路滤波器与可控振荡器之间的控制信号的线路的长度小于8mm，优选地小于5mm并且特别优选地小于3mm。在用数字技术实现的本发明的实施例中，环路滤波器在第一微芯片中实现，而可控振荡器在第二微芯片中实现，在这两个芯片的引脚之间测量这里所要求保护的用于环路滤波器与可控振荡器之间的控制信号的线路的长度。

在本发明的另一实施例中，用于相位比较器与环路滤波器之间的误差信号的线路以及用于环路滤波器与可控振荡器之间的控制信号的线路一起具有小于1cm的长度。在本发明的实施例中，用于相位比较器与环路滤波器之间的误差信号的线路以及用于环路滤波器与可控振荡器之间的控制信号的线路的总长度小于8mm，优选地小于5mm并且特别优选地小于3mm。

在本发明的实施例中，由发射机天线发射并由接收机天线接收由可控振荡器产生的具有雷达频率的雷达信号。应理解，在该情形中，为了接收并且为了评估，雷达信号的一部分被可控振荡器直接发送给混频器并且由接收机天线接收的雷达信号同样被发送给混频器。

在替换实施例中，从由可控振荡器产生的具有雷达频率的雷达信号中，通过倍频来在合适的非线性电子组件中产生频率等于雷达频率的高次谐波的信号；从雷达信号中产生的该信号随后被馈送至发射机天线被发射并被接收机天线接收。较高发射频率使在与所发射辐射的传播方向垂直的方向上的较高分辨率成为可能。应理解，在此种实施例中，由接收机天线接收的具有雷达频率的高次谐波的信号通过分频被转换为具有雷达频率的信号，之后该信号被发送给混频器并与来自可控振荡器的雷达信号进行混频。

在一实施例中，发射和接收从具有雷达频率的高次谐波的雷达信号中生成的信号的实施例可另外具有频率合成器的控制环路的替换设计。取代将由可控振荡器产生的雷达信号经由分频器馈送至相位比较器作为输入信号，在此种实施例中，从雷达信号产生的具有雷达频率的高次谐波的信号的一部分可被馈送至分频器并且由此关闭控制环路。此种实施例具有平衡由可控振荡器之后的倍频引入的幅值波动的优势。

根据本发明的雷达设备的基础结构是频率稳定和频率可调谐的频率合成器，如现有技术中在各种实施例中已知的。

相位稳定的可调谐参考振荡器提供以连续波操作的电参考信号，即具有参考频率的单频参考信号。

参考振荡器产生可在其处非常稳定地产生电信号的参考频率下的参考信号。在本发明的实施例中，参考信号是具有频率范围从50MHz到150MHz中的频率的正弦信号，优选地为100MHz的正弦信号。这特别适用于参考频率随时间恒定的实施例。

在本发明的实施例中，周期性地发生参考信号的参考频率的时间变化或分频器的分频比并且由此还有雷达信号的时间变化，即在预定义时间区间内的频率变化的一个循环之后，频率调谐再次开始。实施例的频谱看起来像锯齿信号，其中可在频率相对于时间的周期性重复上升或调制之间提供停滞时间。

在本发明的实施例中，参考振荡器被配置成使得参考信号的相位噪声小于-170dBc/Hz，优选地小于-150dBc/Hz并且特别优选地小于-100dBc/Hz，并且优选地为100MHz参考频率。

频率合成器本身包括相位比较器，该相位比较器在其参考信号输入端处接收来自参考振荡器的参考信号，将参考信号的相位与在相位比较器的信号输入端处接收到的输入信号进行比较并在误差信号输出端处输出误差信号，该误差信号与参考信号和输入信号之间的相位差成比例。以此方式，要产生的雷达信号可被锁定或相位稳定至参考信号。

环路滤波器被配置和安排成使得接收相位比较器的误差信号，通过将滤波器函数应用于误差信号来产生控制信号并输出控制信号。

频率合成器的中心元件是可控振荡器。可控振荡器优选地是压控振荡器(或VCO)。由可控振荡器产生的雷达辐射的频率取决于控制信号，其中由可控振荡器产生的雷达信号的雷达频率是参考频率的倍数。在本发明的实施例中，雷达频率是参考频率的整数倍。

对于反馈至相位比较器，使用由可控振荡器生成的雷达信号的一部分或从该雷达信号通过倍频生成的信号的一部分，其中该雷达信号或从其生成的信号首先被引导通过分频器以从雷达信号中生成具有输入信号频率的输入信号以用于相位比较器的输入信号输入端。

以此方式，提供了用于由可控振荡器生成的雷达信号或从其导出的经倍频信号的频率或相位稳定的控制环路。

在本发明的实施例中，雷达频率在从5GHz至600GHz的范围中，优选地在从20GHz至100GHz的范围中。

在进一步实施例中，可控振荡器和参考振荡器或分频器被配置和设计成使得在雷达设备的操作期间，可控振荡器在所指派的频率范围(即，调谐带宽)上在80μs或更少(优选地为50μs或更少，并且特别优选地为30μs或更少)的预定义时间区间内随时间线性改变雷达频率。在本发明的实施例中，可控振荡器的调谐带宽至少为8GHz，优选地至少为10GHz，并且特别优选地至少为50GHz。在本发明的实施例中，预定义时间区间为100μs或更少，其中调谐带宽至少为8GHz，优选地至少为10GHz，并且特别优选地至少为50GHz。在本发明的实施例中，预定义时间区间为80μs或更少，其中调谐带宽至少为8GHz，优选地至少为10GHz，并且特别优选地至少为50GHz。在本发明的实施例中，预定义时间区间为50μs或更少，其中调谐带宽至少为8GHz，优选地至少为10GHz，并且特别优选地至少为50GHz。在本发明的实施例中，预定义时间区间为30μs或更少，其中调谐带宽至少为8GHz，优选地至少为10GHz，并且特别优选地至少为50GHz。

然而，在本发明的一个实施例中，连接至可控振荡器或倍频器从而发射信号的发射机天线以及接收机天线可以是彼此分开的两个组件(双基地雷达)，在本发明的一实施例中，发射机天线和接收机天线是相同的(单基地雷达)。

单基地雷达的实现预想将由可控振荡器生成的雷达信号耦合至天线以供发射并且将由作为接收机天线的天线接收的雷达信号路由至混频器是可能的。在没有天线的发射和接收的情况下，必须防止雷达信号从可控振荡器至混频器的直接串扰，即直接信号引导。另外，必须保证由天线接收的雷达信号完全被路由至混频器。出于该目的，在本发明的实施例中，提供了一种循环器，其被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间从可控振荡器接收雷达信号并且为了发射而将其输出至天线，接收由天线接收的雷达信号并且将其输入至混频器，以及防止雷达信号从可控振荡器至混频器的直接输出(即串扰)。

在非常短的预定义时间区间中对于雷达信号的调谐带宽的极高要求需要在可控振荡器之后以及在信号处理期间的信号路由两者的显著优化。

因此，在本发明的实施例中，在从可控振荡器接收雷达信号的输入端与用于由天线接收的雷达信号的输出端之间，循环器具有至少-38dB并且优选地至少-40dB的隔离。

在本发明的进一步实施例中，循环器是双循环器。

在本发明的实施例中，发射机天线或接收机天线被设计成使得它们具有最小反射率，即在雷达信号过渡到天线中或从天线过渡出来期间的信号损失尽可能小。为此，在本发明的实施例中，发射机天线或接收机天线在可控振荡器的调谐带宽或通过倍频从其产生的信号的调谐带宽上具有-10dB或更小的S11参数，优选地为-15dB或更小的S11参数。

在根据本发明的雷达设备的实施例中，如果能同时测量和评估雷达信号的两个正交分量，则是特别方便的。

为此，在本发明的实施例中，雷达设备具有第一和第二混频器以及移相器，其中第一混频器被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间接收来自振荡器的雷达信号和由接收机天线接收的雷达信号或从由接收机天线接收的信号经过分频产生的信号，通过将这些信号彼此混频来产生并输出第一中频信号，其中移相器被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间从振荡器接收雷达信号，相对于由第一混频器接收的来自振荡器的雷达信号将90°相移引入来自振荡器的雷达信号，并输出经移相的雷达信号，并且其中第二混频器被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间接收来自移相器的经相移雷达信号和由接收机天线接收的雷达信号或从由接收机天线接收的信号经过分频产生的信号，通过将这些信号彼此混频来产生并输出第二中频信号，并且其中评估器被配置和安排成使得在雷达设备的操作期间从第一和第二混频器接收第一和第二中频信号，评估它们并确定可被安排在发射机天线与接收机天线之间的雷达信号的波束路径中并且反射雷达辐射的对象与该发射机天线和/或接收机天线之间的距离。

由于对于雷达信号的可调谐性的严格要求，一个或多个混频器之后的一个或多个中频信号的信号处理需要高度关注。

因此，在一实施例中，雷达设备具有滤波器，其中该滤波器被配置和安排成从混频器接收中频辐射并输出经滤波的中频辐射。在本发明的实施例中，该滤波器是带通滤波器。在一实施例中，带通滤波器被配置成对直流电压部分以及中频信号中的高频重复频谱进行滤波。在一实施例中，带通滤波器的上截止频率等于采样频率的一半，而下截止频率等于或小于采样频率一半的0.1倍。

在本发明的实施例中，雷达设备另外具有放大器，其中该放大器被配置和安排成使得该放大器从混频器接收中频信号并输出经放大中频信号。以此方式，信号电平适应后续评估器的要求。特别是，发生信号电平与后续模数转换器的适配。

在一实施例中，评估器包括具有处理器的数据处理设备。

在一实施例中，有用的是，数字地发生一个或多个中频信号的评估。为此，在本发明的实施例中，评估器包括模数转换器，其被配置和安排成使得它将中频信号转换为数字信号以供进一步数字处理。为了满足对于雷达设备的所需空间分辨率的要求，在一实施例中，模数转换器具有至少14比特、优选地至少16比特的比特深度。

在本发明的实施例中，为了在评估器中确定中频信号的频率，向中频信号应用傅立叶变换。如果中频信号的频率是已知的，则可根据该频率以及根据雷达信号的发射期间频率相对于时间变化的知识来计算对象与发射机天线或接收机天线之间的距离。

在本发明的实施例中，在每种情形中，确定振幅谱的最大值，其中属于该振幅的最大值的频率在计算中被用作中频以用于确定对象距发射机天线或接收机天线的距离。

在本发明的实施例中，代替通过中频信号的傅立叶变换来获得振幅谱，或者除此之外，评估相位谱，并且根据该相位谱来计算对象与发射机天线或接收机天线之间的距离。

通过傅立叶变换得到的中频信号的相位谱证明比振幅谱更能承受噪声和不期望的反射。随着对象距发射机天线或接收机天线的距离在距离0与最大距离之间，相位周期性地并且以线性方式从-2π变更至+2π。

如开始时所提及的，根据本发明的雷达设备尤其适于以高精度检测迅速移动对象与雷达设备的元件之间的距离。因此，在本发明的实施例中，诸如先前参照其实施例所述的雷达设备被用于确定移动部件距固定外壳的距离，其中该移动部件容纳于该外壳中，并且其中雷达设备的元件安排在该外壳中。

针对此类距离测量有一定范围的用途。例如，可监视汽缸中移动活塞的运动。在此种实施例中，在本申请的意义内，活塞是移动部件，而汽缸是外壳。有了根据本发明的设备，还可检测外壳中的部件的振动。

然而，特别在具有旋转转子的布置中达成高速度。在本申请的意义内，转子形成移动部件。维持转子或其元件与优选地以环状方式围绕转子的外壳之间的所定义距离是必要的。包含转子和外壳的此类安排的示例是泵和电机。

因此，在本发明的一个实施例中，诸如先前参照其实施例描述的雷达设备被用于确定旋转转子距固定外壳的距离。

雷达设备的元件方便地安排在外壳中，其结果是可从转子与雷达设备的元件之间的距离导出该转子与外壳之间的距离。即使后者在设计方面复杂得多，在一实施例中，雷达设备的元件也可替换地安排在转子中，其结果是可从该转子中的雷达设备的元件与外壳之间的距离导出该转子与外壳之间的距离。

在一实施例中，要确定的转子与外壳之间的距离是该转子与外壳之间的间隙的径向伸长。

参照实施例的附图及其相关联的描述来解说本发明的进一步优势、特征和可能用途。

图1示出了根据本发明的雷达设备的实施例的框图。

图2示出了来自图1的雷达设备的频率合成器的第一实施例的框图。

图3示出了来自图1的雷达设备的频率合成器的第二实施例的框图。

在附图中，相同的元件被给予相同的参考标记。

图1示意性地以FMCW雷达的形式示出了根据本发明的雷达设备，在实时操作中，该雷达设备使得检测对象距该雷达设备的元件(亦即天线)的距离以及检测该对象的距离变化成为可能。

这里使用的FMCW雷达的原理使得在以关于硬件相当低的费用来评估所发射雷达信号的反射回波的帮助下确定对象距雷达设备的距离成为可能。

这里示出的根据本发明的雷达设备的优势是：它使得确定对象距雷达设备的微米范围中的距离成为可能，其中该对象的位置可变化，并且在小于1微秒的时间刻度上仍然是可检测的。所表示的系统具有±4μm的平均误差。

为了能够满足对于测量精度以及对于实时测量对象距离的快速变化的可能性的这些要求，图1的雷达设备具有以下架构。

参考振荡器1产生参考信号2，取决于频率合成器3的选择，该参考信号2的参考频率在3GHz与3.5GHz之间的5000个等距步长中在50μs的预定时间区间内变化(根据图2的频率合成器的实施例)，或者恒定是100MHz(根据图3的频率合成器的实施例)。参考信号具有小于-150dBc/Hz的相位噪声。低波动参考信号2被发送给相位稳定的低噪声频率合成器3，3’。

图2中更详细地示出了频率稳定的频率合成器3的第一实施例的结构。

参考振荡器1的参考信号2被发送给相位比较器20。后者用于稳定由频率合成器产生和发射的雷达信号4，4’的相位。因此，由频率合成器3生成的雷达频率4也立即跟随由参考振荡器1生成的参考信号2的参考频率的变化。

在所表示的实施例中，雷达信号4，4’的雷达频率在4GHz的调谐带宽(即，从24GHz到28GHz)上在50μs的时间区间内变化。频率调制具有锯齿形状，其结果是从24GHz到28GHz的频率的一个上升后立即是下一个上升。雷达信号4的频率在其上变化的预定时间区间因此还确定可用其进行相继测量的最大采样频率(也称为最大采样率或脉冲重复频率)。

相位比较器20在其参考信号输入端21处接收参考信号2并且在其输入信号输入端22处接收输入信号23。以下将详细描述输入信号23的源。

相位比较器20在其误差信号输出端24处输出误差信号25，该误差信号25与参考信号2和输入信号23之间的相位差成比例。误差信号25在环路滤波器26中被滤波。低通滤波器形式的环路滤波器26从误差信号25产生控制信号27。控制信号27被发送给可控振荡器(这里是压控振荡器或VCO 28)的电压输入端。

可控振荡器28生成雷达信号4，4’并输出雷达信号4，4’，其中雷达频率取决于控制信号27的电平并且其中雷达频率是参考信号2的频率的8倍。由VCO 28生成的雷达信号4’的一部分经由分频器29被转换为相位比较器20的输入信号23，分频器29将雷达信号4’的频率除以n。

为了能够满足在50μs的预定义频率区间内在4GHz的调谐带宽上进行频率调谐的需求，相位比较器20必须具有极短的锁定时间。在所表示的实施例中，相位比较器20具有如此短的锁定时间以致于它在50μs的预定时间区间内将VCO 27稳定在来自24GHz与28GHz之间的频率区间或调谐带宽的5000个不同且等距的频率处。

图3中更详细地示出了频率稳定的频率合成器3’的替换实施例的结构。

参考振荡器1的具有100MHz恒定参考频率的参考信号2被发送给相位比较器20。后者用于稳定由频率合成器产生和发射的雷达信号4，4’的相位。如前所述，在图3的实施例中，雷达信号4，4’的雷达频率也在4GHz的调谐带宽(即，从24GHz到28GHz)上在50μs的时间区间内变化。频率调制具有锯齿形状，其结果是从24GHz到28GHz的频率的一个上升后立即是下一个上升。

相位比较器20在其参考信号输入端21处接收参考信号2并且在其输入信号输入端22处接收输入信号23’。以下将详细描述输入信号23’的源。

相位比较器20在其误差信号输出端24处输出误差信号25，该误差信号25的一部分与参考信号2和输入信号23’之间的相位差成比例。然而，误差信号另外具有固定的电压偏移，该电压偏移设定VCO 28的雷达频率。误差信号25在环路滤波器26中被滤波。低通滤波器形式的环路滤波器26从误差信号25产生控制信号27。

由VCO 28生成的雷达信号4’的一部分经由分频器29’被转换为相位比较器20的输入信号23’，分频器29’将雷达信号4’的频率除以分频比。与图2的实施例的分频器29相反，图3的分频器29’的分频比在预定时间区间上随时间线性变化。原则上，分频器29’也可被拆分为两个分立元件，其中一个具有固定分频比，而另一个具有可变分频比。

分频比采用等距分布在最小分频比与最大分频比之间的5000个不同的离散值。以此方式，由分频器29’输出的输入信号22’的频率同样在预定时间区间上随时间线性变化。取决于参考信号2与输入信号23’之间的频率差，由相位比较器20产生的误差信号26具有线性增加值，这导致雷达信号4的雷达频率也在预定时间区间上增加。

在图2和3的频率合成器3，3’的两个实施例中，用于相位比较器20与环路滤波器26之间的误差信号25的线路以及用于环路滤波器26与可控振荡器28之间的控制信号27的线路的总长度一共是5mm。

在图2和3的两个实施例中的频率合成器3，3’的输出信号是雷达信号4，如同样在图1中所指示的。大部分雷达信号4由天线5发射。然而，雷达信号4的较小部分6被发送给接收机的混频器7a、7b作为参考。

雷达信号4的未被直接引导至混频器7a，7b的部分经过双循环器8。后者使得将雷达信号4从循环器8的输入端口9信号引导至其第一输出端口10成为可能，并且同时具有超过-38dB的隔离，这防止雷达信号4从循环器8的输入端口9至第二输出端口11的串扰。

另外，循环器8确保将由对象反射回到天线5的雷达信号路由至隔离器8的第二输出端口11中。所反射的雷达信号设置有图1中的参考标记12。天线5将雷达信号传递给场景，即它照亮了对象。为了使雷达信号4转移至天线5期间的扰乱性反射最小化，天线5在可控振荡器28的整个调谐带宽上具有小于-15dB的S11参数。另外，可控振荡器28的整个调谐带宽上的S11参数的进程是平坦的，以避免天线5中的谐振。

由对象反射回的雷达信号12再次由天线5耦合至系统并且经由双循环器8路由至混频器7a、7b。两个混频器7a、7b用于同时检测由对象反射的雷达信号12的正交分量。为此，借助于移相器18将发送给第二混频器7b的参考信号6相对于发送给第一混频器7a的参考信号6相移90°。

混频器7a，7b分别产生第一和第二中频信号13a和13b。第一和第二中频信号13a和13b的频率分别等于同时撞击相应混频器7a、7b的所反射雷达信号12与参考信号6之间的频移。

在两个混频器7a、7b中产生的中频信号13a、13b分别借助于两个滤波器14a、14b来滤波，其中较高频重复频谱以及直流电压部分被抑制。滤波器的下游连接的放大器15a，15b使经滤波的中频信号16a、16b的信号电平适于评估器19的后续模数转换器17a、17b的需要。评估器19另外包括微处理器。

在两个模数转换器17a、17b之后，进行基于计算机的数字形式的进一步信号评估。为了能够覆盖高动态范围，模数转换器17a、17b具有14比特的比特深度。

中频信号16a、16b的经数字化的取决于时间的正交分量(I(t)和Q(t))被组合成取决于时间的复数信号s(t)＝I(t)+j*Q(t)。

从天线到反射对象以及返回的路径R原则上可根据以下关系来确定：

其中C₀是光速，Δf是测得的中频，而df/dt是每时间单位的频率偏差，即除以预定义时间区间的调谐带宽。

在所示的实施例中，对于信号评估而言，具有16比特的傅立叶变换被应用于取决于时间的复数信号s(t)，其结果是傅立叶变换之后的振幅和相位谱具有最大数量的支持点，这些支持点之间具有最小频率间距。在本发明的实施例中，评估傅立叶变换的相位谱。由于所使用的傅立叶变换的高分辨率，因而在距离变化最小的情形中，该频谱中的最大相位已经移位。

属于相位的最大值的频率被确定为中频信号13a、13b的频率，并且从该中频计算对象距天线5的距离。预定义时间区间上的相位从–pi至+pi变化。因为这里实现了相位稳定，所以相位谱的评估比振幅谱的评估更有弹性且更为精确。

出于原始公开之目的，应指出本领域内技术人员可从本说明书、附图或权利要求书中揭露的所有特征，即使它们仅专门联系于某些进一步特征进行了描述，它们也能单独地，和以任何期望组合与本文揭示的其它特征或特征组组合，除非已经明确排除或者技术情形使此类组合变得不可能或无意义。在这里省略了特征的全部可想像的组合的详尽的精确表示，这只是为了描述的简洁性和可靠性。

尽管已经在附图和先前描述中详细表示和描述了本发明，但该表示和描述仅是作为示例实现的，并且并不认为是对由权利要求所限定的保护范围的限制。本发明不限于所揭示的实施例。

从附图、说明书及其所附权利要求中，所揭示的实施例的修改对于本领域技术人员是显而易见的。在权利要求中，单词“具有”不排除其他元素或步骤，并且不定冠词“一“或”一个“不排除复数。仅有的事实是，在不同权利要求中所要求保护的特定特征不排除其组合。权利要求中的参考标记并不认为是对保护范围的限制。

参考标记

1 参考振荡器

2 参考信号

3,3‘ 频率合成器

4 雷达信号

5 天线

6 雷达信号的较小部分作为参考信号

7a，7b 混频器

8 循环器

9 循环器8的输入端口

10 循环器8的第一输出端口

11 循环器8的第二输出端口

12 由对象反射回的雷达信号

13a，13b 中频信号

14a，14b 滤波器

15a，15b 放大器

16a，16b 经滤波中频信号

17a，17b 模数转换器

18 移相器

19 评估器

20 相位比较器

21 参考信号输入端

22 输入信号输入端

23,23‘ 输入信号

24 误差信号输出端

25 误差信号

26 环路滤波器

27 控制信号

28 VCO

29,29‘ 分频器

Claims (15)

1.一种雷达设备，其用于确定对象距所述雷达设备的元件的距离，所述雷达设备包括：

相位稳定的参考振荡器(1)，其被配置成使得在所述雷达设备的操作期间产生并输出具有参考频率的以连续波操作的电参考信号(2)；

频率合成器(3，3’)，其被配置成使得在所述雷达设备的操作期间产生具有在预定义时间区间内随时间变化的雷达频率的相位稳定的雷达信号(4，4’)，其中所述频率合成器(3，3’)具有

相位比较器(20)，其被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间，参考信号输入端(21)从所述参考振荡器(1)接收所述参考信号(2)，输入信号输入端(22)接收输入信号(23)并且误差信号输出端(24)输出误差信号(25)，其中所述误差信号(25)具有和所述参考信号(2)与所述输入信号(23)之间的相位差成比例的部分，

环路滤波器(26)，其被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间从所述相位比较器(20)接收所述误差信号(25)，通过将滤波器函数应用于所述误差信号(25)来产生控制信号(27)并输出所述控制信号(27)，

可控振荡器(28)，其被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间从所述环路滤波器(26)接收所述控制信号(27)作为控制因子，生成所述雷达信号(4，4’)并输出所述雷达信号(4，4’)，其中所述雷达频率取决于所述控制信号(27)且其中所述雷达频率是所述参考频率的倍数，以及

分频器(29，29’)，其被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间接收来自所述可控振荡器(28)的所述雷达信号(4’)或从所述雷达信号产生的频率为所述雷达频率的高次谐波的信号，从所述雷达信号(4')中或从所述雷达信号产生的所述信号中产生输入信号频率等于所述雷达频率除以分频比的所述输入信号(23)，并输出所述输入信号(23)；

发射机天线(5)，其被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间接收来自所述可控振荡器(28)的所述雷达信号(4)或从所述雷达信号产生的频率为所述雷达频率的高次谐波的信号，并且发射所述雷达信号(4)或从所述雷达信号产生的所述信号；

接收机天线(5)，其被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间接收并输出由所述发射机天线(5)发射的所述雷达信号(4)或从所述雷达信号产生的且由所述发射机天线(5)发射的所述信号；

混频器(7a，7b)，其被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间接收来自所述可控振荡器(28)的所述雷达信号(6)和由所述接收机天线(5)接收的所述雷达信号(12)或从由所述接收机天线(5)接收的信号经过分频产生的信号，通过将这些信号混频来产生中频信号(13a，13b)并输出所述中频信号(13a，13b)；以及

评估器(19)，其被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间从所述混频器(7a，7b)接收所述中频信号(13a，13b)，确定所述中频信号(13a，13b)的频率，并且从所述中频信号(13a，13b)的所述频率计算可被安排在所述发射机天线(5)与所述接收机天线(5)之间的所述雷达信号(4)或从所述雷达信号产生的所述信号的波束路径中并且反射所述雷达信号(4)或从所述雷达信号产生的所述信号的对象距所述发射机天线(5)或所述接收机天线(5)的距离，

其中所述参考振荡器是可调谐的，其结果是在所述雷达设备的操作期间，所述参考振荡器产生并输出参考频率在所述预定义时间区间内随时间变化的所述参考信号并且所述分频器具有恒定分频比，或者所述频率分频器被配置成使得在所述设备的操作期间具有在所述预定义时间区间内随时间变化的分频比并且所述参考振荡器被配置成使得在所述设备的操作期间产生具有恒定参考频率的参考信号，

其特征在于

所述预定义时间区间为100μs或更少，

所述可控振荡器(28)被配置成使得在所述雷达设备的操作期间，所述雷达频率在所述预定义时间区间内在至少4GHz的调谐带宽上是可调谐的，以及

所述相位比较器(20)被配置成使得它在所述可控振荡器(28)的调谐带宽内并且在所述预定义时间区间内提供所产生的雷达信号(4)的在所述雷达信号(4)的至少900个频率处的相位稳定。

2.如权利要求1所述的雷达设备，其特征在于，所述参考振荡器(1)被配置成使得所述参考信号(2)的相位噪声小于-160dBc/Hz，优选地小于-150dBc/Hz并且特别优选地小于-100dBc/Hz。

3.如前述权利要求之一所述的雷达设备，其特征在于，所述可控振荡器(28)被配置和设计成使得在所述雷达设备的操作期间在至少8GHz，优选地至少10GHz并且特别优选地至少50GHz调谐带宽上，在80μs或更少，优选地50μs或更少，并且特别优选地30μs或更少的所述预定义时间区间内随时间线性改变所述雷达频率。

4.如前述权利要求之一所述的雷达设备，其特征在于，所述发射机天线(5)和所述接收机天线(5)由一个且同一个天线(5)来实现，其中所述雷达设备具有循环器(8)，所述循环器(8)被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间从所述可控振荡器(28)接收所述雷达信号(4)并且将其输出以供由所述天线(5)发射，接收由所述天线(5)接收的所述雷达信号(4)并且将其输出至所述混频器(7a，7b)以及使所述雷达信号(4)从所述可控振荡器(28)至所述混频器(7a，7b)的直接输出最小化。

5.如前一权利要求所述的雷达设备，其特征在于，在从所述可控振荡器(28)接收所述雷达信号(4)的输入端(9)与将所述雷达信号(4)输出至所述混频器(7a，7b)的输出端(11)之间，所述循环器(8)具有至少-38dB并且优选地至少-40dB的隔离。

6.如前述两个权利要求之一所述的雷达设备，其特征在于，所述循环器是双循环器(8)。

7.如前述权利要求之一所述的雷达设备，其特征在于，所述发射机天线(5)或所述接收机天线(5)在所述可控振荡器(28)的整个调谐带宽上或在所述调谐带宽的整数倍上具有-10dB或更少，优选地-15dB或更少的S11参数。

8.如前述权利要求之一所述的雷达设备，其特征在于，所述雷达设备具有第一混频器(7a)和第二混频器(7b)以及移相器(18)，其中所述第一混频器(7a)被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间接收来自所述振荡器的所述雷达信号(6)和由所述接收机天线(5)接收的所述雷达信号(12)或从由所述接收机天线(5)接收的所述信号经过分频产生的信号，将这些信号(6，12)彼此混频并产生和输出第一中频信号(13a)，其中所述移相器(18)被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间从所述可控振荡器(28)接收所述雷达信号(6)，在由所述第一混频器(7a)接收的来自所述可控振荡器(28)的所述雷达信号(6)与由所述第二混频器(7b)接收的来自所述可控振荡器(28)的所述雷达信号(6)之间引入90°相移，并产生和输出经移相雷达信号，并且其中所述第二混频器(7b)被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间接收来自所述移相器(18)的经相移雷达信号和由所述接收机天线(5)接收的所述雷达信号或从由所述接收机天线(5)接收的所述信号经过分频产生的信号，将这些信号(6，12)彼此混频并输出第二中频信号(13b)，并且其中所述评估器(19)被配置和安排成使得在所述雷达设备的操作期间从所述第一和所述第二混频器(7a，7b)接收所述第一和所述第二中频信号(13a，13b)，评估它们并且确定可被安排在所述发射机天线(5)与所述接收机天线(5)之间的所述雷达信号(4)或从所述雷达信号产生的所述信号的波束路径中并且反射所述雷达信号(4)或从所述雷达信号产生的所述信号的对象与所述发射机天线(5)或所述接收机天线(5)之间的距离。

9.如前述权利要求之一所述的雷达设备，其特征在于，所述雷达设备具有滤波器(14a，14b)，其中所述滤波器(14a，14b)被配置和安排成从所述混频器(7a，7b)接收所述中频信号(13a，13b)并输出经滤波的中频信号(16a，16b)。

10.如前一权利要求所述的雷达设备，其特征在于，所述滤波器(14a，14b)是带通滤波器，所述带通滤波器被配置成滤除所述中频信号(13a，13b)中的直流电压部分和较高频重复频谱。

11.如前述权利要求之一所述的雷达设备，其特征在于，所述雷达设备具有放大器(15a，15b)，其中所述放大器(15a，15b)被配置和安排成从所述混频器(7a，7b)接收所述中频信号(13a，13b)并输出经放大的中频信号，和/或所述评估器具有模数转换器(17a，17b)，所述模数转换器被配置和安排成将所述中频信号转换为数字信号以供进一步数字处理，其中所述模数转换器(17a，17b)具有至少14比特、优选地至少16比特的比特深度。

12.如前述权利要求之一所述的雷达设备，其特征在于，所述评估器(19)被配置成确定所述中频信号(13a，13b)的频率，将傅立叶变换应用于所述中频信号(13a，13b)。

13.如前一权利要求所述的雷达设备，其特征在于，所述评估器(19)被配置成评估所述傅立叶变换的相位值。

14.如前述权利要求之一所述的雷达设备的用于确定移动部件距固定外壳的距离的用途，其特征在于，所述移动部件容纳在所述外壳中，并且其中所述雷达设备的元件安排在所述外壳中。

15.如前一权利要求所述的雷达设备的用途，其特征在于，所述移动部件是转子，其中所述转子与所述外壳之间的距离是所述转子与所述外壳之间的间隙的径向伸长。