CN107547019A - 一种开关磁阻发电机主动型升压变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

一种开关磁阻发电机主动型升压变换器及其控制方法，在传统三相不对称半桥功率变换器前级增加由升压电容、功率主开关与功率二极管构成的前级电路，通过控制前级电路中功率主开关调节升压电容储能并控制电机励磁与退磁电压。随后，为控制该功率变换器，提出不对称半桥电路与前级电路的联合控制策略。通过控制不对称半桥电路调节系统发电功率与调节前级变换器中的能量流，控制电机励磁与退磁电压，同时能够有效降低系统输出电压纹波、改善电能质量。

Description

一种开关磁阻发电机主动型升压变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种开关磁阻发电机系统，特别是一种开关磁阻发电机主动型升压变换器及其控制方法。

背景技术

功率变换器是驱动开关磁阻电机的核心单元，发展高可靠性高性能功率变换器是推广开关磁阻电机应用的关键。伴随转速的上升，系统需更长的角度区间来建立相电流或完成续流换向，受传统三相不对称半桥功率变换器拓扑结构的限制，开关磁阻电机在高速下输出转矩下降，输出功率受到限制。为克服伴随转速上升开关磁阻电机电流转矩下降的问题，从开关磁阻电动机的功率变换器拓扑结构入手，可提高电机励磁电压与退磁电压，改善电机高速运行下的性能。采用一种具有模块化结构的主动型升压变换器，即在传统三相不对称半桥功率变换器前级增加由升压电容、功率主开关与功率二极管构成的前级电路，通过控制前级电路中功率主开关调节升压电容储能并控制电机励磁与退磁电压，能够有效降低系统输出电压纹波、改善电能质量。

发明内容

针对现有技术的缺陷或改进需求，本发明提出一种能够明显增强励磁和发电电压，缩短励磁和发电时间的开关磁阻发电机主动型升压变换器及其控制方法。

本发明的目的是这样实现的：在所述的开关磁阻发电机不对称半桥式功率变换器前增加一个功率流控制单元；

所述的功率流控制单元包括MOSFET T₁、续流二极管D₁、续流二极管D₂和电容C_d；MOSFET T₁的源极与续流二极管D₁的阳极相连，MOSFET T₁的漏极与续流二极管D₂的阳极相连，续流二极管D₁的阴极与续流二极管D₂的阴极相连，电容C_d的一端接续流二极管D₁和续流二极管D₂阴极，另一端接电容C₁和电源V_e的负极，电容C₁的一端接续流二极管D₁的阳极和MOSFET T₁的源极，电容C₁的另一端接电容C_d和电源V_e的负极。

一种上述结构的开关磁阻发电机主动型升压变换器的工作模式：

(1)在励磁模式下，当A相上开关管T₁与下开关管T₂均闭合，A相即工作在励磁模式。

双电容励磁模式：若励磁电容电压U_Cd不大于系统输出端电压U_Co，A相绕组由电容C_o与C_d共同供电，即双电容励磁模式。在这种情况下，绕组励磁电压约等于U_Co(忽略二极管与MOSFET通态压降)。

励磁电容励磁模式：若U_Cd>U_Co，二极管D₇关断，A相绕组由C_d独立供电，即工作在励磁电容励磁模式。在这种情况下，A相绕组励磁电压近似等于U_Cd(忽略MOSFET通态压降)。

(2)在续流发电模式下，依据前级电路工作状态及A相开关管状态，本功率变换器可为A相绕组提供三种续流发电模式。

励磁电容充电模式：当开关管T₁，T₂及T₇均关断，A相绕组续流电流经二极管D₈为励磁电容C_d充电，即工作在励磁电容充电模式。在这种情况下，绕组相电压近似等于U_Cd。输出电容充电模式：当T₇导通，T₁与T₂关断，A相绕组续流电流为负载输送电能，即工作在输出电容充电模式。在这种情况下，绕组相电压近似等于U_Co。

零电压续流模式：当T₁关断，T₂导通，A相绕组工作在零电压续流模式，不向外回馈电能。一种上述结构的开关磁阻发电机主动型升压变换器的控制方法：

(1)针对不对称半桥的SRG发电控制策略，包含外环控制器与内环电流控制器：

在外环控制器中，利用选择开关选择控制目标。当变换器作为独立电压源应用，输出电压U_Co随发电功率与系统负载发生变化，选择开关选择输出电压U_Co为控制目标；当变换器与直流电网连接，作为电流源运行，输出电压U_Co保持恒定，此时发电功率P_out(或平均输出电流i_out)为系统控制目标。通过比较目标电压(或目标功率)与实际电压(或实际功率)，由电压调节器G_CU(s)(或功率调节器G_CP(s))输出相电流参考电流值。

在电流控制器中，滞环控制器依据参考电流与实际电流值输出斩波控制信号s_chop，斩波信号与A相角度控制信号s_com经逻辑运算得出上管与下管的控制信号。

(2)针对前级电路控制策略，包含电压滞环控制策略与功率流控制策略：

电压滞环控制，结构简单，易于实现。仅需将目标电压U^* _Cd与实际电压U_Cd输入滞环控制器，由滞环控制器计算得出前级电路的驱动信号。记电压滞环控制器控制带宽为ΔU₀，若U_Cd>U^* _Cd+ΔU₀，功率开关管T₇导通，SRG向负载提供电能；若U_Cd<U^* _Cd-ΔU₀，功率开关管T₇关闭，SRG向励磁电容C_d回馈能量。

在功率流控制策略中，计算瞬时回馈电流i_g并与I_L比较，当i_g＝I_L，控制器读取当前角度并储存为θ₄(K)。在第K拍内，控制器依据第K拍内相电流达到参考电流值时刻角度θ_s(K)及上一拍中判断出的临界角度θ₄(K-1)进行电流分配。若θ_s(K)<θ_ph<θ₄(K-1)，T₇按照占空比d₇控制励磁电容的充电电流；否则，T₇保持导通，设置d_k＝1，使电压跌落幅值最小。

附图说明

图1是开关磁阻发电机主动型升压变换器结构拓扑，是在传统的开关磁阻发电机功率变换器前增加功率流控制单元；

图2是主动型升压变换器双电容励磁模式时，励磁电流路径示意图；

图3是主动型升压变换器励磁电容励磁模式时，励磁电流路径示意图；

图4是主动型升压变换器励磁电容充电模式时，发电电流路径示意图；

图5是主动型升压变换器输出电容充电模式时，发电电流路径示意图；

图6是主动型升压变换器零电压续流模式时，发电电流路径示意图；

图7是针对不对称半桥的SRG发电控制策略框图，包含外环控制器与内环电流控制器；

图8是电压滞环控制策略框图；

图9是针对前级电路控制策略下典型波形示意图；

图10是功率流控制策略框图；

图11是针对前级电路控制策略中电流分配模块的具体流程图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实例作进一步的描述：

如图1所示，本发明的开关磁阻发电机主动型升压变换器拓扑结构，是在传统的不对称半桥式功率变换器前增加一个功率流控制单元；所述的功率流控制单元包括MOSFETT₁、续流二极管D₁、续流二极管D₂和电容C_d；MOSFET T₁的源极与续流二极管D₁的阳极相连，MOSFET T₁的漏极与续流二极管D₂的阳极相连，续流二极管D₁的阴极与续流二极管D₂的阴极相连，电容C_d的一端接续流二极管D₁和续流二极管D₂阴极，另一端接电容C₁和电源V_e的负极，电容C₁的一端接续流二极管D₁的阳极和MOSFET T₁的源极，电容C₁的另一端接电容C_d和电源V_e的负极。

本发明的开关磁阻发电机主动型升压变换器的工作模式：

(1)励磁模式下，当A相上开关管T₁与下开关管T₂均闭合，A相即工作在励磁模式。双电容励磁模式：若励磁电容电压U_Cd不大于系统输出端电压U_Co，A相绕组由电容C_o与C_d共同供电，即双电容励磁模式。在这种情况下，绕组励磁电压约等于U_Co(忽略二极管与MOSFET通态压降)，电流路径如图2所示

升压电容励磁模式：若U_Cd>U_Co，二极管D₇关断，A相绕组由C_d独立供电，即工作在励磁电容励磁模式。在这种情况下，A相绕组励磁电压近似等于U_Cd(忽略MOSFET通态压降)，电流路径如图3所示。

(2)续流发电模式下，依据前级电路工作状态及A相开关管状态，本功率变换器可为A相绕组提供三种续流发电模式。

升压电容充电模式：当开关管T₁，T₂及T₇均关断，A相绕组续流电流经二极管D₈为励磁电容C_d充电，即工作在励磁电容充电模式。在这种情况下，绕组相电压近似等于U_Cd，其电流路径如图4所示。

输出电容充电模式：当T₇导通，T₁与T₂关断，A相绕组续流电流为负载输送电能，即工作在输出电容充电模式。在这种情况下，绕组相电压近似等于U_Co，电流路径如图5所示。

零电压续流模式：当T₁关断，T₂导通，A相绕组工作在零电压续流模式，不向外回馈电能，其电流路径如图6所示。

本发明的开关磁阻发电机主动型升压变换器的控制方法：

(1)针对不对称半桥的SRG发电控制策略，包含了包括外环控制器与内环电流控制器，控制框图如图7所示。

在外环控制器中，利用选择开关选择控制目标。当变换器作为独立电压源应用，输出电压U_Co随发电功率与系统负载发生变化，选择开关选择输出电压U_Co为控制目标；当变换器与直流电网连接，作为电流源运行，输出电压U_Co保持恒定，此时发电功率P_out(或平均输出电流i_out)为系统控制目标。通过比较目标电压(或目标功率)与实际电压(或实际功率)，由电压调节器G_CU(s)(或功率调节器G_CP(s))输出相电流参考电流值。在外环控制器中，电压调节器与功率调节器均由多次实验迭代产生，其传函表达式如下：

在电流控制器中，滞环控制器依据参考电流与实际电流值输出斩波控制信号s_chop，斩波信号与A相角度控制信号s_com经逻辑运算得出上管与下管的控制信号。

针对前级电路控制策略，包含电压滞环控制策略与功率流控制策略。

电压滞环控制结果框图如图8所示，其结构简单，易于实现。仅需将目标电压U^* _Cd与实际电压U_Cd输入滞环控制器，由滞环控制器计算得出前级电路的驱动信号。记电压滞环控制器控制带宽为ΔU₀，若U_Cd>U^* _Cd+ΔU₀，功率开关管T₇导通，SRG向负载提供电能；若U_Cd<U^* _Cd-ΔU₀，功率开关管T₇关闭，SRG向励磁电容C_d回馈能量。

电压滞环控制虽易于实现，但有两个较为明显的缺陷1)由于U_Cd不可控且持续下降，实际B相绕组励磁电压(励磁阶段相电压平均值)小于参考电压值，且无法依据参考电压值控制。2)由于电压滞环控制器的直接控制目标为U_Cd，输出端电容C_o具有较长的放电与充电周期，输出端电压U_Co脉动较大，电能质量较差。因此，为克服上述缺点，提出了基于功率流的前级电路控制策略。

2)功率流控制策略

如图9所示，将i_g与I_L对比，将第K拍分成两个子区间。区间1(θ_sA<θ<θ₄)：在该区间内，i_g>I_L，若开关管T₇导通，输出电压U_Co上升；若开关管T₇关断，输出电压U_Co下降。区间2(θ₄<θ<θ_sB)：在该区间内，i_g<I_L，无论开关管T₇导通或关闭，输出电压U_Co均下降。需要指出的是，若在区间II内，保持开关管T₇导通，在该区间内，输出端电压下降幅值将最小，为：

基于以上分析，可以知道，在区间2内保持T₇开通，U_Co在该区间内电压跌落幅值最小；在区间1内，通过调制T₇，为励磁电容C_d充。若保持T₇在区间2内导通，在区间1中需向励磁电容回馈的功率需等于SRG励磁功率P_e以维持U_Cd稳定，以第K拍内电流波形为例，此时区间1内T₇的占空比为

为加强系统鲁棒性，提出基于功率流的前级电路控制策略如图10所示。在电压控制环中，将目标定压U^* _Cd与实际励磁电容的平均电压U_Cd进行比较，由电压调节器G_Cud(s)计算出目标充电电流I^* _Cd。电压调节器G_Cud(s)为PI调节器，经仿真迭代，选取控制参数为：

依据目标充电电流I^* _Cd与实际充电电流I_Cd，电流调节器G_Cid(s)计算出开关管T₇的调制占空比d₇。实际平均充电电流I_Cd可由下式依据每一拍内的相电流计算。

式中S₇为开关管T₇的状态函数，定义为：

充电电流控制器G_Cid(s)同样选择PI控制器，经过仿真迭代，控制器结构为：

电流分配模块依据负载额定电流I_L与实际回馈电流i_g判断所处工作区间，为第K拍的T₇调制占空比赋值，分配励磁电容的充电电流。如图11所示，为简化控制系统，假设在一个电气周期内，A相、B相及C相电流对称。以第K拍为例，控制器依计算瞬时回馈电流i_g并与I_L比较，当i_g＝I_L，控制器读取当前角度并储存为θ₄(K)。在第K拍内，控制器依据第K拍内相电流达到参考电流值时刻角度θ_s(K)及上一拍中判断出的临界角度θ₄(K-1)进行电流分配。若θ_s(K)<θ_ph<θ₄(K-1)，则系统处于区间1内，T₇按照占空比d₇控制励磁电容的充电电流；否则，控制器判断系统处于区间2内，T₇保持导通，设置d_k＝1，使电压跌落幅值最小。最后经PWM发生器，产生10kHz的驱动信号控制开关管T₇。

Claims (4)

1.一种开关磁阻发电机主动型升压变换器及其控制方法，其特征在于：在所述的开关磁阻发电机不对称半桥式功率变换器前增加一个功率流控制单元；

所述的功率流控制单元包括MOSFET T₁、续流二极管D₁、续流二极管D₂和电容C_d；MOSFETT₁的源极与续流二极管D₁的阳极相连，MOSFET T₁的漏极与续流二极管D₂的阳极相连，续流二极管D₁的阴极与续流二极管D₂的阴极相连，电容C_d的一端接续流二极管D₁和续流二极管D₂阴极，另一端接电容C₁和电源V_e的负极，电容C₁的一端接续流二极管D₁的阳极和MOSFET T₁的源极，电容C₁的另一端接电容C_d和电源V_e的负极。

2.一种使用权利要求1所述结构的开关磁阻发电机主动型升压变换器及其控制方法，其特征在于：

(1)励磁模式下，当A相上开关管T₁与下开关管T₂均闭合，A相即工作在励磁模式。

双电容励磁模式：若励磁电容电压U_Cd不大于系统输出端电压U_Co，A相绕组由电容C_o与C_d共同供电，即双电容励磁模式。在这种情况下，绕组励磁电压约等于U_Co(忽略二极管与MOSFET通态压降)。

励磁电容励磁模式：若U_Cd>U_Co，二极管D₇关断，A相绕组由C_d独立供电，即工作在励磁电容励磁模式。在这种情况下，A相绕组励磁电压近似等于U_Cd(忽略MOSFET通态压降)。

(2)续流发电模式下，依据前级电路工作状态及A相开关管状态，本功率变换器可为A相绕组提供三种续流发电模式。

励磁电容充电模式：当开关管T₁，T₂及T₇均关断，A相绕组续流电流经二极管D₈为励磁电容C_d充电，即工作在励磁电容充电模式。在这种情况下，绕组相电压近似等于U_Cd。

输出电容充电模式：当T₇导通，T₁与T₂关断，A相绕组续流电流为负载输送电能，即工作在输出电容充电模式。在这种情况下，绕组相电压近似等于U_Co。

零电压续流模式：当T₁关断，T₂导通，A相绕组工作在零电压续流模式，不向外回馈电能。

3.根据权利要求1所述结构的输出功率控制方法，其特征在于：针对不对称半桥的SRG发电控制策略，包含外环控制器与内环电流控制器：

在外环控制器中，利用选择开关选择控制目标。当变换器作为独立电压源应用，输出电压U_Co随发电功率与系统负载发生变化，选择开关选择输出电压U_Co为控制目标；当变换器与直流电网连接，作为电流源运行，输出电压U_Co保持恒定，此时发电功率P_out(或平均输出电流i_out)为系统控制目标。通过比较目标电压(或目标功率)与实际电压(或实际功率)，由电压调节器G_CU(s)(或功率调节器G_CP(s))输出相电流参考电流值。

在电流控制器中，滞环控制器依据参考电流与实际电流值输出斩波控制信号s_chop，斩波信号与A相角度控制信号s_com经逻辑运算得出上管与下管的控制信号。

4.一种使用权利要求1所述结构的功率流控制策略方法，其特征在于：针对前级电路控制策略，包含电压滞环控制策略与功率流控制策略。

电压滞环控制，结构简单，易于实现。仅需将目标电压U^* _Cd与实际电压U_Cd输入滞环控制器，由滞环控制器计算得出前级电路的驱动信号。记电压滞环控制器控制带宽为ΔU₀，若U_Cd>U^* _Cd+ΔU₀，功率开关管T₇导通，SRG向负载提供电能；若U_Cd<U^* _Cd-ΔU₀，功率开关管T₇关闭，SRG向励磁电容C_d回馈能量。

在功率流控制策略中，计算瞬时回馈电流i_g并与I_L比较，当i_g＝I_L，控制器读取当前角度并储存为θ₄(K)。在第K拍内，控制器依据第K拍内相电流达到参考电流值时刻角度θ_s(K)及上一拍中判断出的临界角度θ₄(K-1)进行电流分配。若θ_s(K)<θ_ph<θ₄(K-1)，T₇按照占空比d₇控制励磁电容的充电电流；否则，T₇保持导通，设置d_k＝1，使电压跌落幅值最小。