CN107408889A - 功率转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种即使输入电压范围以及输出电流范围较大、也能以低成本高效率地且能应对剧烈的负载变动地进行电压转换的功率转换器。本发明包括：对输入的电压进行升降压并输出直流电压的非绝缘型升降压转换器电路(15)；输入从非绝缘型升降压转换器电路(15)输出的直流电压并向负载输出直流电压的绝缘型转换器电路(16)；以及控制非绝缘型升降压转换器电路(15)和绝缘型转换器电路(16)的控制部(17)，控制部(17)仅通过非绝缘型升降压转换器电路(15)来对输入的电压与绝缘型转换器电路(16)的输出电压Vo之间的升降压比进行控制，从而进行调整以使输出电压Vo达到目标值。

Description

功率转换器
技术领域
本发明涉及将用于使输入的直流电压转换为规定的直流电压的转换器电路形成为二级结构的功率转换器。
背景技术
专利文献1中公开了在前级具备对来自输入电源的电压进行升压的非绝缘型转换器、并在后级具备绝缘型桥式转换器而构成的DC-DC转换器。前级的非绝缘型转换器检测输出电压并进行控制，使向后级的绝缘型桥式转换器的输入电压成为恒定。后级的绝缘型桥式转换器以固定开关频率并以固定导通占空比进行动作，使输入电压乘上匝数比成为输出电压。专利文献1的结构中，即使输入电源的电压发生变动，前级的非绝缘型转换器也使后级的绝缘型桥式转换器的输入电压保持恒定，因此能使绝缘型桥式转换器以效率最佳的动作点进行动作。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2013-258860号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，专利文献1的结构中，前级的非绝缘型转换器是只能升压的升压转换器，因此无法使输出电压降低至比输入电压乘上匝数比的电压低。在输出侧连接有电池等的电容负载，若负载的电压变得低于输入电压乘上匝数比的电压，则产生无法进行电流控制而使非绝缘型转换器和绝缘型桥式转换器中流过短路电流这样的问题。
此外，为了使短路电流不流过，可以提高非绝缘型转换器的输出电压，设计为使非绝缘型转换器始终进行升压，但由于施加于各元件的电压升高因此必须提高元件耐压，由此产生效率降低、高成本这样的问题。输入输出电压的范围较大进一步促使效率降低、成本升高。
本发明是为了解决上述问题而完成，其目的在于提供一种能以低成本且高效率地与较大的输入输出电压范围对应的功率转换器。
解决技术问题的技术方案
本发明所涉及的功率转换器包括：非绝缘型升降压转换器电路，该非绝缘型升降压转换器电路对输入的电压进行升降压并输出直流电压；绝缘型转换器电路，该绝缘型转换器电路输入从非绝缘型升降压转换器电路输出的直流电压，向负载输出直流电压；以及控制部，该控制部对非绝缘型升降压转换器电路和绝缘型转换器电路进行控制。
发明效果
根据本发明，能获得不提高转换器电路中使用的元件的耐压就能以低成本且高效率地与较大的输入输出电压范围对应的功率转换器。由于前级的非绝缘型转换器电路可进行升降压，因此也能使输出电压下降至0V。
附图说明
图1是本发明的实施方式1所涉及的功率转换器的简要结构图。
图2是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换器中、控制部使第一半导体开关元件导通、断开时的电流路径的说明图。
图3是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换器中、控制部使第二半导体开关元件导通、断开时的电流路径的说明图。
图4是示出了本发明的实施方式1所涉及的功率转换器中、绝缘型转换器电路的开关频率与增益之间的关系的说明图。
图5是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换器中、绝缘型转换器电路的动作时的各电压电流波形的说明图。
图6是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换器中、绝缘型转换器电路的半导体开关元件导通、断开时的电流路径的说明图。
图7是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换器中、使绝缘型转换器电路的半导体开关元件的开关频率远低于串联谐振频率的情况的波形图。
图8是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换器中、使绝缘型转换器电路的半导体开关元件的开关频率远高于串联谐振频率的情况的波形图。
图9是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换器的变形例的结构图。
图10是本发明的实施方式2所涉及的功率转换器的简要结构图。
图11是表示本发明的实施方式2所涉及的功率转换器中、控制部使第一半导体开关元件导通、断开时的电流路径的说明图。
图12是表示本发明的实施方式2所涉及的功率转换器中、绝缘型转换器电路的动作时的各电压电流波形的说明图。
图13是表示本发明的实施方式2所涉及的功率转换器中、绝缘型转换器电路的半导体开关元件导通、断开时的电流路径的说明图。
图14是表示本发明的实施方式2所涉及的功率转换器中、绝缘型转换器电路的半导体开关元件导通、断开时的电流路径的说明图。
图15是表示本发明的实施方式2所涉及的功率转换器的变形例的结构图。
图16是本发明的实施方式3所涉及的功率转换器的简要结构图。
图17是本发明的实施方式4所涉及的功率转换器的简要结构图。
图18是本发明的实施方式5所涉及的功率转换器的简要结构图。
图19是示出了本发明的实施方式5所涉及的功率转换器中、绝缘型转换器电路的动作时的各电压电流波形的说明图。
图20是表示本发明的实施方式5所涉及的功率转换器的变形例的结构图。
图21是本发明的实施方式6所涉及的功率转换器的简要结构图。
图22是表示本发明的实施方式6所涉及的功率转换器中、由因历时老化而产生的劣化、温度变化导致串联谐振频率发生变化的情况下的各电压电流波形的说明图。
图23是表示本发明的实施方式6所涉及的功率转换器中、绝缘型转换器电路的动作时的各电压电流波形的说明图。
图24是表示本发明的实施方式8所涉及的功率转换器中、输出电流与输出电压的目标值之间的关系的特性图。
具体实施方式
以下，依据优选的实施方式，利用附图来对本发明的实施方式所涉及的功率转换器进行说明。在附图的说明中，对相同或相当的部分标注相同的标号，并适当省略重复说明。
实施方式1.
首先，基于图1至图9对本发明的实施方式1中的功率转换器进行说明。图1表示实施方式1所涉及的功率转换器的简要结构图，图1中，功率转换器形成为在LLC(two inductors(LL)and a capacitor(C)：两个电感和一个电容)谐振转换器即绝缘型转换器电路16的前级设置了非绝缘型升降压转换器电路15的两级结构的转换器。将来自输入端子Pi的输入电压(直流电压)Vi利用非绝缘型升降压转换器电路15进行升降压而转换为任意的直流电压，输入该直流电压并利用绝缘型转换器电路16输出至输出端子Po作为输出电压(直流电压)Vo，从而提供至未图示的负载。
非绝缘型升降压转换器电路15由第一半导体开关元件1、二极管2、滤波用电抗器3、第二半导体开关元件4、二极管5和滤波用电容器6构成。
第一半导体开关元件1中，其漏极端子连接至输入端子Pi的输入电压Vi的正极侧，源极端子连接至滤波用电抗器3与二极管2之间的连接点。二极管2中，其阳极端子连接至输入端子Pi的输入电压Vi的负极侧和滤波用电容器6的负极侧，阴极端子连接至第一半导体开关元件1与滤波用电抗器3之间的连接点。
第二半导体开关元件4中，其漏极端子与滤波用电抗器3连接，源极端子连接至输入端子Pi的输入电压Vi的负极侧和滤波用电容器6的负极侧。二极管5中，其阳极端子连接至滤波用电抗器3与第二半导体开关元件4之间的连接点，阴极端子连接至滤波用电容器6的正极侧。控制部17对第一半导体开关元件1和第二半导体开关元件4进行导通、断开控制，将滤波用电容器6的电压调整为任意值。
绝缘型转换器电路16连接在非绝缘型升降压转换器电路15的后级，在变压器11的初级侧具备第三、第四半导体开关元件7、8和谐振用电容器9、以及由变压器11的泄漏电感形成的谐振用电抗器10。在变压器11的次级侧，在作为整流电路的二极管12、13、与输出直流的输出电压Vo的输出端子Po之间具备滤波用电容器14。
第三半导体开关元件7的漏极端子连接至非绝缘型升降压转换器电路15的滤波用电容器6的正极侧，第四半导体开关元件8的源极端子连接至滤波用电容器6的负极侧。第三半导体开关元件7的源极端子与第四半导体开关元件8的漏极端子一并连接至谐振用电容器9的一端。谐振用电容器9、谐振用电抗器10、变压器11串联连接，连接在第三半导体开关元件7的源极端子和第四半导体开关元件8的漏极端子之间的连接点、与第四半导体开关元件8的源极端子之间。
图1中，从第三半导体开关元件7的源极端子与第四半导体开关元件8的漏极端子之间的连接点起，依次连接谐振用电容器9→变压器11的泄漏电感即谐振用电抗器10→变压器11的初级绕组，但不限于此，谐振用电容器9也可以连接在变压器11与第四半导体开关元件8的源极端子之间。
在变压器11的次级绕组侧具备二极管12和二极管13，变压器11的次级绕组具有中间分接头，中间分接头连接至输出端子Po的负极侧，在变压器11的次级绕组的两端分别连接有二极管12、13的阳极端子，二极管12的阴极端子和二极管13的阴极端子分别被连接，其连接点与输出端子Po的正极侧连接。
输入电压检测电路21与输入端子Pi并联连接，从而获取来自输入端子Pi的输入电压(直流电压)Vi的电压值。滤波电容器电压检测电路22与滤波用电容器6并联连接，从而获取非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压Vc的电压值。输出电压检测电路23与输出端子Po并联连接，从而获取来自绝缘型转换器电路16的输出即输出电压(直流电压)Vo的电压值。此外，在输出端子Po的正极侧连接有输出电流检测电路24，从而检测输出电流。
控制部17利用控制线30a、30b、30c、30d分别控制第一～第四半导体开关元件1、4、7、8的导通、断开。控制部17利用信号线31a、31b、31c分别从输入电压检测电路21、滤波电容器电压检测电路22、输出电压检测电路23获取电压的检测值。此外，利用信号线31d从输出电流检测电路24获取输出电流的检测值。
首先，对实施方式1所涉及的功率转换器的非绝缘型升降压转换器电路15的动作原理进行说明。图1的非绝缘型升降压转换器电路15在降压时和升压时开关模式不同。
降压时，通过对第一半导体开关元件1进行导通、断开控制，使第二半导体开关元件4持续断开(始终断开)，从而通过图2的电流路径。图2中，第一半导体开关元件1导通时，电流如实线箭头所示那样流过，第一半导体开关元件1断开时，电流如虚线箭头所示那样流过。
升压时，通过使第一半导体开关元件1持续导通(始终导通)，对第二半导体开关元件4进行导通、断开控制，从而通过图3的电流路径。图2中，第二半导体开关元件4导通时，电流如实线箭头所示那样流过，第二半导体开关元件4断开时，电流如虚线箭头所示那样流过。
控制部17控制非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压，进行调整以使绝缘型转换器电路16的输出电压Vo接近目标值。
接着，对绝缘型转换器电路16进行说明。控制部17分别对第三以及第四半导体开关元件7、8进行导通、断开控制。具体而言，第三以及第四半导体开关元件7、8隔着死区时间以大致为50％的占空比、且以将由谐振用电容器9和变压器11的泄漏电感即谐振用电抗器10构成的串联谐振电路的串联谐振频率fsr的半周期加上死区时间后得到的时间作为半周期的开关频率fsw而被交替导通。
这里，对频率与增益之间的关系进行说明。LLC谐振转换器即绝缘型转换器电路16通过控制开关频率，调整串联谐振电路的阻抗，从而决定施加于变压器11的电压。根据由变压器11的励磁电感Lm和谐振用电抗器10即变压器11的泄漏电感Lr决定的电感比Ln(＝Lm/Lr)，相同负载状态下的增益的值发生改变。图4示出了电感比Ln与增益之间的关系。
图4横轴表示频率，纵轴表示增益，示出增益根据电感比Ln的大小不同而发生变化的情况，由该图4可知，电感比变得越大，增益越难随开关频率的变化而变化，在电感比Ln非常大的情况下，增益变为恒定而不受开关频率的影响。
由上文可知，一般在谐振用电抗器10中使用变压器11的泄漏电感的情况下，由于泄漏电感Lr比变压器11的励磁电感Lm小，因此电感比Ln增大，增益难以变化。
因此，通过调整非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压，固定绝缘型转换器电路16的输入电压(≒滤波用电容器6的电压)，从而解决该问题，且一般在外设元器件使用谐振用电抗器10的情况下不产生铁损、铜损，因此可实现高效化。由于开关频率固定，随着滤波用电容器6的电压Vc使输出电压Vo变化，由非绝缘型升降压转换器电路15调整输出电压Vc，进行控制使输出电压Vo接近目标值。
控制部17调整非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压，使经由信号线31c获取的输出电压检测电路23的电压值接近目标值。这里，对具体的控制方法举例进行说明。
若将非绝缘型升降压转换器电路15的输出部的滤波用电容器6的电压设为Vc，将变压器11的匝数比设为N：1：1，则下述式(1)成立。
[数学式1]
由式(1)可知，若将输出电压Vo的目标值设为Vo*，则非绝缘型升降压转换器电路15的输出部的滤波用电容器6的电压的控制目标值Vc*成为如式(2)所示那样。
Vc＊＝2×N×Vo＊···(2)
非绝缘型升降压转换器电路15是将输入电压Vi转换为Vc的电路。在降压动作时若利用第一半导体开关元件1的导通占空比D1则式(3)成立。
Vc＝D1×Vi···(3)
同样地，在升压动作时若利用第二半导体开关元件4的导通占空比D4则式(4)成立。
[数学式2]
由上文可知，在降压动作时控制第一半导体开关元件1的占空比，在升压动作时控制第二半导体开关元件4的占空比，从而使由式(2)求出的非绝缘型升降压转换器电路15的控制目标值接近Vc＊。
像这样，控制部17控制第一以及第二半导体开关元件1、4的占空比,使输出电压Vo追随目标值Vo*，来调整非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压(≒滤波用电容器6的电压Vc)。
以上内容是非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压的控制方法。实际上，由于绝缘型转换器电路16的各电路元件的电压降、各电压检测电路的传感器误差等，即使控制非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压，有时绝缘型转换器电路16的输出电压Vo也比目标值Vo*低(或高)。
这时，若预先将输出电压Vo的目标值设为Vo*，将由输出电压检测电路23所获取到的电压值设为Vo_mon，则相对于到由下式(5)决定的输出电压Vo的目标值为止的差分△Vo，通过将加上了比例增益、积分增益的值与非绝缘型升降压转换器电路15的控制目标值Vc*相加，从而进行控制使得最终绝缘型转换器电路16的输出电压Vo达到目标值Vo*。
△Vo＝(Vo＊-Vo_mon)···(5)
这里，对控制非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压Vc的一例进行了说明，但不限于此，例如控制部17也可以不反馈输出电压Vc，而是控制非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压，使绝缘型转换器电路16的输出电压Vo接近目标值Vo*。
接着，利用波形对绝缘型转换器电路16的基本的动作进行说明。图5是实施方式1所涉及的功率转换器的绝缘型转换器电路16的动作时的各电压、电流的波形图。
图5将横轴作为时间轴。时刻t2、t6是第三半导体开关元件7导通的定时，时刻t3、t7是第三半导体开关元件7断开的定时。时刻t1、t5是第四半导体开关元件8断开的定时，时刻t4、t8是第四半导体开关元件8导通的定时。在第三以及第四半导体开关元件7、8各自进行断开、导通之间设有死区时间td。
此外，图5分别示出了：施加于第三半导体开关元件7的栅极、源极间的栅极电压Vgs7的波形；施加于第四半导体开关元件8的栅极、源极间的栅极电压Vgs8的波形；施加于第三半导体开关元件7的漏极、源极间的电压Vds7的波形；施加于第四半导体开关元件8的漏极、源极间的电压Vds8的波形；施加于变压器11的初级侧的电压Vtr1的波形；流向谐振用电容器9、谐振用电抗器10(变压器11的泄漏电感)的电流(以下称为谐振电流)ILr的波形；流向变压器11的励磁电感Lm的励磁电流ILm的波形；以及流向变压器11的次级侧的整流用二极管12、13的电流ID12、ID13的波形。流向变压器11的初级侧的电流中，将从谐振用电容器9向变压器11流动的方向作为正向。
图6表示绝缘型转换器电路16的第三以及第四半导体开关元件7、8导通、断开时的、各时刻中电流的路径。
如图(a)所示，在时刻t1～t2中，第四半导体开关元件8刚断开之后，谐振电流ILr以变压器11(包含谐振用电抗器10)→谐振用电容器9→第三半导体开关元件7的体二极管的路径流过电流。
如图(b)所示，在时刻t2～t3中，第三半导体开关元件7在快到所述时刻之前电流仍流过体二极管，由此，漏极、源极间的电压Vds7为零，因此第三半导体开关元件7中ZVS(Zero Voltage Switch：零电压开关)成立。图中的实线是时刻t2～t3时的电流路径，虚线是快到所述时刻之前仍流过的谐振电流ILr的电流路径。
如图(c)所示，在时刻t3～t4中，第三半导体开关元件7刚断开之后，谐振电流ILr以谐振用电容器9→变压器11(包含谐振用电抗器10)→第四半导体开关元件8的体二极管的路径流过电流。
如图(d)所示，在时刻t4～t5中，第四半导体开关元件8在快到所述时刻之前电流仍流过体二极管，由此，漏极、源极间的电压Vds8为零，因此第四半导体开关元件8中ZVS成立。图中的实线是时刻t4～t5时的电流路径，虚线是快到所述时刻之前仍流过的谐振电流ILr的电流路径。
虽然未图示，但谐振电流ILr与励磁电流ILm之间的差分电流在变压器11的次级侧流动，在ILr>ILm时，电流ID12流向二极管12，在ILm>ILr时，电流ID13流过二极管13。
实施方式1中，进行控制使得开关频率fsw与对由谐振用电抗器10和谐振用电容器9构成的串联谐振电路的串联谐振频率fsr加上死区时间td的频率相等。
一般推荐进行控制使开关频率fsw≒串联谐振频率fsr成为相等，但实际上半导体开关元件提前断开死区时间td这部分时间，因此会产生断开损耗。于是，本实施方式中，决定开关频率以使开关频率的半周期(Tsw/2)与对串联谐振频率的半周期(Tsr/2)加上死区时间td的时间相等。由式(6)表示这些关系式。这将在下文进行叙述，但变压器11的次级侧整流电路在同步整流时发挥最大效果。
[数学式3]
下面为了对比，在图7中示出了使开关频率fsw远低于串联谐振频率fsr的情况下的波形，在图8中示出了使开关频率fsw远高于串联谐振频率fsr的情况下的波形。
像这样，在与图5相比降低了开关频率fsw的情况下，谐振电流ILr流过的时间比例变短，为了以较短的时间比例输出与图5相同的功率，谐振电流ILr的峰值、电流有效值增大，损耗增加。在升高了开关频率fsw的情况下，由于在t3、t5、t7的断开的定时成为硬开关，因此损耗增加。
以上内容是非绝缘型升降压转换器电路15、绝缘型转换器电路16的控制方法。实施方式1中说明的功率转换器中，由非绝缘型升降压转换器电路15将输入电压Vi转换为规定的电压，从而绝缘型转换器电路16能以大致恒定的升降压比进行输出。因此，一般升降压比越接近1则效率越好。
为了高效化，控制部17在输入电压Vi和非绝缘型升降压转换器电路15所输出的电压接近规定的范围内时，控制部17使第一半导体开关元件1持续导通，使第二半导体开关元件4持续断开，仅绝缘型转换器电路16进行开关动作。从而，能防止多余的开关损耗，有助于实现高效化。
控制部17在输出电压Vo显著高于目标输出电压值Vo*时等不需要向负载传输功率的情况下，控制部17使第一半导体开关元件1持续断开。从而，不向负载传输多余的功率，防止输出电压Vo达到过电压。
对实施方式1中的功率转换器的基本动作进行了说明。接着对动作中负载变动时的控制方法进行说明。
在动作中的负载电流达到过电流阈值时，功率转换器需要进行压降特性等的保护动作(fail-safe：自动防故障装置)。在实施方式1中，具备获取绝缘型转换器电路16的输出电流值的传感器电路(输出电流检测电路24)，在绝缘型转换器电路16的输出部的电流值超过规定的值时，使非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压降低。从而，绝缘型转换器电路16的输出电压也降低。通过降低绝缘型转换器电路16的输出电压来限制功率转换器的输出功率，保护功率转换器。
即使由于元器件偏差、历时老化等而导致谐振频率发生变化，也可基于来自输出电流检测电路24的电流，控制绝缘型转换器电路16的开关频率，从而抑制谐振电流的有效值，以使绝缘型转换器电路16在效率达到最好的条件下进行动作。
实施方式1中，变压器11的次级绕组的中间分接头连接至输出端子Po的负侧，在变压器11的次级侧绕组的两端分别连接二极管12、13的阳极端子，但不限于此。也可如图9所示，构成为变压器11的次级绕组的中间分接头连接至输出端子Po的正侧，在变压器11的次级侧绕组的两端分别连接二极管12、13的阴极端子。
此外，在图1以及图9所示的功率转换器的周边设有温度传感器，向控制部17输入温度传感器所检测到的温度，控制部17根据温度传感器的检测值，控制绝缘型转换器16的开关频率，从而即使谐振频率由于温度条件的变化等而发生变化，也可抑制谐振电流的有效值，以使绝缘型转换器电路16在效率达到最好的条件下进行动作。
根据以上说明的实施方式1的功率转换器，通过采用非绝缘型升降压转换器电路15和绝缘型转换器电路16的结构，从而能与较大的输入输出功率范围相对应。
控制部17仅通过非绝缘型升降压转换器电路15来对所输入的输入电压Vi与绝缘型转换器电路16的输出电压Vo之间的升降压比进行控制，非绝缘型升降压转换器电路15进行绝缘型转换器电路16的输出电压控制，从而绝缘型转换器电路16能以固定的开关模式进行开关，以效率最好的条件进行动作。
将非绝缘型升降压转换器电路15设为由滤波用电抗器3、滤波用电容器6、两个二极管2、5、控制对滤波用电抗器3施加输入电压Vi的施加时间的第一半导体开关元件1、以及控制从非绝缘型升降压转换器电路15向滤波用电抗器3输出的直流电压的施加时间的第二半导体开关元件4所构成的H桥型升降压斩波器，从而能使用与专利文献1相同耐压的半导体开关元件，能以低成本与较大输入输出电压范围相对应。
此外，升压时在第一半导体开关元件1导通的状态下，对第二半导体开关元件4进行导通、断开控制，降压时在第二半导体开关元件4断开的状态，对第一半导体开关元件1进行导通、断开控制来进行输出电压控制，从而能使用与专利文献1相同耐压的半导体开关元件，能以低成本与较大输入输出电压范围相对应。
在非绝缘型升降压转换器电路15的输入输出电压大致相等的情况下，使第一半导体开关元件1始终导通，使第二半导体开关元件4始终断开，从而直接连接输入输出，能实现高效化。
在绝缘型转换器电路16不输出功率的情况下，通过断开非绝缘型升降压转换器电路15的第一半导体开关元件1，能完全停止功率。
绝缘型转换器电路16使用作为谐振型转换器的LLC转换器，以固定的开关模式使绝缘型转换器电路16进行动作，从而抑制谐振电流的有效值，且由于以ZVS进行动作而能实现高效化，所述谐振型转换器具有：包括初级绕组和次级绕组的变压器11；与初级绕组相连接的第三半导体开关元件7、第二半导体开关元件8、谐振用电容器9和谐振用电抗器10；以及与次级绕组相连接的整流电路的二极管12、13和滤波用电容器14。
将绝缘型转换器电路16的整流电路设为二极管整流，从而不需要在由半导体开关元件构成的情况下所必须的栅极驱动电路等，能降低成本。
绝缘型转换器电路16的LLC转换器的谐振用电抗器10由变压器11的泄漏电感Lr构成，能使元器件件数减少一件，能实现小型化、低成本、高效化。
控制部17具有监控电流传感器(输出电流检测电路24)来对绝缘型转换器电路16的开关频率进行微调整的单元，从而即使由于元器件偏差、历时老化、温度条件的变化等而导致谐振频率发生变化，也能抑制谐振电流的有效值，以使绝缘型转换器电路16在效率达到最好的条件下进行动作。
控制部17具有监控温度信息来对绝缘型转换器电路16的开关频率进行微调整的单元，从而即使由于温度条件的变化等而导致谐振频率发生变化，也能抑制谐振电流的有效值，以使绝缘型转换器电路16在效率达到最好的条件下进行动作。
实施方式2.
接着，基于图10至图15对本发明的实施方式2中的功率转换器进行说明。图10表示实施方式2所涉及的功率转换器的简要结构图，图10中，功率转换器形成为在电压谐振型转换器即绝缘型转换器电路16的前级设置了极性反转型升降压转换器电路以作为非绝缘型升降压转换器电路15的两级结构的转换器。
将来自输入端子Pi的输入电压Vi利用由极性反转型升降压转换器电路所构成的非绝缘型升降压转换器电路15来进行升降压从而转换为任意的直流电压，输入该直流电压并利用绝缘型转换器电路16作为输出电压Vo输出至输出端子Po，从而提供至未图示的负载。
非绝缘型升降压转换器电路15中，由于输入电压Vi和滤波用电容器6的电压Vc极性反转，因此与输入端子Pi的负极侧相连接的是滤波用电容器6的正极侧。
非绝缘型升降压转换器电路15由第一半导体开关元件1、二极管2、滤波用电抗器3和滤波用电容器6构成，第一半导体开关元件1中，漏极端子连接于输入端子Pi的正极侧，源极端子连接于滤波用电抗器3与二极管2之间的连接点。二极管2中，阳极端子连接至滤波用电容器6的负极侧，阴极端子连接至第一半导体开关元件1与滤波用电抗器3之间的连接点。
控制部17为了控制滤波用电抗器3的通电，对第一半导体开关元件1进行导通、断开控制，将滤波用电容器6的电压调整为任意值。从而，能以与专利文献1的非绝缘转换器相同的元件数构成非绝缘型升降压转换器。
绝缘型转换器电路16与非绝缘型升降压转换器电路15的后级连接，在变压器11的初级侧具备第三～第六半导体开关元件7a、8a、7b、8b、谐振用电容器9a、9b、9c、9d、以及由变压器11的泄漏电感形成的谐振用电抗10，在变压器11的次级侧具备作为整流电路的二极管12、13、与输出端子Po并联连接的滤波用电容器14、以及与输出端子Po的一方串联连接的滤波用电抗器18。
第三半导体开关元件7a的漏极端子连接至滤波用电容器6的正极侧，第四半导体开关元件8a的源极端子连接至滤波用电容器6的负极侧。第三半导体开关元件7a的源极端子和第四半导体开关元件8a的漏极端子相互连接。同样地，第六半导体开关元件8b的漏极端子连接至滤波用电容器6的正极侧，第五半导体开关元件7b的源极端子连接至滤波用电容器6的负极侧。第六半导体开关元件8b的源极端子和第五半导体开关元件7b的漏极端子相互连接。
谐振用电容器9a与第三半导体开关元件7a并联连接，谐振用电容器9b与第四半导体开关元件8a并联连接，谐振用电容器9c与第六半导体开关元件8b并联连接，谐振用电容器9d与第五半导体开关元件7b并联连接。谐振用电抗器10、变压器11串联连接在第三半导体开关元件7a的源极端子和第四半导体开关元件8a的漏极端子之间的连接点、与第五半导体开关元件7b的漏极端子和第六半导体开关元件8b的源极端子之间的连接点之间。
图10中，从第三半导体开关元件7a的源极端子与第四半导体开关元件8a的漏极端子之间的连接点起，依次以作为变压器11的泄漏电感的谐振用电抗器10→变压器11的顺序进行连接，但不限于此，也可以从第五半导体开关元件7b的漏极端子与第六半导体开关元件8b的源极端子之间的连接点起依次进行连接。
在变压器11的次级绕组侧具备由二极管12和二极管13构成的整流电流，变压器11的次级绕组具有中间分接头，中间分接头连接至输出端子Po的负侧。在变压器11的次级侧绕组的两端分别连接有二极管12、13的阳极端子，二极管12的阴极端子和二极管13的阴极端子各自被连接，其连接点与滤波用电抗器18连接。滤波用电抗器18的另一端连接输出端子Po的正侧。
为了获取输入电压Vi的电压值，输入电压检测电路21与输入端子Pi并联连接，为了获取非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压值，滤波电容器电压检测电路22与滤波用电容器6并联连接，为了获取输出端子Po的电压值，与输出端子Po并联地设置有输出电压检测电路23。此外，在输出端子Po的正极侧连接有输出电流检测电路24，从而检测输出电流。
控制部17利用控制线30a、30c、30d、30e、30f分别对第一～第六半导体开关元件1、7a、8a、7b、8b进行导通、断开控制。控制部17利用信号线31a、31b、31c分别从输入电压检测电路21、滤波电容器电压检测电路22、输出电压检测电路23获取电压的检测值，利用信号线31d从输出电流检测电路24获取输出电流值。
这里，对实施方式2所涉及的功率转换器的非绝缘型升降压转换器电路15的动作原理进行说明。
通过对第一半导体开关元件1进行导通、断开控制，从而通过如图11所示的电流路径。图11中，实线的箭头表示第一半导体开关元件1导通时的电流的流动，虚线的箭头表示第一半导体开关元件1断开时的电流的流动。控制部17控制非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压，进行调整使绝缘型转换器电路16的输出电压Vo接近目标值。
接着，对绝缘型转换器电路16的动作进行说明。控制部17分别对第三～第六半导体开关元件7a、8a、7b、8b进行导通、断开控制。第三半导体开关元件7a和第四半导体开关元件8a隔着死区时间td以大致为50％的占空比被交替导通。同样地，第五半导体开关元件7b和第六半导体开关元件8b隔着死区时间td以大致为50％的占空比被交替导通。
接着，利用图12、图13对绝缘型转换器电路16的基本的动作进行说明。这里，作为移相控制，第五以及第六半导体开关元件7b、8b先于第三以及第四半导体开关元件7a、8a开始导通、断开(相位提前)。(参照图12)
图12是实施方式2所涉及的功率转换器的绝缘型转换器电路16的动作时的各电压、电流的波形图。
图12将横轴作为时间轴。时刻t0、t3是第三半导体开关元件7a导通、断开的定时。时刻t4、t7是第四半导体开关元件8a导通、断开的定时。时刻t2、t5是第六半导体开关元件8b导通、断开的定时。时刻t1、t6是第五半导体开关元件7b导通、断开的定时。在第三以及第四半导体开关元件7a、8a各自进行断开、导通之间设有死区时间td。同样地，在第五以及第六半导体开关元件7b、8b各自进行断开、导通之间设有死区时间td。
图12分别示出了：施加于第三半导体开关元件7a的栅极、源极间的栅极电压Vgs7a的波形；施加于第四半导体开关元件8a的栅极、源极间的栅极电压Vgs8a的波形；施加于第五半导体开关元件7b的栅极、源极间的栅极电压Vgs7b的波形；施加于第六半导体开关元件8b的栅极、源极间的栅极电压Vgs8b的波形；施加于变压器11的初级侧的电压Vtr1的波形；流向变压器11的初级侧的电流Itr1的波形；以及流向滤波用电抗器18的电流IL的波形。
图13以及图14表示绝缘型转换器电路16的第三～第六半导体开关元件7a、8a、7b、8b导通、断开时的、各时刻中电流的路径。
在时刻t＝t0，第三半导体开关元件7a被导通，流向变压器11的初级绕组侧的电流如图13(a)所示，以滤波用电容器6→第三半导体开关元件7a→谐振用电抗器10→变压器11→第五半导体开关元件7b的路径流动。流向变压器11的次级绕组侧的电流以变压器11→二极管12→滤波用电抗器18→滤波用电容器14的路径流动。
在时刻t＝t1，第五半导体开关元件7b被断开，使谐振用电容器9d充电，谐振用电容器9c放电。如图13(b)所示，流向变压器11的初级绕组侧的电流以滤波用电容器6→第三半导体开关元件7a→谐振用电抗器10→变压器11→谐振用电容器9d的路径流动，使谐振用电容器9d充电。以第三半导体开关元件7a→谐振用电抗器10→变压器11→谐振用电容器9c的路径流动，使谐振用电容器9c放电。流向变压器11的次级绕组侧的电流以变压器11→二极管12→滤波用电抗器18→滤波用电容器14的路径流动。若谐振用电容器9c的放电结束，则第六半导体开关元件8b的体二极管导通，以第三半导体开关元件7a→谐振用电抗器10→变压器11→第六半导体开关元件8b的路径流动。
在时刻t＝t2，若第六半导体开关元件8b被导通，则流向变压器11的初级绕组侧的电流如图13(c)所示，以第三半导体开关元件7a→谐振用电抗器10→变压器11→第六半导体开关元件8b的路径流动。流向变压器11的次级绕组侧的电流以变压器11→二极管12→滤波用电抗器18→滤波用电容器14的路径流动。由于快到所述时刻之前，电流仍流向第六半导体开关元件8b的体二极管，因此施加在第六半导体开关元件8b的两端的电压为0V，因此不发生开关损耗(ZVS)。
在时刻t＝t3，第三半导体开关元件7a被断开，谐振用电容器9a被充电，谐振用电容器9b被放电。如图13(d)所示，流向变压器11的初级绕组侧的电流以谐振用电容器9a→谐振用电抗器10→变压器11→第六半导体开关元件8b的路径流动，使谐振用电容器9a充电。以滤波用电容器6→谐振用电容器9b→谐振用电抗器10→变压器11→第六半导体开关元件8b的路径流动，使谐振用电容器9b放电。流向变压器11的次级绕组侧的电流以变压器11→二极管12→滤波用电抗器18→滤波用电容器14的路径流动。若谐振用电容器9b的放电结束，则第四半导体开关元件8a的体二极管导通，以第四半导体开关元件8a→谐振用电抗器10→变压器11→第六半导体开关元件8b的路径流动。
在时刻t＝t4，若第六半导体开关元件8b被导通，则流向变压器11的初级绕组侧的电流如图14(a)所示，以滤波用电容器6→第六半导体开关元件8b→变压器11→谐振用电抗器10→第四半导体开关元件8a的路径流动。流向变压器11的次级绕组侧的电流以变压器11→二极管13→滤波用电抗器18→滤波用电容器14的路径流动。由于快到所述时刻之前，电流仍流向第四半导体开关元件8a的体二极管，因此施加在第四半导体开关元件8a的两端的电压为0V，因此不发生开关损耗(ZVS)。
在时刻t＝t5，若第六半导体开关元件8b被断开，则谐振用电容器9c被充电，谐振用电容器9d被放电。如图14(b)所示，流向变压器11的初级绕组侧的电流以滤波用电容器6→谐振用电容器9c→变压器11→谐振用电抗器10→第四半导体开关元件8a的路径流动，谐振用电容器9c被充电。以谐振用电容器9d→变压器11→谐振用电抗器10→第四半导体开关元件8a的路径流动，谐振用电容器9d被放电。流向变压器11的次级绕组侧的电流以变压器11→二极管13→滤波用电抗器18→滤波用电容器14的路径流动。若谐振用电容器9d的放电结束，则第五半导体开关元件7b的体二极管导通，以第五半导体开关元件7b→变压器11→谐振用电抗器10→第四半导体开关元件8a的路径流动。
在时刻t＝t6，若第五半导体开关元件7b被导通，则流过变压器11的初级绕组侧的电流如图14(c)所示，以第五半导体开关元件7b→变压器11→谐振用电抗器10→第四半导体开关元件8a的路径流动。流向变压器11的次级绕组侧的电流以变压器11→二极管13→滤波用电抗器18→滤波用电容器14的路径流动。由于快到所述时刻之前，仍在第五半导体开关元件7b的体二极管流过电流，因此施加在第五半导体开关元件7b的两端的电压为0V，因此不发生开关损耗(ZVS)。
在时刻t＝t7，若第四半导体开关元件8a断开，则谐振用电容器9b被充电，谐振用电容器9a被放电。如图14(d)所示，流向变压器11的初级绕组侧的电流以第五半导体开关元件7b→变压器11→谐振用电抗器10→谐振用电容器9b的路径流动，谐振用电容器9b被充电。以谐振用电容器9a→滤波用电容器6→第五半导体开关元件7b→变压器11→谐振用电抗器10的路径流动，谐振用电容器9a被放电。流向变压器11的次级绕组侧的电流以变压器11→二极管13→滤波用电抗器18→滤波用电容器14的路径流动。若谐振用电容器9a的放电结束，则第三半导体开关元件7a的体二极管导通，以滤波用电容器6→第五半导体开关元件7b→变压器11→谐振用电抗器10→第三半导体开关元件7a的路径流动。时刻t＝t8之后起与t＝t0相同，重复上述步骤。
这里，对图13(b)、图14(b)和图13(d)、图14(d)的死区期间中的电容器的充放电进行说明。图13(b)、图14(b)中，快到所述时刻之前仍进行功率传输，因此在半导体开关元件刚断开后，变压器11也仍与次级侧耦合。因此，对谐振用电容器9c和9d进行充放电的能量增大，ZVS容易成立。
另一方面，对于图13(d)、图14(d)，快到所述时刻之前变压器11次级侧的整流用的二极管12、13双方仍导通，因此例如图13(d)中，第三半导体开关元件7a断开，谐振用电容器9a和9b仅与电抗器10形成谐振电路。从而，对谐振用电容器9a和9b进行充放电的能量仅为谐振用电抗器10的能量，因此若将谐振用电容器9a、9b的电容设为C，将谐振用电抗器10的电感分量设为L，将流向谐振用电抗器10的电流设为I，则在式(7)不成立的情况下，无法使谐振用电容器9a和9b完全进行充放电。
[数学式4]
图13(b)、图14(b)中，该式(7)的电感L中也有变压器11的泄漏电感分量。
因此，图13(d)、图14(d)中为了使ZVS成立而需要满足式(7)的电感值、电流量，一般若在轻负载时谐振用电抗器10的电感值较小，则变为ZVS不成立。
该实施方式2中，在轻负载时通过非绝缘型升降压转换器电路15使滤波用电容器6的电压Vc下降，从而降低式(7)的电压V，能使式(7)成立，能在更大范围内使绝缘型转换器电路16在更高效的动作点进行动作。
实施方式2的绝缘型转换器电路16在t0～t1和t4～t5期间传输功率，在其它期间不传输功率。然而，在不传输功率的其它期间电流也流向电路，其电流值取决于负载电流。由此，绝缘型转换器电路16中，通过减小图12的移动时间ts，缩短t0～t1和t4～t5之外的期间，从而以高效率进行动作。若设变压器11的匝数比为N：1：1，则滤波电容器的电压Vc、输出电压Vo、开关周期Tsw、移动时间ts和死区时间td的关系以式(8)来表示。
[数学式5]
由式(8)可知，要减小移动时间ts，只要降低滤波电容器的电压Vc即可。这里，若使移动时间ts为0，则式(8)成为式(9)。
[数学式6]
从而，要使绝缘型转换器电路16以高效动作，只要在非绝缘型升降压转换器电路15中降低滤波电容器的电压Vc即可，滤波电容器的电压Vc为输出电压Vo的N倍时效率达到最佳。
由上文可知，实施方式2的绝缘型转换器电路16中，通过控制非绝缘型升降压转换器电路15以使得滤波电容器电压Vc达到输出电压Vo的N倍，从而以更高效率进行动作。
控制部17调整非绝缘型升降压转换器电路15的电压，使经由信号线31c获取到的输出电压检测电路23的电压值接近目标值。这里，对具体的控制方法举例说明。若将非绝缘型升降压转换器电路15的输出部的滤波用电容器6的电压设为Vc，将变压器11的匝数比设为N：1：1，则下述式(10)成立。
[数学式7]
由式(2)可知，若将输出电压Vo的目标值设为Vo*，则非绝缘型升降压转换器电路15的输出部的滤波用电容器6的电压的控制目标值Vc*成为如式(11)所示。
Vc＊＝N×Vo＊···(11)
非绝缘型升降压转换器电路15是将输入电压Vi转换为滤波用电容器6的电压Vc的电路。在降压动作时若利用第1半导体开关元件1的导通占空比D1则式(12)成立。
[数学式8]
由上文可知，进行控制使由式(11)求出的非绝缘型升降压转换器电路15的控制目标值接近Vc*。
像这样，控制部17控制第一半导体开关元件1的占空比，使输出电压Vo追随目标值，并调整非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压(≒滤波用电容器6的电压)。
以上内容是非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压的控制方法。实际上，由于绝缘型转换器电路16的各电路元件的电压降、各电压检测电路的传感器误差等，即使控制非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压，有时绝缘型转换器电路16的输出电压Vo也比目标值Vo*低(或高)。这时，若预先将输出电压Vo的目标值设为Vo*，将由输出电压检测电路23所获取到的电压值设为Vo_mon，则相对于到由式(5)决定的输出电压Vo的目标值为止的差分△Vo，通过将加上了比例增益、积分增益的值与非绝缘型升降压转换器电路15的控制目标值Vc*相加，从而进行控制使得最终绝缘型转换器电路16的输出电压Vo达到目标值Vo*。
这里，对控制非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压Vc的一例进行了说明，但不限于此，例如控制部17也可以控制非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压，使绝缘型转换器电路16的输出电压Vo接近目标值Vo*。
控制部17在输出电压Vo远高于目标值Vo*时等不需要负载传输功率的情况下，控制部17使第一半导体开关元件1持续断开。从而，不向负载传输多余的功率，防止输出电压Vo达到过电压。
实施方式2中，变压器11的次级绕组的中间分接头连接至输出端子Po的负侧，在变压器11的次级侧绕组的两端分别连接有二极管12、13的阳极端子，但不限于此。也可如图15所示，构成为变压器11的次级绕组的中间分接头连接至输出端子Po的正侧，在变压器11的次级侧绕组的两端分别连接二极管12、13的阴极端子。
根据以上说明的实施方式2的功率转换器，通过采用非绝缘型升降压转换器电路15与绝缘型转换器电路16的结构，从而能与较大的输入输出功率范围相对应。
通过以非绝缘型升降压转换器电路15进行绝缘型转换器电路16的输出电压控制，从而绝缘型转换器电路16能以固定的开关模式进行开关，能以效率最佳的条件进行动作。
通过利用极性反转型升降压斩波器构成非绝缘型升降压转换器电路15，从而能以与专利文献1相同的元器件件数构成非绝缘型升降压转换器电路，能以低成本应对较大的输入输出电压范围，其中，该极性反转型升降压斩波器具有二极管2、滤波用电抗器3、滤波用电容器6以及控制滤波用电抗器3的通电的第一半导体开关元件1。
在绝缘型转换器电路16不输出功率的情况下，通过断开非绝缘型升降压转换器电路15的第一半导体开关元件1，能完全停止功率。
通过在绝缘型转换器电路16中使用电压谐振的谐振转换器，从而第三～第六半导体开关元件7a、8a、7b、8b以ZVS进行动作，因此可实现高效化。
将绝缘型转换器电路16的整流电路设为二极管整流，从而不需要在由半导体开关元件构成的情况下所必须的栅极驱动电路等，能降低成本。
绝缘型转换器电路16的谐振转换器的谐振用电抗器10由变压器11的泄漏电抗器构成，从而能使元器件件数减少一件，能实现小型化、低成本、高效化。
实施方式3.
接着，基于图16对本发明的实施方式3中的功率转换器进行说明。图16是发明的实施方式3中的功率转换器的简要结构图。
如图16所示，功率转换器是在作为半桥型转换器的绝缘型转换器电路16的前级设置了非绝缘型转换器电路15的两级结构的转换器。非绝缘型升降压转换器电路15是与实施方式1相同的H桥型，但绝缘型转换器电路16采用半桥型来代替实施方式2的全桥型。
将来自输入端子Pi的输入电压Vi通过非绝缘型升降压转换器电路15转换为任意的直流电压，通过绝缘型转换器电路16输出输出电压Vo。
绝缘型转换器电路16是半桥型绝缘型转换器电路，该半桥型绝缘型转换器电路连接至非绝缘型升降压转换器电路15的后级，在变压器11的初级侧具备第三以及第四半导体开关元件7、8和滤波(分割)用电容器6a、6b，在变压器11的次级侧具备作为整流电路的二极管12、13和滤波用电抗器18、滤波用电容器14。
一般半桥型绝缘型转换器电路也与实施方式2的绝缘型转换器电路16同样地，在第三以及第四半导体开关元件7、8以固定的频率以及占空比50％互补地导通、断开的情况下效率最佳，因此在绝缘型转换器电路16中，不进行升降压比的控制，而由非绝缘型升降压转换器电路15进行升降比的控制。由此，能不受输入输出条件影响地使绝缘型转换器电路16在效率最佳的条件下进行动作。
根据以上说明的实施方式3的功率转换器，将绝缘型转换器电路16设为半桥转换器，从而能以较少的元器件件数并以简单的连接电路来构成绝缘型转换器电路16，能实现低成本化、小型化。
实施方式4.
接着，基于图17对本发明的实施方式4中的功率转换器17进行说明。图17是本发明的实施方式4中的功率转换器的简要结构图。
如图17所示，功率转换器是在作为电压谐振型转换器的绝缘型转换器电路16的前级设置了非绝缘型转换器电路15的两级结构的转换器。非绝缘型升降压转换器电路15是与实施方式1相同的H桥型，绝缘型转换器电路16采用与实施方式2大致相同的全桥型。
将来自输入端子Pi的输入电压Vi通过非绝缘型升降压转换器电路15转换为任意的直流电压，通过绝缘型转换器电路16输出输出电压Vo。
绝缘型转换器电路16是全桥型绝缘型转换器电路，该全桥型绝缘型转换器电路连接至非绝缘型升降压转换器电路15的后级，在变压器11的初级侧具备第三～第六半导体开关元件7a、8a、7b、8b，在变压器11的次级侧具备作为整流电路的二极管12、13和滤波用电抗器18、滤波用电容器14。
一般全桥型绝缘转换器电路与实施方式2的绝缘型转换器电路同样地，在第三半导体开关元件7a和第四半导体开关元件8a、以及第五半导体开关元件7b和第六半导体开关元件8b以固定的频率以及占空比50％互补地导通、断开的情况下效率最佳，因此在绝缘型转换器电路16中，不进行升降压比的控制，而由非绝缘型升降压转换器电路15进行升降比的控制。由此，能不受输入输出条件影响地使绝缘型转换器电路16在效率最佳的条件下进行动作。
根据以上说明的实施方式4的功率转换器，将绝缘型转换器电路16设为全桥转换器，从而能以较少的元器件件数并以简单的连接电路来构成绝缘型转换器电路16，能实现低成本化、小型化。
实施方式1～4示出的非绝缘型升降压转换器电路15和绝缘型转换器电路16不限于这些组合，也可以将任意非绝缘型升降压转换器电路15和绝缘型转换器电路16进行组合。此外，也可以是实施方式1～4未示出的方式。
实施方式1～4中示出的绝缘型转换器电路16在次级侧具有全波整流电路，但也可以是其它的整流电路(例如桥式整流电路)。
实施方式5.
接着，基于图18～图20对本发明的实施方式5中的功率转换器进行说明。图18是本发明的实施方式5所涉及的功率转换器的简要结构图。发明的实施方式5所涉及的功率转换器包括非绝缘型升降压转换器电路15和绝缘型转换器电路16，非绝缘型升降压转换器电路15是与实施方式1相同的电路结构。
另一方面，绝缘型转换器电路16的变压器11的次级侧整流电路成为利用了半导体开关元件120、130的同步整流电路结构。从而，能提高轻负载时功率转换器的转换率。这样，相对于在二极管整流电路中即使流向二极管的电流减小也会因二极管的电压降Vf而产生损耗(W＝Vf×Io)的情况，在同步整流中由于MOSFET的半导体开关元件120、130的损耗与电流的平方成正比(W＝Ron×Io2)，因此抑制了导通损耗。
接着，利用波形对实施方式5中的绝缘型转换器电路16的基本的动作进行说明。图19是实施方式5所涉及的功率转换器的各波形图。
图19中分别示出了：施加于第三以及第四半导体开关元件7、8的栅极、源极间的栅极电压Vgs7、Vgs8的波形；施加于第三以及第四半导体开关元件7、8的漏极、源极间的电压Vds7、Vds8的波形；流向谐振用电容器9、谐振用电抗器10(变压器11的泄漏电感)的电流(以下称为谐振电流)ILr的波形；流向变压器11的励磁电感Lm的励磁电流ILm的波形；施加于变压器11的初级侧的电压Vtr1的波形；施加于半导体开关元件120、130的栅极、源极间的栅极电压Vgs12、Vgs13的波形；以及流过半导体开关元件120、130的电流ID12、ID13的波形。流过变压器11的初级侧的电流中，将从谐振用电容器9流向变压器11的方向作为正向。
控制部17实现第三半导体开关元件7与半导体开关元件120的导通、断开控制的同步，第四半导体开关元件8实现与半导体开关元件130的导通、断开控制的同步。实施方式5中，如实施方式1所说明的那样，进行控制使得开关频率fsw的半周期(Tsw/2)、和对由谐振用电抗器10和谐振用电容器9构成的串联谐振电路的串联谐振频率fsr的半周期(Tsr/2)加上死区时间td的频率变为相等。
一般推荐进行控制使开关频率fsw≒串联谐振频率fsr成为相等，但实际上半导体开关元件提前断开死区时间td这部分时间，因此会产生断开损耗。这成为效率恶化的原因。
实施方式5中的功率转换器的绝缘型转换器电路16中，控制部17如上文所述设有考虑到了死区时间td的开关频率，从而次级侧整流电路的半导体开关元件120、130能以大致0A进行断开，不仅能降低断开损耗，还能抑制断开时所产生的浪涌，能削减浪涌抑制吸收电路。由图19可知，半导体开关元件120、130在快到达所述死区时间之前电流仍流向体二极管，由此漏极、源极间的电压Vds为零，半导体开关元件120、130中ZVS成立。
接着，对实施方式5中的功率转换器中负载电压增加了的情况下的控制部17的保护动作进行说明。实施方式5中的功率转换器中，由于绝缘型转换器电路16成为同步整流结构，因此输出电压Vo的电压增加时，通过半导体开关元件120、130的开关而在变压器11的初级侧所产生的电压大于非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压，因此产生电流从输出侧流向输入侧的逆流现象。为了防止该现象，控制部17在输出电压Vo增加时，通过增加非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压，从而防止电流从输出电压Vo侧逆流。
控制部17在输出电压Vo增加时，通过使同步整流电路即半导体开关元件120、130持续断开(停止)，也能防止电流从输出电压Vo侧逆流。
实施方式5中，变压器11的次级绕组的中间分接头连接至输出端子Po的负侧，变压器11的次级侧绕组的两端分别与半导体开关元件(MOSFET)120、130的源极端子连接，但不限于此，作为变形例，例如如图20所示，也可以构成为中间分接头连接至输出端子Po的正侧，变压器11的次级侧绕组的两端分别与半导体开关元件(MOSFET)120、130的漏极端子连接。
根据以上说明的实施方式5的功率转换器，通过将绝缘型转换器电路16的整流电路设为由半导体开关元件所形成的同步整流电路，而将二极管整流电路的电压降造成的损耗降低至半导体开关元件的导通损耗造成的损耗，从而可实现高效化。
在绝缘型转换器电路16的输出电压上升时，发生同步整流电路的逆流，半导体开关元件120、130成为硬开关，产生浪涌电压，这时，通过使非绝缘型升降压转换器电路15的输出电压上升，能防止同步整流电路的逆流。
在绝缘型转换器电路16的输出电压上升时，通过使半导体开关元件120、130断开，从而能防止逆流。
实施方式6.
接着，基于图21对本发明的实施方式6中的功率转换器进行说明。图21是实施方式6所涉及的功率转换器的简要结构图。本发明的实施方式6所涉及的功率转换器除了实施方式5中所说明的电路之外，还连接有获取流过变压器11的次级绕组的电流值的输出电流检测电路24。
该图21中，控制部17、利用该控制部17对半导体开关元件1、4、7、8、120、130进行导通、断开控制的控制线30a、30b、30c、30d、30g、30h以及从输入电压检测电路21、22、23、24输入的信号线31a、31b、31c、31d与图18相同而省略标记。
利用实施方式1和5中说明的控制方法，该实施方式6的发明中也能在输入电压范围较大的范围中以高效率输出稳定的电压。然而，由于历时老化造成的劣化、温度变化，谐振用电容器9的电容、变压器11的泄漏电感即谐振用电抗器10的电感的变化，串联谐振频率fsr实际上会发生变化。为此，图19中说明的半导体开关元件120、130中流过的电流ID12、ID13的动作波形如图22的实线所示那样发生变化。图22的虚线表示图19的电流ID12、ID13的动作波形。
例如，图21示出了由于谐振用电容器9的电容的下降、或谐振用电抗器10的电感的下降(或双方)而导致串联谐振频率fsr增加的情况。若由于图21的半导体开关元件120、130中流过的电流ID12、ID13，使同步整流中串联谐振频率fsr增加，则谐振电流反转(从漏极流向源极)。从而，在断开时不仅发生开关损耗，而且浪涌增大。
为了解决该问题，在实施方式6中说明的功率转换器中，控制部17不仅使半导体开关元件120、130的导通、断开的定时分别与第三以及第四半导体开关元件7、8同步，而且进行控制以使在由输出电流检测电路24所检测到的电流值低于阈值的瞬间断开半导体开关元件120或半导体开关元件130。
从而，半导体开关元件120、130在断开时成为二极管，能以0A断开，因此不产生开关损耗，还能抑制浪涌。
图23示出了实施方式6中的施加在半导体开关元件120、130的栅极、源极间的栅极电压Vgs12、Vgs13和流向半导体开关元件120、130的电流的ID12、ID13的动作波形。
图23的实线是在实施方式6中在输出电流检测电路24所检测到的电流值低于阈值的定时、控制部17断开了半导体开关元件120、130的情况。另一方面，虚线是图22的浪涌发生了的情况下的动作波形。此外，半导体开关元件120、130的断开的定时在电流成为0A时最佳，但实际上由于传感器的偏差、栅极信号的延迟等无法正好在0A时断开，因此设有阈值。
实施方式6中，绝缘型转换器电路16为LLC转换器，但不限于此，也可适用于其它的绝缘型转换器。
此外，实施方式6中，非绝缘型升降压转换器电路15是H桥型，但不限于此，也可以是其它的非绝缘型升降压转换器电路。
实施方式6中，说明了监控输出电流检测电路24的电流值，控制部17断开半导体开关元件120、130，但不限于此，例如也可以利用比较器，在输出电流检测电路24的电流值小于阈值的瞬间通过硬件进行控制以使半导体开关元件120、130断开。
此外，作为输出电流检测电路24，为了监控流向半导体开关元件120、130的电流，在变压器11的次级侧配置有电流传感器，但不限于此，例如也可以在变压器11的初级侧配置电流传感器，根据流向变压器11的初级侧的谐振电流来推测变压器11的次级侧电流。
实施方式6中，变压器11的次级绕组的中间分接头连接至输出端子Po的负侧，变压器11的次级侧绕组的两端分别与半导体开关元件(MOSFET)120、130的漏极端子连接，但不限于此，例如也可以构成为中间分接头连接至输出端子Po的正侧，变压器11的次级侧绕组的两端分别与半导体开关元件(MOSFET)120、130的源极端子连接(省略图示)。
实施方式6中，在变压器11的次级绕组的中间分接头的位置上设有输出电流检测电路24，但不限于此，也可以分别与各半导体开关元件120、130串联连接地设置电流传感器。
根据以上说明的实施方式6的功率转换器，绝缘型转换器电路16设有对流向同步整流电路的电流进行感测的电流传感器电路(输出电流检测电路24)，控制部17通过在流向同步整流电路的电流变为阈值以下的情况下进行断开，从而能防止逆流，且尽可能增加同步整流的时间从而实现高效化。
实施方式7.
接着，对本发明的实施方式7中的功率转换器进行说明。实施方式7所涉及的功率转换器是与实施方式6相同的电路结构。与实施方式6同样地，将下述问题作为解决对象，即：在由于历时老化产生的劣化、温度变化导致谐振用电容器9的电容、谐振用电抗器10的电感发生变化、从而使串联谐振频率fsr发生了变化的情况下，在半导体开关元件120、130断开时产生开关损耗，浪涌增大。
实施方式6中，设置了控制断开半导体开关元件120、130的定时以使得在输出电流小于阈值的定时进行断开的单元、电路，但实施方式7中，通过增减绝缘型转换器电路16的第三以及第四半导体开关元件7、8的开关频率来进行调整，使半导体开关元件120、130在0A附近断开。
通过串联谐振频率fsr发生变化，从而功率转换器的动作波形如图22所示那样变化。这时，控制部17在半导体开关元件120、130进行断开的定时获取输出电流检测电路24的值。这时，若该电流值离开0A超过某规定的范围，则控制部17使开关频率增减。
例如图21的情况下，控制部17使开关频率增加。从而，开关频率fsw接近串联谐振频率fsr，因此能在0A附近进行断开。相反地，在半导体开关元件120、130的电流达到0A之前断开了的情况下，控制部17降低开关频率。从而，起到与上述实施方式6相同的效果。
实施方式7中，为了降低半导体开关元件120、130的断开损耗，抑制浪涌，设置电流传感器电路(输出电流检测电路24)，使开关频率增减，构成使半导体开关元件120、130在0A附近断开这样的电路，但不限于此，例如也可以为功率转换器在内部具备温度传感器(未图示)，控制部17将根据温度变化而变化的串联谐振频率fsr的值预先储存为函数，根据温度传感器的监控值，使开关频率fsw发生变化。
根据以上说明的实施方式7的功率转换器，控制部17对LLC谐振转换器即绝缘型转换器电路16的谐振电流进行监控，与串联谐振频率fsr相匹配地调节开关频率fsw，从而能使绝缘型转换器电路16以高效率进行动作。
控制部17监控温度信息，预测串联谐振频率fsw来调节开关频率fsw，从而能使绝缘型转换器电路16以高效率进行动作。
实施方式8.
接着，对本发明的实施方式8中的功率转换器进行说明。实施方式8所涉及的功率转换器是与实施方式6相同的电路结构。该功率转换器输出额定功率以上的功率，为了不破坏功率转换器，利用输出电流检测电路24，将输出电流Io输入控制部17，通过控制部17进行控制，从而利用控制部的低通滤波器等去除输出电流Io的交流分量以作为直流值，使得如图24所示那样若流过阈值以上的输出电流Io则输出电压的目标值Vo*降低，使输出电压Vo降低。图24中的输出电流Io是指由控制部的低通滤波器等去除交流分量后的直流值。输出电压的目标值Vo*降低的方法有下述各种方式：输出电压的目标值Vo*被维持直到达到阈值Ith1为止并在阈值Ith1时成为0[V]的方式A；输出电压的目标值Vo*被维持直到达到阈值Ith1为止并从阈值Ith1起开始逐渐降低而在阈值Ith2时成为0[V]的方式B；以及输出电压的目标值Vo*被维持直到达到阈值Ith1为止并从阈值Ith1起开始逐渐降低而在达到阈值Ith3之前逐渐降低至成为0[V]的方式C等。
实施方式8中，根据输出电流Io降低输出电压的目标值Vo*，但根据功率转换器的其它部位的电流降低输出电压的目标值Vo*也可获得同样的效果。
实施方式8示出的非绝缘型升降压转换器电路15和绝缘型转换器电路16不限于这些组合，也可以将任意非绝缘型升降压转换器电路15和绝缘型转换器电路16进行组合。也可以是本说明书中未示出的方式。
实施方式8示出的绝缘型转换器电路16中在次级侧具有全波整流电路，但也可以是其它的整流电路(例如桥式整流电路)。
根据以上说明的实施方式8的功率转换器，控制部17利用输出电流检测电路24感测输出电流Io，利用控制部的低通滤波器去除输出电流Io的交流分量，若流过图24所示那样的阈值以上的输出电流Io则输出电压的目标值Vo*降低，通过进行控制使输出电压Vo降低，从而能输出额定功率以上的功率，而不破坏功率转换器。
上述各实施方式中半导体开关元件是MOSFET，但也可不限于此，例如也可以是IGBT。
上述各实施方式中，在从整流电路的后级到输出端子Po之间并联连接有滤波用电容器14，但也可不限于此。例如在输出部连接有铅蓄电池等大容量分量的元器件时，也可以不连接电容器。
上述各实施方式中，绝缘型转换器电路16采用使用了两个半导体开关元件的半桥结构，但不限于此，例如也可以构成全桥。
上述各实施方式中，用于功率转换器的半导体开关元件不限于由硅(Si)半导体构成的半导体开关元件，例如半导体开关元件也可以由比Si半导体带隙更宽的非Si半导体材料构成。作为非Si半导体材料的宽带隙半导体，例如为碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
由宽带隙半导体构成的半导体开关元件能在利用Si半导体难以进行单极动作的高电压区域下使用，能大幅降低在开关时所产生的开关损耗，能大幅降低功率损耗。由于功率损耗减小、耐热性也提高，因此在具备冷却部而构成功率模块的情况下，能实现散热器的散热翅片的小型化、水冷部的空气冷却，因此，能使半导体模块进一步小型化。由宽带隙半导体构成的半导体开关元件适于高频开关动作，若应用于高频化要求较大的转换器电路，则通过使开关频率高频化，也能使连接于转换器电路的电抗器、电容器等小型化。由此，在上述各实施方式中的半导体开关元件成为由碳化硅等宽带隙半导体构成的半导体开关元件的情况下，也能获得相同的效果。
以上记载了本发明的实施方式，但本发明不限于实施方式，能进行各种设计变更，在本发明的范围内，能自由组合各实施方式，或对各实施方式进行适当变形、省略。
标号说明
1、4、7、7a、7b、8、8a、8b、120、130 半导体开关元件、
2、5、12、13 二极管、
3 滤波用电抗器、
6 滤波电容器、
9、9a、9b、9c、9d 谐振用电容器、
10 谐振用电抗器、
11 变压器、
14 滤波电容器、
15 非绝缘型升降压转换器电路、
16 绝缘型转换器电路、
17 控制部、
18 滤波用电抗器、
21 输入电压检测电路、
22 滤波电容器电压检测电路、
23 输出电压检测电路、
24 输出电流检测电路。

Claims (24)

1.一种功率转换器，其特征在于，包括：
非绝缘型升降压转换器电路，该非绝缘型升降压转换器电路使输入的电压升降压并输出直流电压；
绝缘型转换器电路，该绝缘型转换器电路输入从所述非绝缘型升降压转换器电路输出的直流电压并向负载输出直流电压；以及
控制部，该控制部对所述非绝缘型升降压转换器电路和所述绝缘型转换器电路进行控制。
2.如权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制部仅通过所述非绝缘型升降压转换器电路来对所述输入的电压与所述绝缘型转换器电路的输出电压之间的升降压比进行控制。
3.如权利要求1或2所述的功率转换器，其特征在于，
所述非绝缘型升降压转换器电路是具有第一滤波用电抗器、第一滤波用电容器、二极管、以及控制所述第一滤波用电抗器的通电的第一半导体开关元件的极性反转型升降压斩波器。
4.如权利要求1或2所述的功率转换器，其特征在于，
所述非绝缘型升降压转换器电路是H桥型升降压斩波器，该H桥型升降压斩波器具有第一滤波用电抗器、第一滤波用电容器、两个二极管、控制对所述第一滤波用电抗器施加输入电压的施加时间的第一半导体开关元件、以及控制储存于所述第一滤波用电容器的直流电压的第二半导体开关元件。
5.如权利要求3或4所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制部在所述功率转换器不向负载传输功率的情况下，断开所述第一半导体开关元件。
6.如权利要求4所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制部在使所述非绝缘型升降压转换器电路进行降低输入电压的降压动作的情况下，使所述第二半导体开关元件持续断开，通过所述第一半导体开关元件来控制降压比，在使所述非绝缘型升降压转换器电路进行升高输入电压的升压动作的情况下，使所述第一半导体开关元件持续导通，通过所述第二半导体开关元件来控制升压比。
7.如权利要求4所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制部在所述非绝缘型升降压转换器电路的升降压比为1的情况下，使所述第一半导体开关元件始终导通，使所述第二半导体开关元件始终断开。
8.如权利要求1至7的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述绝缘型转换器电路是谐振型转换器，该谐振型转换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，在所述变压器的初级绕组上连接有第三半导体开关元件、第四半导体开关元件、谐振用电抗器和谐振用电容器，在所述变压器的次级绕组上连接有整流电路和滤波用电容器。
9.如权利要求1至7的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述绝缘型转换器电路是全桥转换器，该全桥转换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，在所述变压器的初级绕组上连接有第三半导体开关元件、第四半导体开关元件、第五半导体开关元件和第六半导体开关元件，在所述变压器的次级绕组上连接有整流电路和滤波用电抗器。
10.如权利要求1至7的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述绝缘型转换器电路是半桥转换器，该半桥转换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，在所述变压器的初级绕组上连接有第三半导体开关元件、第四半导体开关元件和各自保持所述非绝缘型升降压转换器电路的输出电压的一半电压的两个分割用电容器，在所述变压器的次级绕组上连接有整流电路和滤波用电抗器。
11.如权利要求8至10的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述绝缘型转换器电路的整流电路由二极管构成。
12.如权利要求8至10的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述绝缘型转换器电路的整流电路是由半导体开关元件构成的同步整流电路。
13.如权利要求12所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制部在所述绝缘型转换器电路的输出电压上升的情况下，使所述非绝缘型升降压转换器电路的输出电压上升。
14.如权利要求12所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制部在所述绝缘型转换器电路的输出电压上升的情况下，使所述绝缘型转换器电路的所述同步整流电路停止。
15.如权利要求12至14的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述绝缘型转换器电路包括输出电流检测电路，该输出电流检测电路检测流向所述同步整流电路的电流，所述控制部在所述输出电流检测电路所检测到的电流在阈值以下的情况下，断开所述同步整流电路。
16.如权利要求8所述的功率转换器，其特征在于，
所述绝缘型转换器电路的谐振用电抗器由具有初级绕组和次级绕组的所述变压器的泄漏电感构成。
17.如权利要求8所述的功率转换器，其特征在于，
所述绝缘型转换器电路是LLC转换器。
18.如权利要求17所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制部使所述LLC转换器以固定的开关频率进行动作。
19.如权利要求18所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制部进行控制，使所述LLC转换器的固定开关频率的半周期的时间等于由所述谐振用电容器和所述谐振用电抗器所决定的串联谐振频率的半周期加上死区时间后所得的时间。
20.如权利要求18所述的功率转换器，其特征在于，
所述功率转换器包括温度传感器，所述控制部根据所述温度传感器所检测到的温度值，来控制所述LLC转换器的开关频率。
21.如权利要求18所述的功率转换器，其特征在于，
所述绝缘型转换器电路包括输出电流检测电路，该输出电流检测电路检测流向输出电路的电流，所述控制部根据所述输出电流检测电路所检测到的电流值，来控制所述LLC转换器的开关频率。
22.如权利要求1至21的任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述功率转换器包括电流传感器，所述控制部根据所述电流传感器所检测到的电流值，使所述功率转换器的输出电压目标值降低。
23.如权利要求22所述的功率转换器，其特征在于，
所述功率转换器的半导体开关元件是由宽带隙半导体形成的元件。
24.如权利要求23所述的功率转换器，其特征在于，
所述宽带隙半导体是使用了碳化硅、氮化镓类材料或者金刚石的半导体。
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