CN107394822A - 一种lcl型并网逆变器单电流反馈的电流控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种LCL型并网逆变器单电流反馈的电流控制方法，属于并网逆变器进网电流控制领域，该方法通过对进网电流进行比例、积分、微分反馈，来增加系统的阻尼，实现了对LCL滤波器的并网逆变器系统的谐振尖峰抑制。通过对进网电流的反馈控制，该方法将LCL型滤波并网逆变器的传递函数设计成为一个基波谐振控制器与二阶滤波环节组成的四阶系统，与传统的三阶系统相比，可实现更优的基波频率分量的跟踪响应，减小系统总谐波失真，系统具有优异的动静态性能；同时，不增加额外的传感器，是一种成本低可靠性强的新型并网控制方法。
Description
技术领域
本发明涉及并网逆变器进网电流控制领域，具体涉及一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法。
背景技术
光伏并网逆变器作为连接新能源与电网的核心装置，其滤波环节对输出电流质量至关重要。相比于传统的L型滤波器，LCL滤波器以其滤波效果好、成本低、质量小的优点，在各种大型并网逆变器中得到广泛实际应用。但是，由于LCL滤波器是一个三阶的系统，在其谐振频率处存在一个谐振尖峰，同时相位发生了-180°的跳变，影响系统稳定性且对进网电流质量会产生不利影响。故为了保证进网电流的质量，必须对LCL滤波器的三阶系统进行校正。
对于谐振尖峰的抑制，其核心思想就是引入阻尼，可分为无源阻尼和有源阻尼两种方法。前者是通过在LCL滤波结构中加入电阻以抑制谐振尖峰，该方法有效的实现了谐振尖峰的抑制，但是电阻上会产生较大的功率损耗。而有源阻尼的思想由于通过控制算法引入阻尼而会产生额外功率损耗的优点，在实际工程中得到广泛应用。
传统的有源阻尼控制方法是通过反馈控制电容电流实现谐振尖峰的抑制，在此基础上，有学者提出电容电压反馈、多状态组合反馈等新型有源阻尼控制方法，但是这些方法均需要多个传感器，而且传感器的增加必然需要更加复杂的硬件连接及电路结构，这样会增加成本，在实际工程中难以得到广泛应用。
从减少系统传感器，节省开发成本的立足点出发，有的学者提出了电容电流估算反馈、进网电流单闭环反馈等控制方法。虽然电容电流估算反馈减少了传感器，但是电容电流估算容易受到系统参数的影响，计算过程复杂且对测量精度要求较高，易产生误差。现有的进网电流单闭环反馈控制是一个三阶的系统，可以实现对直流分量的无静差跟踪，但难以实现对基波频率分量的无静差跟踪控制。
发明内容
有鉴于此，本文针对现有的单电流反馈控制方法的不足，提出一种新型的LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，此发明减少了传感器的数量，节省了开发成本，同时解决了传统的单闭环反馈无法对基波频率分量无静差跟踪的不足。
本发明的技术方案为：
一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，包括以下步骤：
采样进网LCL型并网逆变器的电网侧输出电流i2；对输出电流i2与给定值进行比较，得到一个误差信号，然后将其送入电流调节器Gi(s)，得到第一输出信号，其中电流调节器Gi(s)选用PI调节器；入网电流通过内环反馈控制环节Gsd(s)得到第二输出信号，通过内环反馈实现了对谐振尖峰的抑制，保证了系统的稳定性，把第一输出信号和第二输出信号比较得到驱动开关器件的脉宽调制信号。
进一步，电流调节器Gi(s)的表达式为其中Kp为所述电流调节器的比例参数，Ki为所述电流调节器的积分参数。
进一步，所述入网电流通过内环反馈控制环节Gsd(s)的具体计算过程为：
1)设取LCL型滤波器的单相光伏并网逆变器，其中LCL滤波器由逆变器侧电感L1、滤波电容C和网侧电感L2组成，ZL1(s)、ZC(s)和ZL2(s)分别对应电感L1、滤波电容C和电感L2的阻抗，忽略寄生电阻，可得：
ZL1(s)＝sL1，ZL2(s)＝sL2
推导可得LCL滤波器的传递函数：
该系统的阻尼系数ξ＝0，自然谐振频率为
2)引入阻尼对系统校正，所谓阻尼就是对上式的谐振单元部分加入s的一次项，构成：
式中：s为复频率变量；ξ0为基波谐振控制的阻尼系数；ω0为基波角频率；ξ为谐振极点的阻尼系数；ωn为该三阶滤波系统的谐振频率。从上式可以发现起到主要阻尼作用的是二阶微分环节；
3)上述传递函数可视为积分环节与二阶滤波环节的级联，为了实现对基波频率的无静差跟踪控制，把系统的传递函数校正为基波谐振控制器与二阶滤波环节的级联，即：
4)在引入逆变器进网侧电流反馈后可推导得到该系统传递函数为：
为了配置成基波谐振控制器同二阶滤波环节的级联，需要对单电流反馈控制环节进行配置，对上述公式对比发现Gsd(s)需包含二次微分、一次微分、比例环节和积分环节；电流反馈控制环节最终选取为：
式中：K0、K1、K2、K3为待定系数；
5)待定系数的取值计算：
将Gsd(s)表达式带入Gd(s)可得：
式中：s为复频率变量；ξ0为基波谐振控制的阻尼系数；ω0为基波角频率，其表达式为ω0＝2πf0；ξ为谐振极点的阻尼系数；ωn为该三阶滤波系统的谐振频率。
在标准形式下可以实现谐振尖峰的抑制，对比上述公式发现起到谐振尖峰抑制的主要为二次微分环节，因此，只要在单电流反馈中引入二次微分环节即可实现对LCL型滤波器的校正。
上述传递函数的标准形式可视为积分环节与二阶滤波环节的级联，这种结构可以实现对直流分量的无静差跟踪，但是难以对基波频率分量无静差跟踪。
为解决此不足之处，本发明提出把标准形式修改为基波谐振控制器与二阶滤波环节的级联，按照改进后的标准形式，LCL的传递函数变换为一个四阶的系统；对于配置四阶系统，可以采用多状态变量组合反馈的方式，但此方法增加了传感器，增加了系统复杂度。
本发明采用进网电流反馈控制来增加系统阻尼，抑制谐振尖峰，进网电流反馈系数为Gsd(s)，通过对Gsd(s)使得系统传递函数改进为四阶系统。
技术效果：
1)本发明采用单电流反馈控制的方法，减少了传感器数量，简化了电路结构，降低了产品成本；
2)LCL滤波器的谐振尖峰得到有效抑制；
3)本发明采用单电流反馈控制的方法，通过对反馈系数的设置，将传统的三阶系统修正为四阶系统，仅使用PI控制器就可以达到使用PR控制器的效果，有利于更优的实现对基波频率分量的无静差跟踪控制；
4)该发明适用于目前的光伏、风力等新能源并网逆变器。
附图说明
图1为本发明的方法流程图
图2为单相并网逆变器的电路结构图
图3为LCL滤波器频率特性图
图4为单电流反馈控制方法框图
图5为本发明的逆变器系统的控制框图
图6为单电流反馈开环系统的博得图
图7为单电流反馈闭环控制方法的博得图
图8为闭环系统的阶跃响应图
具体实施方式
本发明以采用LCL型滤波器的单相光伏并网逆变器为研究对象，提出了一种新型的单电流反馈控制方法以完成对LCL滤波器的校正。
下面结合本发明实施例的附图，对本发明进行详尽完整的阐述。
如图1所示，本发明的一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，包括以下步骤：
采样进网LCL型并网逆变器的电网侧输出电流i2；对输出电流i2与给定值进行比较，得到一个误差信号，然后将其送入电流调节器Gi(s)，得到第一输出信号，其中电流调节器Gi(s)选用PI调节器；入网电流通过内环反馈控制环节Gsd(s)得到第二输出信号，通过内环反馈实现了对谐振尖峰的抑制，保证了系统的稳定性，把第一输出信号和第二输出信号比较得到驱动开关器件的脉宽调制信号。入网电流通过内环反馈控制环节Gsd(s)的具体计算过程为：
步骤1：根据电路结构图推导传统LCL型滤波器的传递函数。
图2为电路结构图。该系统中有直流稳压电源vin、单相全桥逆变和LCL滤波结构组成。其中LCL滤波器由逆变器侧电感L1、滤波电容C和网侧电感L2组成，ZL1(s)、ZC(s)和ZL2(s)分别对应电感L1、滤波电容C和电感L2的阻抗，忽略寄生电阻，可得：
ZL1(s)＝sL1，ZL2(s)＝sL2
推导可得LCL滤波器的传递函数为：
LCL滤波器的频率特性如图3所示，该系统的阻尼系数ξ＝0，可以发现，LCL存在一个谐振尖峰，同时在谐振频率处相位产生180°跳变。
步骤2：引入阻尼实现对谐振尖峰的抑制。
从步骤1中可以知道，LCL滤波器存在谐振尖峰，为抑制谐振尖峰，可引入阻尼对系统校正，所谓阻尼就是对上式的谐振单元部分加入s的一次项，构成：
式中：s为复频率变量；ξ0为基波谐振控制的阻尼系数；ω0为基波角频率，其表达式为ω0＝2πf0；ξ为谐振极点的阻尼系数；ωn为该三阶滤波系统的谐振频率。
可以发现，二次微分环节起到了主要的谐振阻尼作用，因此，为了抑制谐振尖峰，进网电流反馈环节需包含二次微分环节。
步骤3：重新配置系统传递函数，实现对基波频率的无静差跟踪控制。
(1)传统传递函数的改进
上述系统的传递函数可视为积分环节与二阶滤波环节的级联，这种结构可以实现对直流分量的无静差跟踪，但是难以对基波频率分量无静差跟踪。为了实现对基波频率的无静差跟踪控制，可以把系统的传递函数校正为基波谐振控制器与二阶滤波环节的级联，即：
上述公式也可表示为：
(2)采用本发明控制策略的传递函数
该系统的控制方法框图如图4所示，图中的Gsd(s)为进网电流反馈环节，根据图4的系统可以推导出控制信号d到入网电流i2的传递函数：
步骤4：反馈系数Gsd(s)的求取。
(1)确定反馈控制环节的组成部分。
为了配置成基波谐振控制器同二阶滤波环节的级联，需要对单电流反馈控制环节进行配置，对上述公式对比发现Gsd(s)需包含二次微分、一次微分、比例环节和积分环节。为此，本文的电流反馈控制环节最终选取为：
式中：K0、K1、K2、K3为待定系数。
(2)待定系数的选取。
将Gsd(s)表达式带入Gd(s)可得：
式中：s为复频率变量；ξ0为基波谐振控制的阻尼系数，其值越大，基波频率处增益将越小，不利于提高进网电流质量，考虑到电网在基波频率处的响应，此处取值0.01；ω0为基波角频率，其表达式为ω0＝2πf0，根据基波频率为50Hz可以得出基波角频率；ξ为谐振极点的阻尼系数，取值区间为0.4-0.8，此处取值0.6；ωn为该三阶滤波系统的谐振频率，其影响着稳定裕度，取值范围：
式中fSW为开关频率。
如若LCL滤波器的自然谐振角频率同样满足该范围，则选取：
优选实施例：
本发明设计了一组额定功率为5KW的单相全桥逆变器，开关频率fSW为12KHz，电网电压220V/50Hz，直流侧输入电压为360V。逆变器侧电感为750μH，网侧电感为150μH，滤波电容取值10μF。
图5为本发明的逆变器系统的控制框图，下面介绍PI控制器参数的选取；
PI控制器表达式为：
其中，Kp为所述PI控制器的比例参数，其取值可参考：Kp＝0.5(L1+L2)fSW；
Ki为所述PI控制器的积分参数，
其中，ai为正数，本文取值3，fSW为开关频率。
至此，参数设置完毕。
图6为本发明采用的控制方法的开环博得图。可以很明显地看出：与图2相比，其谐振尖峰得到有效抑制，幅值裕度为14.5dB，满足大于等于3dB的设计要求，保证了系统的鲁棒性；基波频率处幅值增益为72.4dB，采用PI调节器达到了使用PR调节器的控制效果，可保证系统在电网频率在±0.5Hz的波动下电网的幅值误差低于0.01，保证了良好的稳态响应；该系统相位裕度为62.5°，满足大于等于45°的设计要求，保证了较小的瞬态响应超调量，良好的动态响应。因为开环传递函数在右半平面无极点，且其传递函数幅频特性曲线大于0的范围内相频特性曲线穿越(2k+1)π线的次数为零，因此闭环系统稳定。
图7为本发明提出的逆变器系统的闭环博得图。从闭环系统博得图中可以看出此系统对高频信号具有较高衰减，且系统带宽约为4.37KHz，保证了系统的快速响应。
闭环系统的阶跃响应如图8所示，由图可知闭环系统的阶跃响应时间为0.002s，可以发现该系统响应速度快，动态性优越。
综上所述，传统的LCL滤波器存在谐振尖峰，有源阻尼由于不产生损耗的特点而得到广泛应用。但是传统的电容电流反馈需要多个传感器配合使用，这就增加了系统的成本。本发明提出了一种新型的单电流控制方法，对比于前人提出的单电流控制方法，本发明的创新之处在于将系统内环传递函数配置成一个基波谐振环节和二阶滤波环节级联的四阶系统，在外环仅仅采用PI调节器就可以达到使用PR调节器的控制效果，如此一来可保证对基波频率的无静差跟踪控制，而且该系统的动态性能良好，能够快速响应，保证了进网电流的高质量；且本文采用的是直接电流控制方法，具有高功率因素的特点。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
Claims (8)
1.一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
采样进网LCL型并网逆变器的电网侧输出电流i2；对输出电流i2与给定值进行比较，得到一个误差信号，然后将其送入电流调节器Gi(s)，得到第一输出信号，其中电流调节器Gi(s)选用PI调节器；入网电流通过内环反馈控制环节Gsd(s)得到第二输出信号，通过内环反馈实现了对谐振尖峰的抑制，保证了系统的稳定性，把第一输出信号和第二输出信号比较得到驱动开关器件的脉宽调制信号。
2.如权利要求1所述的一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，其特征在于，电流调节器Gi(s)的表达式为其中Kp为所述电流调节器的比例参数，Ki为所述电流调节器的积分参数。
3.如权利要求1所述的一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，其特征在于，所述入网电流通过内环反馈控制环节Gsd(s)的具体计算过程为：
1)设取LCL型滤波器的单相光伏并网逆变器，其中LCL滤波器由逆变器侧电感L1、滤波电容C和网侧电感L2组成，ZL1(s)、ZC(s)和ZL2(s)分别对应电感L1、滤波电容C和电感L2的阻抗，忽略寄生电阻，可得：ZL1(s)＝sL1，ZL2(s)＝sL2；推导可得LCL滤波器的传递函数；
该系统的阻尼系数ξ＝0，自然谐振频率为
2)引入阻尼对系统校正，所谓阻尼就是对上式的谐振单元部分加入s的一次项，构成：
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式中：s为复频率变量；ξ0为基波谐振控制的阻尼系数；ω0为基波角频率；ξ为谐振极点的阻尼系数；ωn为该三阶滤波系统的谐振频率。从上式可以发现起到主要阻尼作用的是二阶微分环节；
3)上述传递函数可视为积分环节与二阶滤波环节的级联，为了实现对基波频率的无静差跟踪控制，把系统的传递函数校正为基波谐振控制器与二阶滤波环节的级联；
4)在引入逆变器进网侧电流反馈后可推导得到该系统传递函数为：
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为了配置成基波谐振控制器同二阶滤波环节的级联，需要对单电流反馈控制环节进行配置，对上述公式对比发现Gsd(s)需包含二次微分、一次微分、比例环节和积分环节；电流反馈控制环节最终选取为：
Gsd(s)＝K0s2+K1s+K2s0+K3s-1
式中：K0、K1、K2、K3为待定系数；
5)待定系数的取值计算：
将Gsd(s)表达式带入Gd(s)可得：
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<mrow>
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</mrow>
</msub>
</mfrac>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
</mfenced>
式中：s为复频率变量；ξ0为基波谐振控制的阻尼系数；ω0为基波角频率，其表达式为ω0＝2πf0；ξ为谐振极点的阻尼系数；ωn为该三阶滤波系统的谐振频率。
4.如权利要求3所述的一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，其特征在于，LCL滤波器的传递函数为：
<mrow>
<msub>
<mi>G</mi>
<mrow>
<mi>d</mi>
<mn>0</mn>
</mrow>
</msub>
<mrow>
<mo>(</mo>
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</mrow>
<mo>=</mo>
<mfrac>
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<mi>s</mi>
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<mn>1</mn>
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<mn>1</mn>
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<mo>+</mo>
<msub>
<mi>L</mi>
<mn>2</mn>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
</mfrac>
<mo>.</mo>
</mrow>
5.如权利要求3所述的一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，其特征在于，系统的传递函数校正为基波谐振控制器与二阶滤波环节的级联可得：
<mrow>
<msubsup>
<mi>G</mi>
<mrow>
<mi>d</mi>
<mi>o</mi>
</mrow>
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</msubsup>
<mrow>
<mo>(</mo>
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<mo>=</mo>
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<mn>0</mn>
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<mo>+</mo>
<mn>2</mn>
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<mi>&xi;&omega;</mi>
<mi>n</mi>
</msub>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
<msubsup>
<mi>&omega;</mi>
<mi>n</mi>
<mn>2</mn>
</msubsup>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
</mfrac>
<mo>.</mo>
</mrow>
6.如权利要求3所述的一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，其特征在于，所述步骤5中，ξ0为基波谐振控制的阻尼系数，此处取值0.01；ω0为基波角频率，其表达式为ω0＝2πf0，根据基波频率为50Hz可以得出基波角频率。
7.如权利要求3所述的一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，其特征在于，所述步骤5中，ξ为谐振极点的阻尼系数，取值区间为0.4-0.8。
8.如权利要求3所述的一种LCL型并网逆变器单电流反馈控制方法，其特征在于，所述步骤5中，ωn为该三阶滤波系统的谐振频率，其影响着稳定裕度，取值范围：
式中fSW为开关频率。
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| CN110266017A (zh) * | 2019-05-23 | 2019-09-20 | 浙江工业大学 | 一种lcl型有源电力滤波器混合状态反馈虚拟阻尼控制方法 |
| CN110739724A (zh) * | 2019-10-25 | 2020-01-31 | 中国矿业大学 | 一种基于离/并网双模式无缝切换运行的微网逆变器稳定控制方法 |
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| CN102709938A (zh) * | 2012-05-22 | 2012-10-03 | 南京航空航天大学 | Lcl滤波并网逆变器单进网电流采样的电流控制方法 |
| CN103887822A (zh) * | 2014-04-03 | 2014-06-25 | 湖南大学 | 一种lcl型单相并网逆变器功率控制及有源阻尼优化方法 |
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| CN110739724B (zh) * | 2019-10-25 | 2023-05-05 | 中国矿业大学 | 一种基于离/并网双模式无缝切换运行的微网逆变器稳定控制方法 |
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